CN102904854A - 一种在滤波器组多载波系统中减小峰均比的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在滤波器组多载波系统的发射设备中减小峰均比的方法，包括：对待传输数据进行星座调制(210)；对K个经过所述星座调制得到的星座符号组成的向量进行K点离散傅里叶变换(220)；对经过所述离散傅里叶变换之后得到的数据向量进行偏置正交幅度调制(230)；所述参数K代表为传输所述待传输数据而分配的子载波的个数。通过本发明提出的方案，能够在不增加较多的运算的情况下，较为明显地降低信号的峰均比，从而提高功率放大电路的效率，提高有效发射功率，减小信号在功率放大阶段的非线性失真。

Description

一种在滤波器组多载波系统中减小峰均比的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信网，尤其涉及在滤波器组多载波系统中减小峰均比的方法。

背景技术

在第四代移动通信系统中曾使用正交频分复用(OFDM)。然而OFDM的带外辐射强，保护频带开销大，频率分辨率有限。这些缺点限制了OFDM系统的应用。而滤波器组多载波系统(filter-bankmulti-carrier：FBMC)由于其子载波频谱带外衰减快，对相邻子载波干扰小，可能成为OFDM的替代方案。

此外，FBMC系统的优点还包括省去了循环前缀，提高了频谱效率，以及对时频同步误差鲁棒等。

然而FBMC系统中存在发送信号的峰均比(Peak-to-AveragePower Ratio：PAPR)过高的问题。峰均比过高容易导致较大的功率损耗，尤其在用户设备端，这将是非常不利的。此外，峰均比过高还容易导致发送信号在功率放大阶段非线性失真，这也是应当避免的。

发明内容

本发明的一个目的在于提供一种在滤波器组多载波系统中减小峰均比的方法。这将是非常有益的。

根据本发明的一个方面，提供了一种在滤波器组多载波系统的发射设备中减小峰均比的方法，包括如下步骤：对待传输数据进行星座调制；对K个经过所述星座调制得到的星座符号组成的向量进行K点离散傅里叶变换；对经过所述离散傅里叶变换之后得到的数据向量进行偏置正交幅度调制；其中，所述参数K代表为传输所述待传输数据而分配的子载波的个数。

进一步地，偏置正交幅度调制的步骤包括将所述数据向量的实部映射到第一滤波器组多载波符号，将所述数据向量的虚部映射到第二滤波器组多载波符号。

更进一步地，第一和第二滤波器组多载波符号中的每个元素包含的相位由其所在的滤波器组多载波符号的时域索引以及对应的子载波频域索引决定。

根据本发明的另一个方面，提出了一种在滤波器组多载波系统的接收设备中用于减小峰均比的方法，包括：对经过信道均衡的信号进行所述偏置正交幅度调制解调；对经过偏置正交幅度调制解调的信号进行K点逆离散傅里叶变换；对经过逆离散傅里叶变换的信号进行星座调制解调；其中，所述参数K代表为传输对应的待传输数据而分配的子载波的个数。

根据本发明的另一个方面，提出了一种在滤波器组多载波系统的发射设备中减小峰均比的装置，包括：星座调制模块，用于对待传输数据进行星座调制；离散傅里叶变换模块，用于对K个经过所述星座调制得到的星座符号组成的向量进行K点离散傅里叶变换；偏置正交幅度调制模块，用于对经过所述离散傅里叶变换之后得到的数据向量进行偏置正交幅度调制；其中，所述参数K代表为传输所述待传输数据而分配的子载波的个数。

根据本发明的另一个方面，提出了一种在滤波器组多载波系统的接收设备中用于减小峰均比的装置，包括：偏置正交幅度调制解调模块，用于对经过信道均衡的信号进行所述偏置正交幅度调制解调；逆离散傅里叶变换模块，用于对经过偏置正交幅度调制解调的信号进行K点逆离散傅里叶变换；星座调制解调模块，用于对经过逆离散傅里叶变换的信号进行星座调制解调；其中，所述参数K代表为传输对应的待传输数据而分配的子载波的个数。

通过本发明提出的方案，能够在不增加较多的运算的情况下，较为明显地降低信号的峰均比，从而提高功率放大电路的效率，提高有效发射功率，减小信号在功率放大阶段的非线性失真。进一步地，根据本发明提出的方案对偏置正交幅度调制的方案进行了进一步优化选择。如此优选得到的偏置正交幅度调制方案在引入了离散傅里叶变换之后能够获得最优的峰均比。

附图说明

在下文中将参照以下附图通过例子更具体地描述本发明的优选实施例：

图1示出了在现有FBMC系统的发射设备中的信号流图；

图2示出了根据本发明的一个实施例的在FBMC系统的发射设备中的信号流图；

图3示出了图2所示实施例中多载波滤波的信号流图；

图4示出了根据本发明一个实施例的OQAM调制方式的信号流图；

图5示出了根据本发明一个实施例的多相位滤波器的信号流图；

图6示出了根据本发明的另一个实施例的在FBMC系统的接收设备中的信号流图；

图7示出了图6所示实施例中多载波滤波的信号流图；

图8示出了与图4所示实施例相对应的OQAM解调方式的信号流图；

图9示出了与图5所示实施例相对应的多相位滤波器的信号流图；

图10示出了根据本发明的一个实施例的在FBMC系统的发射设备中减小峰均比的装置；

图11示出了根据本发明的一个实施例的一种在FBMC系统的接收设备中用于减小峰均比的装置。

其中，相同或相似的附图标记表示相同或相似的步骤特征或装置(模块)。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施例进行详细的示例性描述。

图1示出了在现有FBMC系统的发射设备中的信号流图。如图所示，在现有FBMC系统中，在对信息比特进行信道编码之后，首先对待传输的数据进行星座调制110，星座调制110的方式可以为多进制相移键控(Multiple phase-shift keying：MPSK)或者正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation：QAM)等，用于将数据比特转换成星座符号。随后对得到的星座符号进行串并变换(图中未示出)，并对由K个星座符号组成的向量进行偏置正交幅度调制130(Offset-Quadrature Amplitude Modulation：OQAM)，其中参数K代表为传输待传输数据而分配的子载波的个数。经过OQAM调制，将由K个星座符号组成的向量映射为两个FBMC符号。现有技术中已经给出了多种OQAM调制的方案。随后，经过子载波映射150，将FBMC符号映射到对应的子载波上。随后，对子载波映射的输出进行多载波滤波160。

此外，多载波滤波160进一步包括，对子载波映射160的输出进行M点逆离散傅里叶变换；对经过逆离散傅里叶变换的信号进行多相位滤波处理。这里参数M表示系统子载波总个数。在进行星座调制110之前，可能还包括对待传输数据进行信道编码的步骤。

如前文提及的，现有FBMC系统存在峰均比过高的问题。为解决现有技术中存在的问题，根据本发明的一个实施例，提出了一种在FBMC系统的发射设备中减小峰均比的方法，其信号流图如图2所示。

下面结合图2，对本发明的这一实施例进行非限定性的详细说明。如图2所示，根据本发明的这一实施例，在星座调制210和OQAM调制230中间，增加了对信号进行K点DFT处理220的步骤。

具体地，首先对待传输的数据进行星座调制210，调制的方式可以为MPSK或者QAM等，用于将数据比特转换成星座符号。能够理解的是，在星座调制210之前，还可以包含对待传输数据进行信道编码的步骤。在星座调制210之后，对得到的星座符号进行串并变换(图中未示出)，将K个经过星座调制210得到的星座符号s_i，i＝0，1，...，K-1组成一个向量S，其中，参数K代表为传输所述待传输数据而分配的子载波的个数。对应于第2n个和第2n+1个FBMC符号的数据星座符号能够表示为：

$S=\left[\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1\\ .\\ .\\ .\\ s_{K-1}\end{array}\right]---\left(1\right)$

随后对该向量进行K点的DFT预编码220，经过DFT预编码220的数据向量能够表示为：

其中

表示DFT预编码的功率归一化因子，W_K表示e^-j2π/K。

随后，对得到数据向量X进行OQAM调制230。OQAM调制230将数据向量X分为两个FBMC符号。根据本发明的一个优选实施例，对OQAM调制的方案进行了选择。图4中示出了依据本发明的一个优选实施例的OQAM调制方式的信号流图。如图所示，首先将数据向量X中每个元素x的实部和虚部分开，以便随后将数据向量X的实部映射到第一FBMC符号X_2n，将所述数据向量的虚部映射到第二FBMC符号X_2n+1，所获得的实部分量R{x}和虚部分量I{x}分别经过因子为2的上采样。其中，实部分量R{x}经过上采样后，与虚部分量I{x}经上采样并经过延时单元后的信号相加，随后再经过相位处理后输出，以实现将一个数据向量X分解为在时间上先后输出的两个FBMC符号。本领域技术人员能够理解，第一和第二FBMC符号X_2n、X_2n+1在时间上可能有重叠，重叠部分的长度将取决于原型滤波响应。第一和第二FBMC符号中的每个元素包含的相位由其所在的FBMC符号的时域索引以及对应的子载波频域索引决定。在这一优选实施例中，第一和第二FBMC符号X_2n、X_2n+1中的每个元素包含的相位分别由其所在的FBMC符号的时域索引2n、2n+1与对应的子载波频域索引k₀～k_K-1之和决定，即相位处理中所乘的因子为exp(j*pi/2*(索引之和))，也即虚数单位j的索引之和次方。

经过OQAM调制230处理后得到的第2n个和第2n+1个FBMC符号能够被表示为：

$X_{2n}=j^{2n+k_0}\·\left[\begin{array}{c}R\left\{x_0\right\}\\ j\·R\left\{x_1\right\}\\ -R\left\{x_2\right\}\\ -j\·R\left\{x_3\right\}\\ .\\ .\\ .\\ -j\·R\left\{x_{K-1}\right\}\end{array}\right]---\left(3\right)$

$X_{2n+1}=j^{2n+1+k_0}\·\left[\begin{array}{c}I\left\{x_0\right\}\\ j\·I\left\{x_1\right\}\\ -I\left\{x_2\right\}\\ -j\·I\left\{x_3\right\}\\ .\\ .\\ .\\ -j\·I\left\{x_{K-1}\right\}\end{array}\right]=j^{2n+k_0}\·\left[\begin{array}{c}j\·I\left\{x_0\right\}\\ -I\left\{x_1\right\}\\ -j\·I\left\{x_2\right\}\\ I\left\{x_3\right\}\\ .\\ .\\ .\\ I\left\{x_{K-1}\right\}\end{array}\right]---\left(4\right)$

这里，符号j表示虚数单位。k₀表示待传输数据的传输带宽的初始索引。在这里，不失一般性，假设K是4的整数倍。在这一优选实施例中，所分配的K个子载波是连续的。本领域技术人员能够理解，这对于本发明的实施并不是必须的，如果分配的K个子载波不是连续的，例如所分配的K个子载波的索引为k₁、k₃、k₅......k_2K-1也是可能的。

随后，经过子载波映射250，将第一和第二FBMC符号X_2n、X_2n+1映射到所分配的K个子载波上。在本发明的一个优选实施例中，假定初始子载波频域索引k₀＝0，子载波映射250能够表示为：

${\stackrel{\‾}{X}}_{2n}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{X}_{2n}\left(k\right),& k=\mathrm{0,1},\·\·\·,K-1\\ 0,& k=K,K+1,\·\·\·,M-1\end{array}\right.---\left(5\right)$

${\stackrel{\‾}{X}}_{2n+1}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{X}_{2n+1}\left(k\right),& k=\mathrm{0,1},\·\·\·,K-1\\ 0,& k=K,K+1,\·\·\·M-1\end{array}\right.---\left(6\right)$

随后，对子载波映射的输出

进行多载波滤波260。如图3所示，多载波滤波260还进一步包括：对子载波映射的输出

进行M点IDFT变换261；对经过所述IDFT的信号进行多相位滤波262；其中，参数M表示FBMC系统中子载波的总个数。

图5中示出了根据本发明一个实施例的多相位滤波的信号流图。由于所给出的方式是本领域技术人员应当熟知的现有技术，因此在这里不再详细解释。此外，本领域技术人员能够理解，这里给出的多相位滤波方式仅仅是示例性的，旨在对FBMC系统中对信号的处理进行完整的说明，并不应当构成对本发明保护范围的限定。多相位滤波的具体实现方式并不是本发明的要点，还能够使用本领域技术人员能够想到的其他多载波滤波的方式。

以下对依据本发明的这一实施例得到的发射信号进行进一步的分析，以说明依据本发明的方案得到的发射信号峰均比得到了有效的降低。

具体地，第2n个FBMC符号的IDFT输出能够表示为：

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{X}}}_{2n}\left(m\right)=\frac{\sqrt{B}}{\sqrt{M}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{X}}_{2n}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{m}{M}k}$

$=\frac{1}{\sqrt{K}}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{2n}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{m}{M}k}---\left(7\right)$

$=\frac{1}{\sqrt{K}}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}R\left\{x_k\right\}{e}^{\mathrm{j\πk}/2}\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{m}{M}k}$

这里，

用于输出功率归一化。令m＝pB+q，其中，0≤q＜B，0≤p＜M/B＝K，(7)式能够表示为：

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{X}}}_{2n}\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}R\left\{x_k\right\}{e}^{\mathrm{j\πk}/2}\·e^{\frac{j2\mathrm{\π}(\mathrm{pB}+q)k}{\mathrm{BK}}}---\left(8\right)$

1)当q＝0时，即对于m＝pB，有：

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{X}}}_{2n}\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}R\left\{x_k\right\}{e}^{\mathrm{j\πk}/2}\·e^{\frac{j2\mathrm{\πpk}}{K}}$ (9)

$=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}R\left\{x_k\right\}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}(p+K/4)k}{K}}$

根据DFT变换的性质，从(2)式能够得到如下关系：

$S_{\mathrm{ep}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}R\left\{x_k\right\}\·e^{j2\mathrm{\πnk}/K}$ (10)

$=\frac{1}{2}(s_n+s_{{\left((K-n)\right)}_K}^{*}),$ n＝0，1，…，K-1

$S_{\mathrm{op}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}j\·I\left\{x_k\right\}\·e^{j2\mathrm{\πnk}/K}$ (11)

$=\frac{1}{2}(s_n-s_{{\left((K-n)\right)}_K}^{*}),$ n＝0，1，…，K-1

这里，s((n))_K表示有限长度序列s(n)的周期为K的扩展序列。

根据(9)式和(10)式，能够得到：

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{X}}}_{2n}\left(\mathrm{pB}\right)=S_{\mathrm{ep}}{\left((p+K/4)\right)}_K$ (12)

$=\frac{1}{2}(s_{{\left((p+K/4)\right)}_K}+s_{{\left((3K/4-p)\right)}_K}^{*}),0\≤p\≤K$

定义

并称之为1/4循环移位共轭对称序列(quarterly-shifted circular conjugate symmetric sequence：QS-CCSS)。

2)当q≠0时，即对于m＝pB+q，由(10)式得到：

$R\left\{x_k\right\}{e}^{\mathrm{j\πk}/2}=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{\mathrm{ep}}{\left((l+K/4)\right)}_K\·e^{-j2\mathrm{\πkl}}---\left(13\right)$

将公式(13)带入(7)式，能够得到：

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{X}}}_{2n}\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}R\left\{x_k\right\}{e}^{\mathrm{j\πk}/2}\·e^{\frac{j2\mathrm{\π}(\mathrm{pB}+q)k}{\mathrm{BK}}}$

$=\frac{1}{K}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}(\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\←}{S}}_{\mathrm{ep}}\left(l\right)\·e^{-j2\mathrm{\πkl}/K})\·e^{\frac{j2\mathrm{\π}(\mathrm{pB}+q)k}{\mathrm{BK}}}$

$=\frac{1}{K}\·\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\←}{S}}_{\mathrm{ep}}\left(l\right)\left(\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}(\frac{p-l}{K}+\frac{q}{\mathrm{BK}})k}\right)---\left(14\right)$

$=\frac{1}{K}\·\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\←}{S}}_{\mathrm{ep}}\left(l\right)\·\frac{1-e^{j2\mathrm{\π}\frac{q}{B}}}{1-e^{j2\mathrm{\π}(\frac{p-l}{K}+\frac{q}{\mathrm{BK}})}}$

从(12)和(14)式能够看出，根据本发明的方案，在IDFT转换之后，第2n个FBMC符号的时域输出信号由QS-CCSS序列及其插值序列构成。而QS-CCSS序列本身是两个星座调制符号序列的叠加，因此，与传统的多载波信号相比，大大的降低了输出信号的峰均比。

第2n+1个FBMC符号的IDFT输出能够表示为：

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{X}}}_{2n+1}\left(m\right)=\frac{\sqrt{B}}{\sqrt{M}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{X}}_{2n+1}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{m}{M}k}$ (15)

$=\frac{1}{\sqrt{K}}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}j\·I\left\{x_k\right\}{e}^{\mathrm{j\πk}/2}\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{m}{M}k}$

令m＝pB+q，其中，0≤q＜B，0≤p＜M/B＝K，则

1)当q＝0时，即对于m＝pB，由(11)和(15)式可得：

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{X}}}_{2n+1}\left(\mathrm{pB}\right)=S_{\mathrm{op}}{\left((p+K/4)\right)}_K$ (16)

$=\frac{1}{2}(s_{{\left((p+K/4)\right)}_K}-s_{{\left((3K/4-p)\right)}_K}^{*}),$ 0≤p＜K

定义

并称之为1/4循环移位共轭反对称序列(quarterly-shifted circular conjugate anti-symmetric sequence：QS-CCAS)。

2)当q≠0时，即对于m＝pB+q，得到：

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{X}}}_{2n+1}\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}j\·I\left\{x_k\right\}{e}^{\mathrm{j\πk}/2}\·e^{\frac{j2\mathrm{\π}(\mathrm{pB}+q)k}{\mathrm{BK}}}$

                          (17)

$=\frac{1}{K}\·\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\←}{S}}_{\mathrm{op}}\left(l\right)\·\frac{1-e^{j2\mathrm{\π}\frac{q}{B}}}{1-e^{j2\mathrm{\π}(\frac{p-l}{K}+\frac{q}{\mathrm{BK}})}}$

从(17)式可以看出，根据本发明的方案，在IDFT转换之后，第2n+1个FBMC符号的时域输出信号由QS-CCAS序列及其插值序列构成。而QS-CCAS序列本身是两个星座调制符号序列的叠加，因此，与传统的多载波信号相比，大大的降低了输出信号的峰均比。

图6示出了根据本发明的另一个实施例的在FBMC系统的接收设备中的信号流图。与发送设备相对应地，接收设备在接收到信号之后，首先对接收到的信号进行多载波滤波660；随后对经过多载波滤波的信号进行子载波逆映射650；之后对经过所述子载波逆映射的信号进行信道均衡640。本领域技术人员能够理解，在进行均衡640之前，还需要进行信道估计。之后对经过信道均衡的信号进行OQAM解调630；并对经过OQAM解调的信号进行K点IDFT变换620；随后对经过IDFT处理的信号进行星座调制解调610；这里的星座调制方式是多进制相移键控或者正交幅度调制。此外，与发送设备相对应地，参数K代表在发送设备中为传输对应的待传输数据而分配的子载波的个数，在接收设备中相应地为接收到的信号所使用的子载波个数。此外，在星座调制解调610之后，还可以包括对经过所述星座调制解调的信号进行信道译码。

图7示出了图6所示实施例中多载波滤波的信号流图。如图7所示，多载波滤波660还进一步包括：对接收到的信号进行多相位滤波662；对经过多相位滤波的信号进行M点离散傅里叶变换661；其中，所述参数M表示所述滤波器组多载波系统中子载波的总个数。

图8示出了与发送设备中采用的OQAM调制方式相对应的OQAM解调信号流图。经过OQAM解调，在FBMC符号X_2n、X_2n+1检测出的信号能够表示为：

${\hat{X}}_{2n}=\left[\begin{array}{c}R\left\{x_0\right\}\\ R\left\{x_1\right\}\\ R\left\{x_2\right\}\\ R\left\{x_3\right\}\\ .\\ .\\ .\\ R\left\{x_{K-1}\right\}\end{array}\right]+{\hat{W}}_{2n}---\left(18\right)$

${\hat{X}}_{2n+1}=\left[\begin{array}{c}I\left\{x_0\right\}\\ I\left\{x_1\right\}\\ I\left\{x_2\right\}\\ I\left\{x_3\right\}\\ .\\ .\\ .\\ I\left\{x_{K-1}\right\}\end{array}\right]+{\hat{W}}_{2n+1}---\left(19\right)$

在对经过OQAM解调630处理的信号进行K点IDFT变换620之后，原数据符号能够被估计为：

$\hat{S}=\sqrt{K}\·\mathrm{IFFT}(\left[\begin{array}{c}R\left\{x_0\right\}\\ R\left\{x_1\right\}\\ R\left\{x_2\right\}\\ R\left\{x_3\right\}\\ .\\ .\\ .\\ R\left\{x_{K-1}\right\}\end{array}\right]+j\left[\begin{array}{c}I\left\{x_0\right\}\\ I\left\{x_1\right\}\\ I\left\{x_2\right\}\\ I\left\{x_3\right\}\\ .\\ .\\ .\\ I\left\{x_{K-1}\right\}\end{array}\right]+{\hat{W}}_{2n}+j{\hat{W}}_{2n+1})---\left(20\right)$

$=S+\tilde{W}$

能够看出在数据检测中，由K点IFFT引入的计算复杂度是有限的。因此，在FBMC系统的接收设备中，由发送设备中的DFT预编码带来的解码运算复杂度并不大。

图9示出了与图5所示实施例相对应的多相位滤波器的信号流图。由于所给出的方式是本领域技术人员应当熟知的现有技术，因此在这里不再详细解释。此外，本领域技术人员能够理解，这里给出的多相位滤波方式仅仅是示例性的，旨在对FBMC系统中对信号的处理进行完整的说明，并不应当构成对本发明保护范围的限定。多相位滤波的具体实现方式并不是本发明的要点，还能够使用本领域技术人员能够想到的其他多相位滤波的方式。

图10示出了根据本发明的一个实施例的在FBMC系统的发射设备中减小峰均比的装置1000，其包括：星座调制模块1010，用于对待传输数据进行星座调制；在本实施例中给出的星座调制的调制方式为QAM或MPSK。装置1000还包括DFT模块1020，用于对K个经过所述星座调制得到的星座符号组成的向量进行K点DFT处理，其中，参数K代表为传输所述待传输数据而分配的子载波的个数。装置1000还包括OQAM调制模块1030，用于对经过DFT之后得到的数据向量进行OQAM调制。

图11示出了根据本发明的一个实施例的一种在FBMC系统的接收设备中用于减小峰均比的装置1100，其包括：OQAM解调模块，用于对经过信道均衡的信号进行OQAM解调。装置1100还包括IDFT模块1120，用于对经过OQAM解调的信号进行K点IDFT变换，其中，参数K代表为传输对应的待传输数据而分配的子载波的个数。装置1100还包括星座调制解调模块1110，用于对经过IDFT变换的信号进行星座调制解调，在本实施例中给出的星座调制的调制方式为QAM或MPSK。

本领域技术人员应能理解，本发明中所称的各装置既可以由硬件模块实现，也可以由软件中的功能模块实现，还可以由集成了软件功能模块的硬件模块实现。

本领域技术人员应能理解，上述实施例均是示例性而非限制性的。在不同实施例中出现的不同技术特征可以进行组合，以取得有益效果。本领域技术人员在研究附图、说明书及权利要求书的基础上，应能理解并实现所揭示的实施例的其他变化的实施例。在权利要求书中，术语“包括”并不排除其他装置或步骤；不定冠词“一个”不排除多个；术语“第一”、“第二”用于标示名称而非用于表示任何特定的顺序。权利要求中的任何附图标记均不应被理解为对保护范围的限制。权利要求中出现的多个部分的功能可以由一个单独的硬件或软件模块来实现。某些技术特征出现在不同的从属权利要求中并不意味着不能将这些技术特征进行组合以取得有益效果。

Claims (15)

1.一种在滤波器组多载波系统的发射设备中减小峰均比的方法，包括如下步骤：

a.对待传输数据进行星座调制(210)；

b.对K个经过所述星座调制得到的星座符号组成的向量进行K点离散傅里叶变换(220)；

c.对经过所述离散傅里叶变换之后得到的数据向量进行偏置正交幅度调制(230)；

其中，所述参数K代表为传输所述待传输数据而分配的子载波的个数。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤c包括将所述数据向量的实部映射到第一滤波器组多载波符号，将所述数据向量的虚部映射到第二滤波器组多载波符号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述第一和第二滤波器组多载波符号中的每个元素包含的相位由其所在的滤波器组多载波符号的时域索引以及对应的子载波频域索引决定。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤a中的所述星座调制是多进制相移键控或者正交幅度调制。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤c之后还包括以下步骤：

d.通过子载波映射(250)，将所述滤波器组多载波符号映射到所分配的K个子载波上；

e.对所述子载波映射的输出进行多载波滤波(260)。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所分配的K个子载波是连续的。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述步骤e包括：

e1.对所述子载波映射的输出进行M点逆离散傅里叶变换(261)；

e2.对经过所述逆离散傅里叶变换的信号进行多相位滤波处理(262)；

其中，所述参数M表示所述滤波器组多载波系统中子载波的总个数。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述步骤a之前包括：

-对所述待传输数据进行信道编码。

9.一种在滤波器组多载波系统的接收设备中用于减小峰均比的方法，包括如下步骤：

IV.对经过信道均衡的信号进行所述偏置正交幅度调制解调(630)；

V.对经过偏置正交幅度调制解调的信号进行K点逆离散傅里叶变换(620)；

VI.对经过逆离散傅里叶变换的信号进行星座调制解调(610)；

其中，所述参数K代表为传输对应的待传输数据而分配的子载波的个数。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，在所述步骤V之前还包括：

I.对接收到的信号进行多载波滤波(660)；

II.对经过所述多载波滤波的信号进行子载波逆映射(650)；

III.对经过所述子载波逆映射的信号进行信道均衡(640)。

11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述步骤I包括：

-对接收到的信号进行多相位滤波(662)；

-对经过所述多相位滤波的信号进行M点离散傅里叶变换(661)；

其中，所述参数M表示所述滤波器组多载波系统中子载波的总个数。

12.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述步骤VI中的所述星座调制是多进制相移键控或者正交幅度调制。

13.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，在所述步骤VI之后还包括：

-对经过所述星座调制解调(610)的信号进行信道译码。

14.一种在滤波器组多载波系统的发射设备中减小峰均比的装置，包括：

星座调制模块，用于对待传输数据进行星座调制；

离散傅里叶变换模块，用于对K个经过所述星座调制得到的星座符号组成的向量进行K点离散傅里叶变换；

偏置正交幅度调制模块，用于对经过所述离散傅里叶变换之后得到的数据向量进行偏置正交幅度调制；

其中，所述参数K代表为传输所述待传输数据而分配的子载波的个数。

15.一种在滤波器组多载波系统的接收设备中用于减小峰均比的装置，包括：

偏置正交幅度调制解调模块，用于对经过信道均衡的信号进行所述偏置正交幅度调制解调；

逆离散傅里叶变换模块，用于对经过偏置正交幅度调制解调的信号进行K点逆离散傅里叶变换；

星座调制解调模块，用于对经过逆离散傅里叶变换的信号进行星座调制解调；

其中，所述参数K代表为传输对应的待传输数据而分配的子载波的个数。

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