KR101806395B1

KR101806395B1 - 필터뱅크 다중 반송파 시스템에서 신호 변복조를 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101806395B1
Application number: KR1020170027341A
Authority: KR
Inventors: 최권휴; 라동준
Original assignee: 영남대학교 산학협력단
Priority date: 2017-03-02
Filing date: 2017-03-02
Publication date: 2017-12-07
Also published as: US20180254936A1; US10432443B2

Abstract

필터뱅크 다중 반송파 시스템에서 신호 변복조를 위한 장치 및 방법이 개시된다. 본 발명의 실시예들에 따르면, DFT 확산 FBMC/OQAM 기법에 따라 변조되며 단일 반송파 효과를 얻을 수 있는 복수의 송신 후보 신호를 생성한 후, 첨두 대 평균전력 비가 낮은 송신 후보 신호를 선택하여 전송할 수 있도록 함으로써, 첨두 대 평균전력 비 성능을 효과적으로 개선시킬 수 있다.

Description

필터뱅크 다중 반송파 시스템에서 신호 변복조를 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR SIGNAL MODULATION AND DEMODULATION IN FILTER BANK MULTI-CARRIER SYSTEM}

본 발명의 실시예들은 필터뱅크 다중 반송파 기법을 이용한 송수신 기술과 관련되며, 보다 구체적으로, DFT 확산을 이용한 FBMC/OQAM 기술과 관련된다.

5세대 이동통신을 위한 변조 기술로, 다수의 부반송파을 사용하는 필터뱅크 다중 반송파(Filter bank multi-carrier, FBMC) 변조기술이 주목 받고 있다. 그러나, FBMC 변조기술은 다수의 부반송파 신호의 중첩으로 인해 높은 첨두 대 평균전력 비(Peak to Average Power Ratio, PAPR) 특성을 가진다.

특히, FBMC/OQAM(Offset Quadrature Amplitude Modulation) 기법은 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multi Access) 기법과 같이 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 적용하여도 OQAM의 구조적 문제로 인해 단일 반송파 효과를 낼 수 없는 문제가 있다.

대한민국 공개특허공보 제10-2014-0053251호(2014.05.07. 공개)

본 발명의 실시예들은 필터뱅크 다중 반송파 시스템에서 첨두 대 평균전력비(PAPR)를 경감시키기 위한 장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 일 실시예에 따른 변조 장치는, 병렬 입력되는 데이터 심볼들에 대해 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 DFT 확산된 데이터 심볼들을 생성하는 DFT부, 상기 DFT 확산된 데이터 심볼들을 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들로 나누어 위상 천이 계수를 곱한 후, FBMC(Filter Bank Multi-Carrier)/OQAM(Offset Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조하여 동일하게 시간 이동된 부반송파들로 이루어진 송신 후보 신호를 생성하되, 서로 상이한 복수의 송신 후보 신호를 생성하는 변조부 및 상기 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택하는 선택부를 포함한다.

상기 위상 천이 계수는 아래의 수학식 1 또는 2를 만족할 수 있다.

[수학식 1]

[수학식 2]

(

은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 실수 부분 심볼에 곱해지는 위상 천이 계수,

는 n번째 부반송파에 의해 전송되는 허수 부분 심볼에 곱해지는 위상 천이 계수, n은

을 만족하는 실수이며, N은 할당된 부반송파의 수)

상기 선택부는, 상기 복수의 송신 후보 신호에 임의의 복소 상수를 곱하고, 상기 복소 상수를 곱한 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 상기 송신 신호로 선택할 수 있다.

상기 변조부는, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들에 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)를 수행한 후 다 위상 네트워크(Poly Phase Network)를 이용하여 필터링을 수행하는 제1 변조 과정, 상기 위상 천이 계수를 곱한 허수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제2 변조 과정 및 상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 하나를 T/2(이때, T는 데이터 심볼의 심볼 구간)만큼 시간 이동 시킨 후 더하는 제3 변조 과정을 수행하여 송신 후보 신호를 생성하되, 상기 제1 변조 과정의 IDFT 출력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 출력에 대한 제1 스위칭 동작을 통해 2개의 송신 후보 신호를 생성할 수 있다.

상기 제1 스위칭 동작은, 상기 제1 변조 과정의 IDFT 출력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT의 출력 각각에 대해 0 번째 내지 N/2-1 번째 출력과 N/2 내지 N-1 번째 출력을 스위칭할 수 있다.

상기 변조부는, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들 또는 상기 위상 천이 계수를 곱한 후 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 실수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제1 변조 과정, 상기 위상 천이 계수를 곱한 허수 부분 심볼들 또는 상기 위상 천이 계수를 곱한 후 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 허수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제2 변조 과정 및 상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 하나를 T/2(이때, T는 데이터 심볼의 심볼 구간)만큼 시간 이동 시킨 후 더하는 제3 변조 과정을 수행하여 송신 후보 신호를 생성하되, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 각각 제1 변조 과정의 IDFT 입력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 입력으로 선택하거나 상기 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 각각 제1 변조 과정의 IDFT 입력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 입력으로 선택하는 제1 스위칭 동작을 통해 2개의 송신 후보 신호를 생성할 수 있다.

상기 2개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 3 및 4를 만족할 수 있다.

[수학식 3]

[수학식 4]

(이때,

은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,

은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이)

상기 2개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 5 및 6을 만족하는 변조 장치.

[수학식 5]

[수학식 6]

상기 2개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 7 및 8을 만족할 수 있다.

[수학식 7]

[수학식 8]

상기 2개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 9 및 10을 만족할 수 있다.

[수학식 9]

[수학식 10]

상기 변조부는, 상기 제1 스위칭 동작 및 상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 상기 T/2만큼 시간 이동시킬 출력을 선택하는 제2 스위칭 동작을 통해 4개의 송신 후보 신호를 생성할 수 있다.

상기 4개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 11 내지 14를 만족할 수 있다.

[수학식 11]

[수학식 12]

[수학식 13]

[수학식 14]

상기 4개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 15 내지 18을 만족할 수 있다.

[수학식 15]

[수학식 16]

[수학식 17]

[수학식 18]

상기 병렬 입력되는 데이터 심볼들은, 하나의 데이터 프레임을 분할한 복수의 연속적인 데이터 블록들 중 l(이때, l은 0≤l≤L-1을 만족하는 실수이며, L은 데이터 블록의 수)번째 데이터 블록의 데이터 심볼들이며, 상기 4개의 송신 후보 신호는 상기 l번째 블록에 대한 송신 후보 신호일 수 있다.

상기 변조부는, 상기 제2 스위칭 동작의 동작 상태에 기초하여 상기 4개의 송신 후보 신호 중 동일한 동작 상태에 의해 생성된 2개의 송신 후보 신호에 허수 j를 곱할 수 있다.

상기 선택부는, 상기 l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호 중 선택된 송신 후보 신호와 0번째 데이터 블록 내지 l-1번째 데이터 블록 각각에 대한 송신 신호를 이어 붙여 상기 데이터 프레임 전체에 대한 송신 신호를 생성할 수 있다.

상기 l번째 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 19 내지 22를 만족할 수 있다.

[수학식 19]

[수학식 20]

[수학식 21]

[수학식 22]

(이때,

은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, W는 상기 데이터 블록의 길이)

상기 l번째 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 23 내지 26을 만족할 수 있다.

[수학식 23]

[수학식 24]

[수학식 25]

[수학식 26]

본 발명의 일 실시예에 따른 변조 방법은, (a) 병렬 입력되는 데이터 심볼들에 대해 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 DFT 확산된 데이터 심볼들을 생성하는 단계, (b) 상기 DFT 확산된 데이터 심볼들을 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들로 나누어 위상 천이 계수를 곱한 후, FBMC(Filter Bank Multi-Carrier)/OQAM(Offset Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조하여 동일하게 시간 이동된 부반송파들로 이루어진 송신 후보 신호를 생성하되, 서로 상이한 복수의 송신 후보 신호를 생성하는 단계; 및

(c) 상기 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택하는 단계를 포함한다.

[수학식 1]

[수학식 2]

(

을 만족하는 실수이며, N은 할당된 부반송파의 수)

상기 (c) 단계는, 상기 복수의 송신 후보 신호에 임의의 복소 상수를 곱하고, 상기 복소 상수를 곱한 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 상기 송신 신호로 선택할 수 있다.

상기 (b) 단계는, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들에 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)를 수행한 후 다 위상 네트워크(Poly Phase Network)를 이용하여 필터링을 수행하는 제1 변조 과정, 상기 위상 천이 계수를 곱한 허수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제2 변조 과정 및 상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 하나를 T/2(이때, T는 데이터 심볼의 심볼 구간)만큼 시간 이동 시킨 후 더하는 제3 변조 과정을 수행하여 송신 후보 신호를 생성하되, 상기 제1 변조 과정의 IDFT 출력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 출력 각각에 대한 제1 스위칭 동작을 통해 2개의 송신 후보 신호를 생성할 수 있다.

상기 (b) 단계는, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들 또는 상기 위상 천이 계수를 곱한 후 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 실수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제1 변조 과정, 상기 위상 천이 계수를 곱한 허수 부분 심볼들 또는 상기 위상 천이 계수를 곱한 후 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 허수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제2 변조 과정 및 상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 하나를 T/2(이때, T는 데이터 심볼의 심볼 구간)만큼 시간 이동 시킨 후 더하는 제3 변조 과정을 수행하여 송신 후보 신호를 생성하되, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 각각 제1 변조 과정의 IDFT 입력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 입력으로 선택하거나 상기 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 각각 제1 변조 과정의 IDFT 입력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 입력으로 선택하는 제1 스위칭 동작을 통해 2개의 송신 후보 신호를 생성할 수 있다.

상기 2개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 3 및 4를 만족할 수 있다.

[수학식 3]

[수학식 4]

(이때,

상기 2개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 5 및 6을 만족하는 변조 방법.

[수학식 5]

[수학식 6]

상기 2개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 7 및 8을 만족할 수 있다.

[수학식 7]

[수학식 8]

상기 2개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 9 및 10을 만족할 수 있다.

[수학식 9]

[수학식 10]

상기 (b) 단계는, 상기 제1 스위칭 동작 및 상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 상기 T/2만큼 시간 이동시킬 출력을 선택하는 제2 스위칭 동작을 통해 4개의 송신 후보 신호를 생성할 수 있다.

상기 4개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 11 내지 14를 만족할 수 있다.

[수학식 11]

[수학식 12]

[수학식 13]

[수학식 14]

상기 4개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 15 내지 18을 만족할 수 있다.

[수학식 15]

[수학식 16]

[수학식 17]

[수학식 18]

상기 (b) 단계는, 상기 제2 스위칭 동작의 동작 상태에 기초하여 상기 4개의 송신 후보 신호 중 동일한 동작 상태에 의해 생성된 2개의 송신 후보 신호에 허수 j를 곱할 수 있다.

상기 변조 방법은, l+1번째 데이터 블록 내지 L-1번째 데이터 블록 각각에 대해 상기 (a) 단계 내지 상기 (c) 단계를 반복 수행하는 단계 및 0번째 데이터 블록 내지 l-1번째 데이터 블록 각각에 대한 송신 신호를 이어 붙여 상기 데이터 프레임 전체에 대한 송신 신호를 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 l번째 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 19 내지 22를 만족할 수 있다.

[수학식 19]

[수학식 20]

[수학식 21]

[수학식 22]

(이때,

상기 l번째 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호(

,

)는 각각 아래의 수학식 23 내지 26을 만족할 수 있다.

[수학식 23]

[수학식 24]

[수학식 25]

[수학식 26]

본 발명의 일 실시예에 따른 복조 장치는 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산 FBMC(Filter Bank Multicarrier)/OQAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조된 수신 신호 및 상기 수신 신호의 복조를 위한 제1 제어 정보를 수신하는 수신 장치에 포함되어 상기 수신 신호를 복조하며, 상기 수신 신호를 T/2만큼 시간 이동시키는 시간 이동부, 상기 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링을 수행한 후 DFT를 적용하고, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행하고, 제1 위상 천이 계수를 곱한 후 실수 부분 심볼을 추출하는 제1 복조 과정, 상기 시간 이동된 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링을 수행한 후 DFT를 적용하고, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행하고, 제2 위상 천이 계수를 곱한 후 실수 부분 심볼을 추출하는 제2 복조 과정, 상기 제2 복조 과정에서 추출된 실수 부분 심볼들에 허수 j를 곱하고, 상기 제1 복조 과정에서 추출된 실수 부분 심볼들과 상기 허수 j가 곱해진 심볼들을 동일한 부반송파에 의해 전송된 심볼들끼리 더하여 복소수 심볼들을 생성하는 복조부, 상기 복소수 심볼들에 대해 IDFT를 수행하되, 상기 제1 제어 정보에 따라 상기 복소수 심볼들 중 홀수 심볼의 부호를 선택적으로 반전시킨 후 상기 IDFT를 수행하는 IDFT부 및 상기 IDFT부로부터 출력되는 심볼들에 대해 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 복조를 수행하는 QAM 복조부를 포함하되, 상기 제1 위상 천이 계수 및 상기 제2 위상 천이 계수는 아래의 수학식 1 또는 2를 만족한다.

[수학식 1]

[수학식 2]

(

은 n번째 출력 심볼에 곱해지는 제1 위상 천이 계수,

는 n번째 출력 심볼에 곱해지는 제2 위상 천이 계수, n은

을 만족하는 실수이며, N은 할당된 부반송파의 수)

상기 수신 장치는, 상기 수신 신호, 상기 제1 제어 정보 및 상기 수신 신호의 복조를 위한 제2 제어 정보를 수신하고, 상기 복조 장치는, 상기 제2 제어 정보에 따라, 상기 수신 신호 및 상기 시간 이동된 수신 신호 중 하나를 상기 제1 복조 과정으로 입력하고, 상기 수신 신호 및 상기 시간 이동된 수신 신호 중 나머지 하나를 상기 제2 복조 과정으로 입력하는 스위칭부를 더 포함할 수 있다.

상기 수신 신호는 하나의 데이터 프레임을 분할한 복수의 연속적인 데이터 블록 중 l(이때, l은 0≤l≤L-1을 만족하는 실수이며, L은 데이터 블록의 수)번째 데이터 블록에 대한 변조 신호일 수 있다.

상기 제2 제어 정보에 따라 상기 수신 신호에 허수 j^*를 선택적으로 곱하여 상기 스위칭부로 출력하는 전처리부를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 복조 방법은, DFT((Discrete Fourier Transform) 확산 FBMC(Filter Bank Multicarrier)/OQAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조된 수신 신호 및 상기 수신 신호의 복조를 위한 제1 제어 정보를 수신하는 수신 장치에 포함되어 상기 수신 신호를 복조하는 복조 장치에서 수행되며, (a) 상기 수신 신호를 T/2만큼 시간 이동시키는 단계, (b) 상기 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링을 수행한 후 DFT를 적용하고, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행하고, 제1 위상 천이 계수를 곱한 후 실수 부분 심볼을 추출하는 제1 복조 과정, 상기 시간 이동된 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링을 수행한 후 DFT를 적용하고, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행하고, 제2 위상 천이 계수를 곱한 후 실수 부분 심볼을 추출하는 제2 복조 과정, 상기 제2 복조 과정에서 추출된 실수 부분 심볼들에 허수 j를 곱하고, 상기 제1 복조 과정에서 추출된 실수 부분 심볼들과 상기 허수 j가 곱해진 심볼들을 동일한 부반송파에 의해 전송된 심볼들끼리 더하여 복소수 심볼들을 생성하는 단계, (c) 상기 복소수 심볼들에 대해 IDFT를 수행하되, 상기 제1 제어 정보에 따라 상기 복소수 심볼들 중 홀수 심볼의 부호를 선택적으로 반전시킨 후 상기 IDFT를 수행하는 단계 및 (d) 상기 (c) 단계에서 출력되는 심볼들에 대해 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 복조를 수행하는 단계를 포함하되, 상기 제1 위상 천이 계수 및 상기 제2 위상 천이 계수는 아래의 수학식 1 또는 2를 만족한다.

[수학식 1]

[수학식 2]

(

은 n번째 출력 심볼에 곱해지는 제1 위상 천이 계수,

는 n번째 출력 심볼에 곱해지는 제2 위상 천이 계수, n은

을 만족하는 실수이며, N은 할당된 부반송파의 수)

상기 수신 장치는, 상기 수신 신호, 상기 제1 제어 정보 및 상기 수신 신호의 복조를 위한 제2 제어 정보를 수신하고, 상기 복조 방법은, 상기 제2 제어 정보에 따라, 상기 수신 신호 및 상기 시간 이동된 수신 신호 중 하나를 상기 제1 복조 과정으로 입력하고, 상기 수신 신호 및 상기 시간 이동된 수신 신호 중 나머지 하나를 상기 제2 복조 과정으로 입력하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 복조 방법은, 상기 입력하는 단계 이전에, 상기 제2 제어 정보에 따라 상기 수신 신호에 허수 j^*를 선택적으로 곱하는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따르면, DFT 확산 FBMC/OQAM 기법에 따라 변조되며 단일 반송파 효과를 얻을 수 있는 복수의 송신 후보 신호를 생성한 후, 첨두 대 평균전력 비가 낮은 송신 후보 신호를 선택하여 전송할 수 있도록 함으로써, 첨두 대 평균전력 비 성능을 효과적으로 개선시킬 수 있다.

나아가, 기존 DFT 확산 FBMC/OQAM 기법의 구현 구조에서 스위치 동작을 추가하여 한 번의 IDFT 연산만으로 단일 반송파 효과를 얻을 수 있는 복수의 송신 후보 신호를 생성할 수 있게 되므로, 연산량과 구조의 복잡성을 증가시킴 없이 첨두 대 평균전력 비 성능을 개선시킬 수 있다.

도 1은 FBMC/OQAM 기법을 이용한 송신단에 대한 수식 구조를 나타낸 도면
도 2는 DFT 확산 FBMC/OQAM 기법을 이용한 송신단의 수식 구조를 나타낸 도면
도 3은 도 1에 도시된 수식 구조에 대한 실제 구현 구조를 나타낸 도면
도 4는 도 2에 도시된 수식 구조에 대한 실제 구현 구조를 나타낸 도면
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 변조 장치의 블록도
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도
도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도
도 8은 본 발명의 제3 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도
도 9는 본 발명의 제4 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도
도 10는 본 발명의 제5 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도
도 11은 본 발명의 제6 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도
도 12는 본 발명의 제1 실시예에 따른 복조 장치의 구성도
도 13은 본 발명의 제2 실시예에 따른 복조 장치의 구성도
도 14는 본 발명의 제3 실시예에 따른 복조 장치의 구성도

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 구체적인 실시형태를 설명하기로 한다. 이하의 상세한 설명은 본 명세서에서 기술된 방법, 장치 및/또는 시스템에 대한 포괄적인 이해를 돕기 위해 제공된다. 그러나 이는 예시에 불과하며 본 발명은 이에 제한되지 않는다.

본 발명의 실시예들을 설명함에 있어서, 본 발명과 관련된 공지기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 그리고, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 상세한 설명에서 사용되는 용어는 단지 본 발명의 실시예들을 기술하기 위한 것이며, 결코 제한적이어서는 안 된다. 명확하게 달리 사용되지 않는 한, 단수 형태의 표현은 복수 형태의 의미를 포함한다. 본 설명에서, "포함" 또는 "구비"와 같은 표현은 어떤 특성들, 숫자들, 단계들, 동작들, 요소들, 이들의 일부 또는 조합을 가리키기 위한 것이며, 기술된 것 이외에 하나 또는 그 이상의 다른 특성, 숫자, 단계, 동작, 요소, 이들의 일부 또는 조합의 존재 또는 가능성을 배제하도록 해석되어서는 안 된다.

도 1은 FBMC/OQAM(Filter Bank Multi-Carrier/Offset Quadrature Amplitude Modulation) 기법을 이용한 송신단에 대한 수식 구조를 나타낸 도면이다.

FBMC/OQAM 기법에서 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 데이터 심볼은 아래의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 1]

이때, n은 부반송파의 인덱스, m은 데이터 심볼의 인덱스,

와

는 각각 n번째 부반송파에 의해 전송될 m번째 데이터 심볼의 실수 부분 심볼과 허수 부분 심볼이며, N은 각 사용자에 할당된 부반송파의 수, M은 전송할 데이터 프레임의 길이를 나타낸다. 이하,

,

, m, n, N 및 M은 동일한 의미로 해석된다.

도 1을 참조하면, 우선 n번째 부반송파에 의해 전송되는 데이터 심볼들(

)은 실수 부분 심볼(

)과 허수 부분 심볼(

)로 나뉜 후, 실수 부분 심볼(

)은 그대로 원형 필터(prototype filter) h(t)(이때, h(t)는 원형 필터의 임펄스 응답)에 입력되고, 허수 부분 심볼(

)은 허수 j가 곱해진 후 시간 축에서 T/2만큼 지연된 원형 필터 h(t-T/2)에 입력된다. 이때, T는

의 심볼 구간(symbol duration)을 나타내며, 원형 필터의 임펄스 응답 길이는 필터의 중첩 계수(K)에 의해 결정된다. 이하, T 및 K는 동일한 의미로 해석된다.

이후, 실수 부분 심볼(

)과 허수 부분 심볼(

)에 대한 h(t)와 h(t-T/2)의 출력을 더한 후, T/4만큼 시간 이동된 부반송파

를 곱한다.

이후, 부반송파가 곱해진 신호들을 모두 더하여 송신 신호 x(t)를 생성하게 된다.

이에 따라, 생성되는 송신 신호 x(t)는 아래의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 2]

한편, 도 1에 도시된 종래 FBMC/OQAM 기법의 경우, 각 부반송파의 중첩으로 인해 송신 신호 x(t)는 높은 첨두 전력 대 평균 전력 비(Peak to Average Power Ratio, 이하 PAPR) 특성을 갖게 된다. 또한, 높은 PAPR을 갖는 송신 신호가 송신단의 비선형 증폭기를 통과하게 되면 데이터 심볼의 성상도가 왜곡되어 전체적인 시스템의 성능 열화를 야기할 수 있으며, 비선형 증폭 성분으로 인해 OOB(Out Of Band) 전력의 크기가 증가될 수 있다. 이에 따라, 부반송파들에 대한 개별 필터링으로 OOB의 전력을 저감시킨 FBMC의 장점이 상실되는 문제가 있다.

도 2는 DFT 확산 FBMC/OQAM 기법을 이용한 송신단의 수식 구조를 나타낸 도면이다.

도 2를 참조하면, DFT 확산 FBMC/OQAM 기법은 PAPR을 저감시키기 위해 도 1에 도시된 구조에서 병렬 데이터 심볼들(

)에 대한 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산 과정이 선행된다.

데이터 심볼들(

)에 대해 DFT 확산을 수행하는 경우, 확산된 데이터 심볼

은 아래의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

이때,

은

의 실수 부분 심볼,

은

의 허수 부분 심볼을 나타내며, 이하, 동일한 의미로 해석된다.

이에 따라, 도 2에 도시된 DFT 확산 FBMC/OQAM 기법의 수식 구조에 의해 생성되는 송신 신호는 아래의 수식 4와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 4]

수학식 4에서 알 수 있듯이, 도 2에 도시된 수식 구조에 의해 생성되는 송신 신호는 동일하게 T/4만큼 시간 이동된 부반송파들로 이루어짐을 알 수 있다.

한편, 수학식 4에서, 0≤t≤T에 대해 h(t)=1로 가정하고, 다른 시간 구간에 대해 h(t)=0으로 가정하면, mT+T/2≤t≤(m+1)T 구간에서 수학식 4는 아래의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 5]

수학식 5에서 알 수 있듯이, 도 2에 도시된 수식 구조에 의해 생성되는 송신 신호는 I 채널과 Q 채널의 중첩된 심볼 구간 내에서 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 신호와 유사하므로, 적어도 중첩된 심볼 구간 내에서 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 감소 효과를 기대할 수 있다.

도 3은 도 1에 도시된 수식 구조에 대한 실제 구현 구조를 나타낸 도면이다.

도 3을 참조하면, 병렬 입력되는 데이터 심볼들(

)은 실수 부분 심볼(

)과 허수 부분 심볼(

)들로 나뉘어 위상 천이 계수(

,

)가 곱해진다. 이때, 생성되는 송신 신호가 FBMC 신호 형식을 만족하기 위해서 위상 천이 계수(

,

)는 아래의 수학식 6 및 7을 만족하여야 한다.

[수학식 6]

[수학식 7]

이때,

은 n번째 부반송파에 의해 송신될 실수 부분 심볼(

)에 곱해지는 위상 천이 계수,

은 n번째 부반송파에 의해 송신될 허수 부분 심볼(

)에 곱해지는 위상 천이 계수를 나타낸다.

한편, 도 1에 도시된 원형 필터를 이용한 펄스 성형과 다중 반송파 변조는 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform), IDFT 이후 병/직렬 변환과 다 위상 네트워크(Poly Phase Network, 이하 PPN)를 통해 구현되며, I 채널과 Q 채널의 심볼간 시간 오프셋을 적용하기 위해 아래쪽 PPN의 출력은 T/2만큼 시간 이동된다.

도 4는 도 2에 도시된 수식 구조에 대한 실제 구현 구조를 나타낸 도면이다.

도 4를 참조하면, DFT 확산 FBMC/OQAM 기법의 실제 구현 구조는 병렬 데이터 심볼들(

)에 대한 DFT 확산 과정이 선행된다는 점을 제외하고, 도 3과 동일한 구조를 가진다.

한편, 도 3 및 도 4에서

및

는 상술한 수학식 6 및 7의 조건을 만족하는 한 어떠한 값으로 설정되더라도 무관하나, 일반적으로 아래의 수학식 8에 따라 설정된다.

[수학식 8]

이는

및

에 대한 부호 전환이 요구되지 않기 때문이다.

한편, 도 4에 도시된 구현 구조에서

및

가 수학식 8에 따라 설정된 경우, I 채널과 Q 채널의 중첩된 심볼 구간 내에서 송신 신호의 파형은 아래의 수학식 9와 같다.

[수학식 9]

이때,

은 아래와 같다.

[수학식 10]

수학식 9 및 10에서 알 수 있듯이, DFT 확산 FBMC/OQAM 기법의 실제 구현 구조에서

및

이 수학식 8과 같이 설정되는 경우, 부반송파들이 상이한 시간 이동(즉, 0, T/4 또는 -T/4)의 영향을 받게 되므로, 도 2에 도시된 수학적 구조와 달리 단일 반송파 효과를 제대로 얻지 못하게 되며, 이는 DFT 확산으로 인한 PAPR 저감 효과를 저하시키는 원인이 된다.

따라서, DFT 확산으로 인한 PAPR 저감 효과를 저하시키지 않기 위해서는 부반송파들이 시간 축에서 동일하게 시간 이동되도록 하여야 하며, 이는 아래에서 설명할 바와 같이

및

를 적절한 값으로 설정함으로써 구현 가능하다.

구체적으로, 상술한 수학식 4에 따른 송신 신호를 도 4에 도시된 구현 구조에 맞게 변환하면 다음과 같다.

수학식 4에서

이므로, 수학식 4는 아래의 수학식 11와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 11]

따라서, 수학식 11에서 첫 번째 항

은 도 4에 도시된 구현 구조에서

을 아래의 수학식 12와 같이 설정함으로써 생성할 수 있다.

[수학식 12]

한편, 수학식 11에서 두 번째 항

은 아래의 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 13]

따라서, 수학식 11의 두 번째 항은 도 4에 도시된 구현 구조에서

을 아래 의 수학식 14와 같이 설정함으로써 생성할 수 있다.

[수학식 14]

즉, 도 4에 도시된 구현 구조에서

과

을 각각 수학식 12 및 수학식 14에 따라 설정함으로써, 수학식 4와 같이 부반송파들이 동일하게 T/4만큼 시간 이동된 송신 신호를 생성할 수 있다. 이에 따라, I 채널과 Q 채널의 중첩된 심볼 구간 내에서 PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 저감시킬 수 있다.

또한, 수학식 12 및 수학식 14에 따라 설정된

과

은 각각 상술한 수학식 6 및 수학식 7의 조건을 만족하므로, 생성되는 송신 신호는 FMBC 신호 형식을 만족한다.

한편, 수학식 4에서 각 부반송파에 대한 시간 이동을 T/4에서 -T/4로 변경하면, 아래의 수학식 15과 같은 송신 신호를 생성할 수 있다.

[수학식 15]

수학식 11 내지 14과 유사한 유도 과정을 통해, 수학식 15에 따른 송신 신호는 도 4에 도시된 구현 구조에서

및

를 각각 아래의 수학식 16 및 수학식 17과 같이 설정함으로써 생성 가능함을 알 수 있다.

[수학식 16]

[수학식 17]

즉, 도 4에 도시된 구현 구조에서

과

을 각각 수학식 16 및 수학식 17에 따라 설정함으로써, 수학식 15와 같이 부반송파들이 동일하게 -T/4만큼 시간 이동된 송신 신호를 생성할 수 있으며, 수학식 16 및 수학식 17에 따라 설정된

과

역시 각각 상술한 수학식 6 및 수학식 7의 조건을 만족한다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 변조 장치의 블록도이다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 변조 장치(500)는 DFT부(510), 변조부(520) 및 선택부(530)를 포함한다.

DFT부(510)는 병렬 입력되는 데이터 심볼들에 대해 DFT를 수행하여 DFT 확산된 데이터 심볼들을 생성한다.

변조부(520)는 DFT부(510)에 의해 DFT 확산된 데이터 심볼들을 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들로 나누어 위상 천이 계수를 곱한 후, FBMC/OQAM 방식으로 변조하여 동일하게 시간 이동된 부반송파들로 이루어진 송신 후보 신호를 생성하되, 서로 상이한 복수의 송신 후보 신호를 생성한다.

즉, 변조부(520)에 의해 생성되는 각 송신 후보 신호는 DFT 확산 FBMC/OQAM 방식으로 변조된 신호이며, 동일하게 시간 이동된 부반송파들로 이루어진다. 구체적으로, 동일한 송신 후보 신호를 형성하는 부반송파들은 동일하게 시간 이동되나, 상이한 송신 후보 신호를 형성하는 부반송파들 사이의 시간 이동은 동일 또는 상이할 수 있다.

선택부(530)는 변조부(520)에 의해 생성된 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 PAPR이 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택한다.

이때, 선택부(530)는 변조부(520)에 의해 생성된 복수의 송신 후보 신호에 임의의 복소 상수(complex constant)를 곱한 후, 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택할 수 있다.

도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도이다.

도 6을 참조하면, DFT부(510)는 병렬 입력되는 데이터 심볼들에 대해 DFT를 수행하여 DFT 확산된 데이터 심볼들을 생성한다.

변조부(520)는 DFT 확산된 데이터 심볼들에 대한 두 개의 송신 후보 신호를 생성한다. 이때, 생성되는 두 개의 송신 후보 신호 각각은 기본적으로 도 4에 도시된 구조와 동일한 방식으로 변조된다.

구체적으로, 변조부(520)는 상술한 수학식 4를 만족하는 송신 후보 신호

와 수학식 15를 만족하는

를 생성한다.

상술한 논의로부터

(이때, v=1, 2)를 생성하기 위해 설정되어야 할 위상 천이 계수

와

는 수학식 18 및 19와 같음을 알 수 있다.

[수학식 18]

[수학식 19]

또한, 수학식 18와 19를 비교하면 다음과 같은 관계를 얻을 수 있다.

[수학식 20]

[수학식 21]

결과적으로, 변조부(520)는 도 5에 도시된 바와 같이 각각 위상 천이 계수

과

가 곱해진 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들 중 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킴으로써,

과

가 곱해진 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들로 변경시킬 수 있다.

또한, 변조부(520)는

과

가 곱해진 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 IDFT의 입력으로 선택하거나

과

가 곱해진 후 홀수 인덱스 심볼들에 부호 반전이 적용된 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 IDFT의 입력으로 선택하는 스위치(521)의 제어 비트(S₁)를 아래와 같이 설정하여 스위칭 동작을 제어함으로써 두 송신 후보 신호

와

를 생성할 수 있다.

송신 후보 신호	S₁
	0
	1

구체적으로, S1=0인 경우, 스위치(521)는

과

가 곱해진 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 IDFT로 입력하게 되며, 이에 따라 생성되는 송신 후보 신호

는 아래의 수학식 22와 같다.

[수학식 22]

또한, S1=1인 경우, 스위치(521)는

과

가 곱해진 후 홀수 인덱스 심볼들에 부호 반전이 적용된 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 IDFT로 입력하게 되며, 이에 따라 생성되는 송신 후보 신호

는 아래의 수학식 23과 같다.

[수학식 23]

한편, 선택부(530)는 변조부(520)에서 생성된 두 개의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 PAPR이 작은 송신 후보 신호를 최종적인 송신 신호로 선택한다. 이때, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 선택부(530)는 상술한 수학식 22 및 수학식 23에 따른 두 송신 후보 신호에 임의의 복소 상수를 곱한 후, 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택할 수 있다.

한편, 도 6에 도시된 예에서는, 위상 천이 계수가

과

로 설정된 것으로 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 도시된 예와 달리 위상 천이 계수는

과

로 설정될 수도 있다.

또한, 도 6에 도시된 예에서는, 아래쪽 PPN 출력을 T/2만큼 시간 지연시키고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 실시예에 따라, 변조부(520)는 위쪽 PPN 출력을 T/2만큼 시간 지연시킬 수도 있다. 이 경우, 생성되는 두 개의 송신 후보 신호는 아래의 수학식 24 및 25와 같다.

[수학식 24]

[수학식 25]

한편, 도 6에 도시된 예에서, 변조부(520)는 실시예에 따라, 수학식 22 및 23을 만족하는 두 개의 송신 후보 신호를 생성한 후 허수 j를 곱하거나, 수학식 24 및 25를 만족하는 두 개의 송신 후보 신호를 생성한 후 허수 j를 곱할 수 있다. 이 경우, 선택부(530)는 허수 j가 곱해진 두 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택할 수 있다.

도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도이다.

도 7에 도시된 실시예에서, DFT부(510) 및 선택부(530)는 도 6에 도시된 구성과 동일하므로, 이에 대한 중복적인 설명은 생략한다.

도 7을 참조하면, 변조부(520)는 도 6에 도시된 실시예와 달리 위상 천이 계수

과

가 곱해진 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들에 IDFT를 적용한 후, IDFT의 출력을 스위칭하는 스위치(522)의 스위칭 동작을 통해 각각 상술한 수학식 22 및 23을 만족하는 두 송신 후보 신호

와

를 생성한다.

구체적으로, 도 6에 도시된 실시예에서, 위쪽 IDFT로 입력되는 심볼들의 벡터 u_m은 스위치(521)의 스위칭 동작에 따라 변경된다.

도 6에 도시된 실시예에서, S₁=0일 때 위쪽 IDFT로 입력되는 심볼들의 벡터를

로 나타내고, S₁=1일 때 위쪽 IDFT로 입력되는 심볼들의 벡터를

로 나타내면

는 아래의 수학식 26과 같다.

[수학식 26]

이때,

는 요소별 곱셈을 나타낸다.

한편,

와

에 각각에 대한 위쪽 IDFT의 출력 벡터

와

은 아래와 같다.

[수학식 27]

[수학식 28]

또한, 수학식 26을 수학식 28에 대입하면, 아래의 수학식 29를 도출할 수 있다.

[수학식 29]

이때, *는 순환 컨볼루션(cyclic convolution)을 나타낸다.

한편, N은 일반적으로 2의 거듭제곱과 같이 짝수인 실수로 설정되므로, 아래의 수학식 30과 같은 특성이 성립한다.

[수학식 30]

이러한 특성으로부터,

는 아래의 수학식 31과 같이

를 N/2만큼 순환적으로 이동(shift)함으로써 생성할 수 있음을 알 수 있다.

[수학식 31]

이는

의 왼쪽 반 부분과 오른쪽 반 부분을 교환한 것과 동일하다.

유사하게, 도 6에 도시된 실시예에서, 스위치(521)의 스위칭 동작에 따라 아래쪽 IDFT로 입력되는 심볼들의 벡터를

과

으로 나타낼 수 있으며, 아래쪽 IDFT의 출력 벡터

은 아래의 수학식 32와 같이

의 왼쪽 반 부분과 오른쪽 반 부분을 교환한 것과 동일하다.

[수학식 32]

따라서, 도 7에 도시된 실시예에서, 변조부(520)는 위상 천이 계수

과

가 곱해진 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들에 IDFT를 적용한 후, 스위치(522)의 스위칭 동작을 통해 실수 부분 심볼들에 적용된 IDFT의 출력과 허수 부분 심볼들에 적용된 IDFT의 출력 각각에 대해 0 번째 내지 N/2-1 번째 출력과 N/2 내지 N-1 번째 출력을 스위칭하여 각각 상술한 수학식 22 및 23을 만족하는 두 송신 후보 신호

와

를 생성한다.

구체적으로, 두 송신 후보 신호는 스위치(522)의 제어 비트(S₁)를 아래와 같이 제어함으로써 생성 가능하다.

송신 후보 신호	S₁
	0
	1

이때, S1=0인 경우, 스위치(522)는 IDFT의 출력을 스위칭하지 않고 PPN으로 입력하게 되며, 이에 따라 상술한 수학식 22를 만족하는 송신 후보 신호

가 생성된다.

반면, S1=1인 경우, 스위치(522)는 각 IDFT의 0 번째 내지 N/2-1 번째 출력과 N/2 내지 N-1 번째 출력을 스위칭하여 PPN으로 입력하게 되며, 이에 따라 상술한 수학식 23을 만족하는 송신 후보 신호

가 생성된다.

한편, 도 7에 도시된 예에서는, 위상 천이 계수가

과

로 설정될 수도 있다.

또한, 도 7에 도시된 예에서는, 아래쪽 PPN 출력을 T/2만큼 시간 지연시키고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 실시예에 따라, 변조부(520)는 위쪽 PPN 출력을 T/2만큼 시간 지연시킬 수도 있다. 이 경우, 생성되는 두 개의 송신 후보 신호는 각각 상술한 수학식 24 및 25를 만족하게 된다.

한편, 도 7에 도시된 예에서, 변조부(520)는 실시예에 따라, 수학식 22 및 23을 만족하는 두 개의 송신 후보 신호를 생성한 후 허수 j를 곱하거나, 수학식 24 및 25를 만족하는 두 개의 송신 후보 신호를 생성한 후 허수 j를 곱할 수 있다. 이 경우, 선택부(530)는 허수 j가 곱해진 두 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택할 수 있다.

도 8은 본 발명의 제3 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도이다.

도 8에 도시된 실시예에서, DFT부(510)는 도 6 및 도 7에 도시된 구성과 동일하므로, 이에 대한 중복적인 설명은 생략한다.

도 8과 도 7을 비교하면, 도 8에 도시된 실시예는 구조적인 측면에서 위쪽 PPN의 출력과 아래쪽 PPN의 출력 중 T/2만큼 시간 이동시킬 출력을 선택하는 스위치(523)가 추가된다는 점을 제외하고 도 7에 도시된 실시예의 구조와 동일하다.

그러나, 도 8의 도시된 실시예에서는 도 7에 도시된 실시예와 달리 추가된 스위치(522)의 스위칭 동작에 의해 각각 상술한 수학식 22 및 23을 만족하는 2개의 송신 후보 신호

와

외에 상술한 수학식 24 및 25와 동일한 형태의 2개의 송신 후보 신호

와

를 추가적으로 생성 가능하게 된다.

구체적으로, 추가적으로 생성되는 2개의 송신 후보 신호

와

는 각각 아래의 수학식 33 및 34와 같다.

[수학식 33]

[수학식 34]

수학식 22와 33을 비교하면,

는 Q 채널이 반 심볼(즉, T/2)만큼 지연되나,

는 Q 채널이 아닌 I 채널이 반 심볼만큼 지연됨을 알 수 있다.

또한, 수학식 23과 34를 비교하면,

는 Q 채널이 반 심볼만큼 지연되나,

따라서, 도 8에 도시된 실시예에서, 4개의 송신 후보 신호

,

및

는 스위치(522)의 제어 비트 S₁과 스위치(523)의 제어 비트 S₂를 아래와 같이 제어함으로써 생성 가능하다.

송신 후보 신호	S₁	S₂
	0	0
	1	0
	1	1
	0	1

이때, S₂=0인 경우, 아래쪽 PPN의 출력이 T/2만큼 시간 이동되며, S₂=0인 경우, 위쪽 PPN의 출력이 T/2만큼 시간 이동된다.

한편, 변조부(520)에서 생성되는 4개의 송신 후보 신호는 각각 부반송파가 동일하게 시간 지연된 신호이므로, 상술한 바와 같이 I 채널과 Q 채널의 중첩 구간 내에서 단일 반송파 효과를 획득할 수 있다.

또한, 사각형 펄스 성형을 가정하면 I 채널과 Q 채널 중 어떤 채널이 지연되었는지와 무관하게 I 채널과 Q 채널의 중첩 구간 내에서

와

는 동일하다.

그러나, 지연된 채널의 심볼은 후속하는 OQAM 심볼과 중첩되고, 지연되지 않은 채널의 심볼은 선행하는 OQAM심볼과 겹치게 되므로, 중첩 구간 밖의 신호 부분들은 어떤 채널이 지연되었는지 여부에 따라 상이하므로,

와

의 전체 파형은 상이하며, 이에 따라 두 신호의 첨두 전력(peak power) 역시 상이하게 된다.

이러한 관계는

와

사이에도 동일하게 적용된다.

따라서, 선택부(530)는 변조부(520)에서 생성된 4개의 송신 후보 신호

,

및

중 첨두 전력 또는 PAPR이 가장 낮은 송신 후보 신호를 최종적인 송신 신호로 선택할 수 있으며, 이에 따라 PAPR 성능을 더욱 향상 시킬 수 있게 된다.

이때, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 선택부(530)는 변조부(520)에서 생성된 4개의 송신 후보 신호에 임의의 복소 상수를 곱한 후, 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택할 수 있다.

한편, 도 8에 도시된 예에서는, 위상 천이 계수가

과

로 설정될 수도 있다.

또한, 도 8에 도시된 예에서, 변조부(520)는 실시예에 따라, 수학식 22, 23, 33 및 34를 만족하는 4 개의 송신 후보 신호를 생성한 후 허수 j를 곱할 수 있으며, 이 경우, 선택부(530)는 허수 j가 곱해진 4 개의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택할 수 있다.

도 9는 본 발명의 제4 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도이다.

도 9에 도시된 실시예에서, DFT부(510)는 도 6 내지 도 8에 도시된 구성과 동일하며, 선택부(530)는 도 8에 도시된 구성과 동일하므로, 이에 대한 중복적인 설명은 생략한다.

도 9과 도 6을 비교하면, 도 9에 도시된 실시예는 구조적인 측면에서 위쪽 PPN의 출력과 아래쪽 PPN의 출력 중 T/2만큼 시간 이동시킬 출력을 선택하는 스위치(523)가 추가된다는 점을 제외하고 도 6에 도시된 실시예의 구조와 동일하다.

또한, 도 9에 도시된 실시예에서는 두 스위치(521, 523)의 스위칭 동작에 의해 도 8에 도시된 실시예와 동일한 4개의 송신 후보 신호를 생성할 수 있다.

구체적으로, 도 9에 도시된 실시예에서, 변조부(520)는 수학식 22, 23, 33 및 34를 만족하는 4 개의 송신 후보 신호

,

및

를 생성할 수 있으며, 각 송신 후보 신호는 스위치(521)의 제어 비트 S₁과 스위치(523)의 제어 비트 S₂를 아래와 같이 제어함으로써 생성 가능하다.

송신 후보 신호	S₁	S₂
	0	0
	1	0
	1	1
	0	1

한편, 도 9에 도시된 예에서는, 위상 천이 계수가

과

로 설정될 수도 있다.

또한, 도 9에 도시된 예에서, 변조부(520)는 실시예에 따라, 수학식 22, 23, 33 및 34를 만족하는 4 개의 송신 후보 신호를 생성한 후 허수 j를 곱할 수 있으며, 이 경우, 선택부(530)는 허수 j가 곱해진 4 개의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택할 수 있다.

도 10은 본 발명의 제5 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도이다.

도 10에 도시된 실시예에서, 변조 장치(500)는 하나의 데이터 프레임을 복수의 연속적인 데이터 블록으로 분할한 후, 각 데이터 블록 별로 4개의 송신 후보 신호를 생성하여 첨두 전력 또는 PAPR이 가장 낮은 송신 후보 신호를 각 데이터 블록에 대한 송신 후보로 선택한다. 이후, 변조 장치(500)는 각 데이터 블록에 대한 송신 신호를 순서대로 이어 붙여 하나의 데이터 프레임 전체에 대한 송신 신호를 생성한다.

구체적으로, DFT부(510)는 데이터 프레임의 l번째 데이터 블록의 데이터 심볼들에 DFT를 적용하여 DFT 확산된 데이터 심볼들을 생성한다.

변조부(520)는 DFT부(510)에 의해 확산된 l번째 데이터 블록의 데이터 심볼들을 입력받아 l번째 데이터 블록에 대한 4 개의 송신 후보 신호

,

및

를 생성한다.

이때, 변조부(520)는 도 8에 도시된 실시예의 변조부(520)와 동일한 과정을 통해 l번째 데이터 블록에 대한 4 개의 송신 후보 신호

,

및

를 생성하며, 이에 따라 생성되는 4 개의 송신 후보 신호는 아래의 수학식 35 내지 38과 같다.

[수학식 35]

[수학식 36]

[수학식 37]

[수학식 38]

이때, W는 데이터 블록의 길이를 나타내고, l은 데이터 블록의 인덱스로서 0≤l≤L-1을 만족하는 실수를 나타낸다. 또한, L은 분할된 데이터 블록의 수를 나타낸다.

구체적으로, 변조부(520)는 스위치(522)의 제어 비트 S₁과 스위치(523)의 제어 비트 S₂를 아래와 같이 제어함으로써

,

및

를 생성 할 수 있다.

송신 후보 신호	S₁	S₂
	0	0
	1	0
	1	1
	0	1

한편, 수학식 35 내지 38을 참조하면,

및

의 경우, 허수 j가 지연된 채널(즉, Q 채널)에 곱해지고,

및

의 경우, 허수 j가 앞선 채널(즉, I 채널)에 곱해짐을 알 수 있다.

이는 하나의 데이터 블록에 대한 송신 신호만을 전송하는 경우에는 문제가 되지 않는다. 그러나, 하나의 데이터 프레임 전체에 대한 송신 신호를 생성하기 위해서는 연속적인 데이터 블록들 각각에 대한 송신 신호를 이어 붙일 필요가 있으며, 이 경우, 수학식 6 및 수학식 7에 따른 조건을 깨뜨리게 된다.

예를 들어,

또는

와

또는

는 이어 붙일 수 없다.

이러한 문제를 해결하기 위해 변조부(520)는 예를 들어, 스위치(523)의 제어 비트를 S₂=1로 설정하여

또는

를 생성하는 경우, 허수 j를 곱함으로써,

및

를 각각 아래의 수학식 39 및 40과 같이 수정할 수 있다.

[수학식 39]

[수학식 40]

이 경우, 변조부(520)에서 생성되는 4개의 송신 후보 신호

,

및

는 각각 수학식 35, 36, 39 및 40을 만족하게 된다.

이에 따라,

및

는

및

와 같이 지연된 채널에 허수 j가 곱해지게 되며, 연속적인 데이터 블록들 각각에 대한 송신 신호를 이어 붙이더라도 수학식 6 및 수학식 7에 따른 조건을 만족하게 된다.

다른 예로, 변조부(520)는 스위치(523)의 제어 비트를 S₂=0로 설정하여

또는

를 생성하는 경우, 허수 j를 곱함으로써,

및

를 각각 아래의 수학식 41 및 42와 같이 수정할 수 있다.

[수학식 41]

[수학식 42]

이 경우, 변조부(520)에서 생성되는 4개의 송신 후보 신호

,

및

는 각각 수학식 37, 38, 41 및 42를 만족하게 되며, 연속적인 데이터 블록들 각각에 대한 송신 신호를 이어 붙이더라도 수학식 6 및 수학식 7에 따른 조건을 만족하게 된다.

선택부(530)는 l번째 데이터 블록에 대해 생성된 4개의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 PAPR이 가장 작은 송신 후보 신호를 l번째 데이터 블록에 대한 송신 신호로 선택한다.

예를 들어, 선택부(530)는

,

및

각각에 대한 첨두 전력을 획득한 후, 첨두 전력이 가장 낮은 송신 후보 신호를 l번째 데이터 블록에 대한 송신 신호로 선택할 수 있다.

이때, 현재 생성된 송신 후보 신호들이 데이터 프레임의 첫 번째 데이터 블록에 대한 송신 후보 신호들인 경우(즉, l=0 인 경우), 아래의 수학식 43을 이용하여 각 송신 후보 신호의 첨두 전력을 획득할 수 있다.

[수학식 43]

이때, v =1, 2, 3, 4를 만족한다.

반면, 선택부(530)는 현재 생성된 송신 후보 신호들이 데이터 프레임의 두 번째 이후의 데이터 블록에 대한 송신 후보 신호들인 경우 (즉, l≥1인 경우), 아래의 수학식 44를 이용하여 각 송신 후보 신호의 첨두 전력을 획득할 수 있다.

[수학식 44]

이때, x'(t)는 이전 데이터 블록들 각각에 대해 선택된 송신 신호들을 이어 붙인 신호를 나타낸다.

한편,

와 중첩되지 않는

의 부분은

에 의해 영향을 받지 않으므로, 시간 구간 R은

의 전체 시간 구간이 아닌

만에 의해 점유된 시간 영역으로 설정될 수 있다.

즉,

에서 첫 번째와 마지막 심볼들의 펄스 성형을 고려하면, R은 아래와 같이 설정될 수 있다.

[수학식 45]

이때, K는 원형 필터 h(t)의 중첩 계수를 나타내며, KT는 h(t)의 펄스 길이를 나타낸다.

한편, 선택부(530)는 각 데이터 블록에 대한 송신 신호를 순서대로 이어 붙인 후 데이터 프레임 전체에 대한 송신 신호를 생성한다.

한편, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 선택부(530)는 변조부(520)에서 생성된 l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호에 임의의 복소 상수를 곱한 후, 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 l번째 데이터 블록에 대한 송신 신호로 선택할 수 있다.

한편, 도 10에 도시된 예에서는, 위상 천이 계수가

과

로 설정될 수도 있다.

도 11은 본 발명의 제6 실시예에 따른 변조 장치의 상세 구성도이다.

도 11에 도시된 실시예에서, DFT부(510) 및 선택부(530)는 도 10에 도시된 구성과 동일하므로, 이에 대한 중복적인 설명은 생략한다.

도 11에 도시된 실시예에서, 변조 장치(500)는 도 10에 도시된 실시예와 같이 하나의 데이터 프레임을 복수의 연속적인 데이터 블록으로 분할한 후, 각 데이터 블록 별로 4개의 송신 후보 신호를 생성하여 첨두 전력 또는 PAPR이 가장 낮은 송신 후보 신호를 각 데이터 블록에 대한 송신 후보로 선택한다. 이후, 변조 장치(500)는 각 데이터 블록에 대한 송신 신호를 순서대로 이어 붙여 하나의 데이터 프레임 전체에 대한 송신 신호를 생성한다.

구체적으로, 변조부(520)는 DFT부(510)에 의해 확산된 l번째 데이터 블록의 데이터 심볼들을 입력받아 l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호

,

및

를 생성한다.

이때, l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호

,

및

는 도 10에 도시된 예에서 생성되는 신호와 동일하다.

구체적으로, 변조부(520)는 스위치(521)의 제어 비트 S₁과 스위치(523)의 제어 비트 S₂를 아래와 같이 제어한 후, 스위치(523)의 제어 비트를 S₂=1로 설정하여 생성되는 송신 후보 신호에 허수 j를 곱하여 각각 수학식 35, 36, 39 및 40을 만족하는 4개의 송신 후보 신호를 생성하거나, 스위치(523)의 제어 비트를 S₂=0으로 설정하여 생성되는 송신 후보 신호에 허수 j를 곱하여 각각 수학식 37, 38, 41 및 42를 만족하는 4개의 송신 후보 신호를 생성한다.

송신 후보 신호	S₁	S₂
	0	0
	1	0
	1	1
	0	1

한편, 도 11에 도시된 예에서는, 위상 천이 계수가

과

로 설정될 수도 있다.

한편, 도 6 내지 도 11에 도시된 변조부(520)의 구성은 예시적인 것이므로, 본 발명에 따른 변조부(520)의 구성이 반드시 도 6 내지 도 11에 도시된 예에 한정되는 것은 아니다. 구체적으로, 변조부(520)의 구성은 도 6 내지 도 11에 도시된 예 외에도 도 6 내지 도 11에서 생성되는 송신 후보 신호들, 또는 그것들에 동일한 상수 곱을 한 신호들과 수학적으로 등가인 송신 후보 신호들을 생성할 수 있는 다양한 형태의 구조로 변형 가능하며, 본 발명은 이러한 변형 실시예들을 모두 포함하는 것으로 해석되어야 한다.

도 12는 본 발명의 제1 실시예에 따른 복조 장치의 구성도이다.

도 12를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 복조 장치(1200)는 시간 이동부(1210), 복조부(1220), IDFT부(1230) 및 QAM 복조부(1240)를 포함한다.

한편, 도 12에 도시된 복조 장치(1200)는 DFT 확산 FBMC/OQAM 방식으로 변조된 수신 신호 및 해당 수신 신호의 복조를 위한 제어 정보를 수신하는 수신 장치의 일 구성으로 포함될 수 있다. 이때, 수신 신호는 예를 들어, 도 6 또는 도 7에 도시된 변조 장치(500)에 의해 변조되어 송신된 신호일 수 있으며, 제어 정보는 해당 신호를 생성하기 위해 설정된 스위치(521, 522)의 제어 비트(S₁)일 수 있다.

시간 이동부(1210)는 수신 신호(r(t))를 복제하여 T/2만큼 시간 이동시킨다.

복조부(1220)는 시간 이동된 수신 신호에 대해 PPN을 이용한 필터링을 수행한 후 PPN의 출력에 대해 DFT를 수행한다. 이후, DFT의 출력에 채널 보상을 수행한 후 위상 천이 계수(

)를 곱하고 실수 심볼들을 추출한다.

또한, 복조부(1220)는 시간 이동되지 않은 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링과 DFT를 적용한다. 이후, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행한 후 위상 천이 계수(

)를 곱하고 실수 심볼들을 추출한다. 이후, 추출된 실수 심볼들에 허수 j를 곱한다.

이때, 위상 천이 계수는 아래의 수학식 46 또는 47에 따라 설정될 수 있다.

[수학식 46]

[수학식 47]

이후, 복조부(1220)는 허수 j가 곱해지지 않은 실수 심볼들과 허수 j가 곱해진 실수 심볼들을 동일한 인덱스의 심볼들(즉, 동일한 부반송파에 의해 전송된 심볼들)끼리 더하여 복소수 심볼들을 생성한다.

IDFT부(1230)는 복조부(1220)에서 생성된 복소수 심볼들에 대해 IDFT를 수행하되, 수신된 제어 정보(S₁)에 따라 복소수 심볼들 중 홀수 심볼들의 부호를 선택적으로 반전시킨 후 IDFT를 수행한다.

구체적으로, IDFT부(1230)는 복조부(1220)에서 생성된 복소수 심볼들을 복제하여 홀수 심볼들의 부호를 반전시킨 후, 수신된 제어 정보(S₁)에 따라 스위칭 동작이 제어되는 스위치(1231)를 통해 홀수 심볼들의 부호가 반전되지 않은 복소수 심볼들 및 홀수 심볼들의 부호가 반전되지 않은 복소수 심볼들 중 IDFT를 수행할 심볼들을 선택한다.

구체적으로, IDFT부(1230)는 S₁=0인 경우, 홀수 심볼들의 부호가 반전되지 않은 복소수 심볼들에 대해 IDFT를 수행하며, S₁=1인 경우, 홀수 심볼들의 부호가 반전된 복소수 심볼들에 대해 IDFT를 수행한다.

QAM 복조부(940)는 IDFT부(930)로부터 출력되는 심볼들에 대해 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 복조를 수행하여 QAM 데이터 심볼들(

)을 추정한다.

도 13은 본 발명의 제2 실시예에 따른 복조 장치의 구성도이다.

도 13을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 복조 장치(1300)는 시간 이동부(1310), 스위칭부(1320), 복조부(1330), IDFT부(1340) 및 QAM 복조부(1350)를 포함한다.

한편, 도 13에 도시된 복조 장치(1300)는 DFT 확산 FBMC/OQAM 방식으로 변조된 수신 신호 및 해당 수신 신호의 복조를 위한 제어 정보를 수신하는 수신 장치의 일 구성으로 포함될 수 있다. 이때, 수신 신호는 예를 들어, 도 8 또는 도 9에 도시된 변조 장치(500)에 의해 변조되어 송신된 신호일 수 있으며, 제어 정보는 해당 신호를 생성하기 위해 설정된 스위치(521, 522)의 제어 비트(S₁) 및 스위치(523)의 제어 비트(S₂)를 포함할 수 있다.

한편, 도 13에 도시된 예에서, 시간 이동부(1310), 복조부(1330), IDFT부(1340) 및 QAM 복조부(1350)는 도 13에 도시된 구성과 동일하므로, 이에 대한 중복적인 설명은 생략한다.

스위칭부(1320)는 수신된 제어 정보(S₂)에 따라 시간 이동된 수신 신호와 시간 이동되지 않은 수신 신호를 스위칭하여 위쪽 PPN과 아래쪽 PPN으로 입력한다.

구체적으로, 스위칭부(1320)는 S₂=0인 경우, 시간 이동된 수신 신호를 위쪽 PPN으로 입력하고 시간 이동되지 않은 수신 신호를 아래쪽 PPN으로 입력한다.

또한, 스위칭부(1320)는 S₂=1인 경우, 시간 이동된 수신 신호를 아래쪽 PPN으로 입력하고 시간 이동되지 않은 수신 신호를 위쪽 PPN으로 입력한다.

도 14는 본 발명의 제3 실시예에 따른 복조 장치의 구성도이다.

도 14를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 복조 장치(1400)는 전처리부(1410), 시간 이동부(1420), 스위칭부(1430), 복조부(1440), IDFT부(1450) 및 QAM 복조부(1460)를 포함한다.

한편, 도 14에 도시된 복조 장치(1400)는 DFT 확산 FBMC/OQAM 방식으로 변조된 수신 신호 및 해당 수신 신호를 블록 단위로 복조하기 위한 블록별 제어 정보를 수신하는 수신 장치의 일 구성으로 포함될 수 있다.

구체적으로, 수신 신호는 예를 들어, 도 10 또는 도 11에 도시된 변조 장치(500)에 의해 변조되어 송신된 신호일 수 있다. 즉, 수신 신호는 연속적인 복수의 데이터 블록 각각에 대한 변조 신호를 이어 붙여 생성된 하나의 데이터 프레임에 대한 변조 신호일 수 있다. 또한, 블록별 제어 정보는 해당 신호를 생성하기 위해 각 데이터 블록별로 설정된 스위치(521, 522)의 제어 비트(S₁) 및 스위치(523)의 제어 비트(S₂)를 포함할 수 있다.

한편, 도 14에 도시된 복조 장치(1400)는 도 13에 도시된 복조 장치(1300)와 비교하여 전처리부(1410)를 더 포함하고, 블록별 제어 정보(S₁, S₂)에 따라 스위칭부(1430)와 스위치(1441)의 스위칭 동작을 제어하여 수신 신호를 블록 단위로 복조한다는 점을 제외하고 동일한 구조를 가진다.

전처리부(1410)는 수신 신호의 l번째 블록에 대한 제어 정보(S₂)에 따라 l번째 블록에 허수 (j)^*를 선택적으로 곱한다.

예를 들어, 전처리부(1410)는 S₂=0인 경우, l번째 블록에 허수 (j)^*를 곱하지 않고,S₂=1인 경우, l번째 블록에 허수 (j)^*를 곱한다.

다른 예로, 전처리부(1410)는 S₂=0인 경우, l번째 블록에 허수 (j)^*를 곱하고,S₂=1인 경우, l번째 블록에 허수 (j)^*를 곱하지 않는다.

이후, 시간 이동부(1420), 스위칭부(1430), 복조부(1440), IDFT부(1450) 및 QAM 복조부(1460)는 l번째 블록에 대한 제어 정보(S₁,S₂)에 따라 도 13에 도시된 복조 장치(1300)와 동일한 과정을 통해 l번째 블록에 대한 QAM 추정 심볼들을 생성한다.

한편, 본 발명의 실시예는 본 명세서에서 기술한 방법들을 컴퓨터상에서 수행하기 위한 프로그램을 포함하는 컴퓨터 판독 가능 기록매체를 포함할 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 기록매체는 프로그램 명령, 로컬 데이터 파일, 로컬 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체는 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나, 또는 컴퓨터 소프트웨어 분야에서 통상적으로 사용 가능한 것일 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체, CD-ROM, DVD와 같은 광 기록 매체, 플로피 디스크와 같은 자기-광 매체, 및 롬, 램, 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함할 수 있다.

이상에서 본 발명의 대표적인 실시예들을 상세하게 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상술한 실시예에 대하여 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변형이 가능함을 이해할 것이다. 그러므로 본 발명의 권리범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

500: 변조 장치
510: DFT부
520: 변조부
530: 선택부
1200, 1300, 1400: 복조 장치
1210, 1310, 1420: 시간 이동부
1220, 1330, 1440: 복조부
1230, 1340, 1450: IDFT부
1240, 1350, 1460: 선택부
1320, 1430: 스위칭부
1410: 전처리부
521, 522, 523, 1341, 1441: 스위치

Claims

병렬 입력되는 데이터 심볼들에 대해 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 DFT 확산된 데이터 심볼들을 생성하는 DFT부;
상기 DFT 확산된 데이터 심볼들을 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들로 나누어 위상 천이 계수를 곱한 후, FBMC(Filter Bank Multi-Carrier)/OQAM(Offset Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조하여 동일하게 시간 이동된 부반송파들로 이루어진 송신 후보 신호를 생성하되 서로 상이한 복수의 송신 후보 신호를 생성하는 변조부; 및
상기 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택하는 선택부를 포함하는 변조 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 위상 천이 계수는, 아래의 수학식 1 또는 2를 만족하는 변조 장치.
[수학식 1]

[수학식 2]

(
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 실수 부분 심볼에 곱해지는 위상 천이 계수,
는 n번째 부반송파에 의해 전송되는 허수 부분 심볼에 곱해지는 위상 천이 계수, n은
을 만족하는 실수이며, N은 할당된 부반송파의 수)
청구항 2에 있어서,
상기 선택부는, 상기 복수의 송신 후보 신호에 임의의 복소 상수를 곱하고, 상기 복소 상수를 곱한 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 상기 송신 신호로 선택하는 변조 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 변조부는, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들에 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)를 수행한 후 다 위상 네트워크(Poly Phase Network)를 이용하여 필터링을 수행하는 제1 변조 과정,
상기 위상 천이 계수를 곱한 허수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제2 변조 과정 및
상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 하나를 T/2(이때, T는 데이터 심볼의 심볼 구간)만큼 시간 이동 시킨 후 더하는 제3 변조 과정을 수행하여 송신 후보 신호를 생성하되, 상기 제1 변조 과정의 IDFT 출력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 출력에 대한 제1 스위칭 동작을 통해 2개의 송신 후보 신호를 생성하는 변조 장치.
청구항 4에 있어서,
상기 제1 스위칭 동작은, 상기 제1 변조 과정의 IDFT 출력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT의 출력 각각에 대해 0 번째 내지 N/2-1 번째 출력과 N/2 내지 N-1 번째 출력을 스위칭하는 변조 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 변조부는, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들 또는 상기 위상 천이 계수를 곱한 후 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 실수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제1 변조 과정,
상기 위상 천이 계수를 곱한 허수 부분 심볼들 또는 상기 위상 천이 계수를 곱한 후 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 허수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제2 변조 과정 및
상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 하나를 T/2(이때, T는 데이터 심볼의 심볼 구간)만큼 시간 이동 시킨 후 더하는 제3 변조 과정을 수행하여 송신 후보 신호를 생성하되,
상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 각각 제1 변조 과정의 IDFT 입력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 입력으로 선택하거나 상기 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 각각 제1 변조 과정의 IDFT 입력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 입력으로 선택하는 제1 스위칭 동작을 통해 2개의 송신 후보 신호를 생성하는 변조 장치.
청구항 4 또는 6에 있어서,
상기 2개의 송신 후보 신호(
,
)는 각각 아래의 수학식 3 및 4를 만족하는 변조 장치.
[수학식 3]

[수학식 4]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 4 또는 6에 있어서,
상기 2개의 송신 후보 신호(
,
)는 각각 아래의 수학식 5 및 6을 만족하는 변조 장치.
[수학식 5]

[수학식 6]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 4 또는 6에 있어서,
상기 2개의 송신 후보 신호(
,
)는 각각 아래의 수학식 7 및 8을 만족하는 변조 장치.
[수학식 7]

[수학식 8]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 4 또는 6에 있어서,
상기 2개의 송신 후보 신호(
,
)는 각각 아래의 수학식 9 및 10을 만족하는 변조 장치.
[수학식 9]

[수학식 10]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 4 또는 6에 있어서,
상기 변조부는, 상기 제1 스위칭 동작 및 상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 상기 T/2만큼 시간 이동시킬 출력을 선택하는 제2 스위칭 동작을 통해 4개의 송신 후보 신호를 생성하는 변조 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 4개의 송신 후보 신호(
,
,
,
)는 각각 아래의 수학식 11 내지 14를 만족하는 변조 장치.
[수학식 11]

[수학식 12]

[수학식 13]

[수학식 14]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 11에 있어서,
상기 4개의 송신 후보 신호(
,
,
,
)는 각각 아래의 수학식 15 내지 18을 만족하는 변조 장치.
[수학식 15]

[수학식 16]

[수학식 17]

[수학식 18]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 11에 있어서,
상기 병렬 입력되는 데이터 심볼들은, 하나의 데이터 프레임을 분할한 복수의 연속적인 데이터 블록들 중 l(이때, l은 0≤l≤L-1을 만족하는 실수이며, L은 데이터 블록의 수)번째 데이터 블록의 데이터 심볼들이며,
상기 4개의 송신 후보 신호는 상기 l번째 데이터 블록에 대한 송신 후보 신호인 변조 장치.
청구항 14에 있어서,
상기 변조부는, 상기 제2 스위칭 동작의 동작 상태에 기초하여 상기 4개의 송신 후보 신호 중 동일한 동작 상태에 의해 생성된 2개의 송신 후보 신호에 허수 j를 곱하는 변조 장치.
청구항 15에 있어서,
상기 선택부는, 상기 l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호 중 선택된 송신 후보 신호와 0번째 데이터 블록 내지 l-1번째 데이터 블록 각각에 대한 송신 신호를 이어 붙여 상기 데이터 프레임 전체에 대한 송신 신호를 생성하는 변조 장치.
청구항 15에 있어서,
상기 l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호(
,
,
,
)는 각각 아래의 수학식 19 내지 22를 만족하는 변조 장치.
[수학식 19]

[수학식 20]

[수학식 21]

[수학식 22]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, W는 상기 데이터 블록의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 15에 있어서,
상기 l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호(
,
,
,
)는 각각 아래의 수학식 23 내지 26을 만족하는 변조 장치.
[수학식 23]

[수학식 24]

[수학식 25]

[수학식 26]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, W는 상기 데이터 블록의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
(a) 병렬 입력되는 데이터 심볼들에 대해 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 DFT 확산된 데이터 심볼들을 생성하는 단계;
(b) 상기 DFT 확산된 데이터 심볼들을 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들로 나누어 위상 천이 계수를 곱한 후, FBMC(Filter Bank Multi-Carrier)/OQAM(Offset Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조하여 동일하게 시간 이동된 부반송파들로 이루어진 송신 후보 신호를 생성하되 서로 상이한 복수의 송신 후보 신호를 생성하는 단계; 및
(c) 상기 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 송신 신호로 선택하는 단계를 포함하는 변조 방법.
청구항 19에 있어서,
상기 위상 천이 계수는 아래의 수학식 1 또는 2를 만족하는 변조 방법.
[수학식 1]

[수학식 2]

(
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 실수 부분 심볼에 곱해지는 위상 천이 계수,
는 n번째 부반송파에 의해 전송되는 허수 부분 심볼에 곱해지는 위상 천이 계수, n은
을 만족하는 실수이며, N은 할당된 부반송파의 수)
청구항 20에 있어서,
상기 (c) 단계는, 상기 복수의 송신 후보 신호에 임의의 복소 상수를 곱하고, 상기 복소 상수를 곱한 복수의 송신 후보 신호 중 첨두 전력 또는 첨두 대 평균 전력 비가 가장 작은 신호를 상기 송신 신호로 선택하는 변조 방법.
청구항 20에 있어서,
상기 (b) 단계는, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들에 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)를 수행한 후 다 위상 네트워크(Poly Phase Network)를 이용하여 필터링을 수행하는 제1 변조 과정,
상기 위상 천이 계수를 곱한 허수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제2 변조 과정 및
상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 하나를 T/2(이때, T는 데이터 심볼의 심볼 구간)만큼 시간 이동 시킨 후 더하는 제3 변조 과정을 수행하여 송신 후보 신호를 생성하되,
상기 제1 변조 과정의 IDFT 출력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 출력 각각에 대한 제1 스위칭 동작을 통해 2개의 송신 후보 신호를 생성하는 변조 방법.
청구항 22에 있어서,
상기 제1 스위칭 동작은, 상기 제1 변조 과정의 IDFT 출력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT의 출력 각각에 대해 0 번째 내지 N/2-1 번째 출력과 N/2 내지 N-1 번째 출력을 스위칭하는 변조 방법.
청구항 20에 있어서,
상기 (b) 단계는, 상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들 또는 상기 위상 천이 계수를 곱한 후 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 실수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제1 변조 과정,
상기 위상 천이 계수를 곱한 허수 부분 심볼들 또는 상기 위상 천이 계수를 곱한 후 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 허수 부분 심볼들에 IDFT를 수행한 후 다 위상 네트워크를 이용하여 필터링을 수행하는 제2 변조 과정 및
상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 하나를 T/2(이때, T는 데이터 심볼의 심볼 구간)만큼 시간 이동 시킨 후 더하는 제3 변조 과정을 수행하여 송신 후보 신호를 생성하되,
상기 위상 천이 계수를 곱한 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 각각 제1 변조 과정의 IDFT 입력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 입력으로 선택하거나 상기 홀수 인덱스 심볼들의 부호를 반전시킨 실수 부분 심볼들과 허수 부분 심볼들을 각각 제1 변조 과정의 IDFT 입력과 상기 제2 변조 과정의 IDFT 입력으로 선택하는 제1 스위칭 동작을 통해 2개의 송신 후보 신호를 생성하는 변조 방법.
청구항 22 또는 24에 있어서,
상기 2개의 송신 후보 신호(
,
)는 각각 아래의 수학식 3 및 4를 만족하는 변조 방법.
[수학식 3]

[수학식 4]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 22 또는 24에 있어서,
상기 2개의 송신 후보 신호(
,
)는 각각 아래의 수학식 5 및 6을 만족하는 변조 방법.
[수학식 5]

[수학식 6]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 22 또는 24에 있어서,
상기 2개의 송신 후보 신호(
,
)는 각각 아래의 수학식 7 및 8을 만족하는 변조 방법.
[수학식 7]

[수학식 8]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 22 또는 24에 있어서,
상기 2개의 송신 후보 신호(
,
)는 각각 아래의 수학식 9 및 10을 만족하는 변조 방법.
[수학식 9]

[수학식 10]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 22 또는 24에 있어서,
상기 (b) 단계는, 상기 제1 스위칭 동작 및 상기 제1 변조 과정의 출력과 상기 제2 변조 과정의 출력 중 상기 T/2만큼 시간 이동시킬 출력을 선택하는 제2 스위칭 동작을 통해 4개의 송신 후보 신호를 생성하는 변조 방법.
청구항 29에 있어서,
상기 4개의 송신 후보 신호(
,
,
,
)는 각각 아래의 수학식 11 내지 14를 만족하는 변조 방법.
[수학식 11]

[수학식 12]

[수학식 13]

[수학식 14]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 29에 있어서,
상기 4개의 송신 후보 신호(
,
,
,
)는 각각 아래의 수학식 15 내지 18을 만족하는 변조 방법.
[수학식 15]

[수학식 16]

[수학식 17]

[수학식 18]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, M은 데이터 프레임의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 29에 있어서,
상기 병렬 입력되는 데이터 심볼들은, 하나의 데이터 프레임을 분할한 복수의 연속적인 데이터 블록들 중 l(이때, l은 0≤l≤L-1을 만족하는 실수이며, L은 데이터 블록의 수)번째 데이터 블록의 데이터 심볼들이며,
상기 4개의 송신 후보 신호는 상기 l번째 데이터 블록에 대한 송신 후보 신호인 변조 방법.
청구항 32에 있어서,
상기 (b) 단계는, 상기 제2 스위칭 동작의 동작 상태에 기초하여 상기 4개의 송신 후보 신호 중 동일한 동작 상태에 의해 생성된 2개의 송신 후보 신호에 허수 j를 곱하는 변조 방법.
청구항 33에 있어서,
l+1번째 데이터 블록 내지 L-1번째 데이터 블록 각각에 대해 상기 (a) 단계 내지 상기 (c) 단계를 반복 수행하는 단계; 및
0번째 데이터 블록 내지 l-1번째 데이터 블록 각각에 대한 송신 신호를 이어 붙여 상기 데이터 프레임 전체에 대한 송신 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는 변조 방법.
청구항 33에 있어서,
상기 l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호(
,
,
,
)는 각각 아래의 수학식 19 내지 22를 만족하는 변조 방법.
[수학식 19]

[수학식 20]

[수학식 21]

[수학식 22]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, W는 상기 데이터 블록의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
청구항 33에 있어서,
상기 l번째 데이터 블록에 대한 4개의 송신 후보 신호(
,
,
,
)는 각각 아래의 수학식 23 내지 26을 만족하는 변조 방법.
[수학식 23]

[수학식 24]

[수학식 25]

[수학식 26]

(이때,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼,
은 n번째 부반송파에 의해 전송되는 m번째 DFT 확산된 데이터 심볼의 실수 부분 심볼, W는 상기 데이터 블록의 길이, h()는 상기 필터링을 위한 필터의 임펄스 응답)
DFT(Discrete Fourier Transform) 확산 FBMC(Filter Bank Multicarrier)/OQAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조된 수신 신호 및 상기 수신 신호의 복조를 위한 제1 제어 정보를 수신하는 수신 장치에 포함되어 상기 수신 신호를 복조하는 복조 장치에 있어서,
상기 수신 신호를 T/2만큼 시간 이동시키는 시간 이동부;
상기 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링을 수행한 후 DFT를 적용하고, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행하고, 제1 위상 천이 계수를 곱한 후 실수 부분 심볼을 추출하는 제1 복조 과정, 상기 시간 이동된 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링을 수행한 후 DFT를 적용하고, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행하고, 제2 위상 천이 계수를 곱한 후 실수 부분 심볼을 추출하는 제2 복조 과정, 상기 제2 복조 과정에서 추출된 실수 부분 심볼들에 허수 j를 곱하고, 상기 제1 복조 과정에서 추출된 실수 부분 심볼들과 상기 허수 j가 곱해진 심볼들을 동일한 부반송파에 의해 전송된 심볼들끼리 더하여 복소수 심볼들을 생성하는 복조부;
상기 복소수 심볼들에 대해 IDFT를 수행하되, 상기 제1 제어 정보에 따라 상기 복소수 심볼들 중 홀수 심볼의 부호를 선택적으로 반전시킨 후 상기 IDFT를 수행하는 IDFT부; 및
상기 IDFT부로부터 출력되는 심볼들에 대해 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 복조를 수행하는 QAM 복조부를 포함하되,
상기 제1 위상 천이 계수 및 상기 제2 위상 천이 계수는 아래의 수학식 1 또는 2를 만족하는 복조 장치.
[수학식 1]

[수학식 2]

(
은 n번째 출력 심볼에 곱해지는 제1 위상 천이 계수,
는 n번째 출력 심볼에 곱해지는 제2 위상 천이 계수, n은
을 만족하는 실수이며, N은 할당된 부반송파의 수)
청구항 37에 있어서,
상기 수신 장치는, 상기 수신 신호, 상기 제1 제어 정보 및 상기 수신 신호의 복조를 위한 제2 제어 정보를 수신하고,
상기 복조 장치는, 상기 제2 제어 정보에 따라, 상기 수신 신호 및 상기 시간 이동된 수신 신호 중 하나를 상기 제1 복조 과정으로 입력하고, 상기 수신 신호 및 상기 시간 이동된 수신 신호 중 나머지 하나를 상기 제2 복조 과정으로 입력하는 스위칭부를 더 포함하는 복조 장치.
청구항 38에 있어서,
상기 수신 신호는 하나의 데이터 프레임을 분할한 복수의 연속적인 데이터 블록 중 l(이때, l은 0≤l≤L-1을 만족하는 실수이며, L은 데이터 블록의 수)번째 데이터 블록에 대한 변조 신호인 복조 장치.
청구항 38에 있어서,
상기 제2 제어 정보에 따라 상기 수신 신호에 허수 j^*를 선택적으로 곱하여 상기 스위칭부로 출력하는 전처리부를 더 포함하는 복조 장치.
DFT((Discrete Fourier Transform) 확산 FBMC(Filter Bank Multicarrier)/OQAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조된 수신 신호 및 상기 수신 신호의 복조를 위한 제1 제어 정보를 수신하는 수신 장치에 포함되어 상기 수신 신호를 복조하는 복조 장치에서 수행되는 복조 방법에 있어서,
(a) 상기 수신 신호를 T/2만큼 시간 이동시키는 단계;
(b) 상기 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링을 수행한 후 DFT를 적용하고, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행하고, 제1 위상 천이 계수를 곱한 후 실수 부분 심볼을 추출하는 제1 복조 과정, 상기 시간 이동된 수신 신호에 대해 다 위상 네트워크를 이용한 필터링을 수행한 후 DFT를 적용하고, DFT의 출력 심볼들에 채널 보상을 수행하고, 제2 위상 천이 계수를 곱한 후 실수 부분 심볼을 추출하는 제2 복조 과정, 상기 제2 복조 과정에서 추출된 실수 부분 심볼들에 허수 j를 곱하고, 상기 제1 복조 과정에서 추출된 실수 부분 심볼들과 상기 허수 j가 곱해진 심볼들을 동일한 부반송파에 의해 전송된 심볼들끼리 더하여 복소수 심볼들을 생성하는 단계;
(c) 상기 복소수 심볼들에 대해 IDFT를 수행하되, 상기 제1 제어 정보에 따라 상기 복소수 심볼들 중 홀수 심볼의 부호를 선택적으로 반전시킨 후 상기 IDFT를 수행하는 단계; 및
(d) 상기 (c) 단계에서 출력되는 심볼들에 대해 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 복조를 수행하는 단계를 포함하되,
상기 제1 위상 천이 계수 및 상기 제2 위상 천이 계수는 아래의 수학식 1 또는 2를 만족하는 복조 방법.
[수학식 1]

[수학식 2]

(
은 n번째 출력 심볼에 곱해지는 제1 위상 천이 계수,
는 n번째 출력 심볼에 곱해지는 제2 위상 천이 계수, n은
을 만족하는 실수이며, N은 할당된 부반송파의 수)
청구항 41에 있어서,
상기 수신 장치는, 상기 수신 신호, 상기 제1 제어 정보 및 상기 수신 신호의 복조를 위한 제2 제어 정보를 수신하고,
상기 (b) 단계는, 상기 제2 제어 정보에 따라, 상기 수신 신호 및 상기 시간 이동된 수신 신호 중 하나를 상기 제1 복조 과정으로 입력하고, 상기 수신 신호 및 상기 시간 이동된 수신 신호 중 나머지 하나를 상기 제2 복조 과정으로 입력하는 복조 방법.
청구항 42에 있어서,
상기 수신 신호는 하나의 데이터 프레임을 분할한 복수의 연속적인 데이터 블록 중 l(이때, l은 0≤l≤L-1을 만족하는 실수이며, L은 데이터 블록의 수)번째 데이터 블록에 대한 변조 신호인 복조 방법.
청구항 43에 있어서,
상기 (b) 단계 이전에, 상기 제2 제어 정보에 따라 상기 수신 신호에 허수 j^*를 선택적으로 곱하는 단계를 더 포함하는 복조 방법.