KR20190006966A

KR20190006966A - 순환 펄스형 파형으로 데이터를 통신하기 위한 시스템, 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20190006966A
Application number: KR1020187032759A
Authority: KR
Inventors: 후세인 모라디; 파르항 베로우즈
Original assignee: 배텔레 에너지 얼라이언스, 엘엘씨
Priority date: 2016-05-13
Filing date: 2017-05-12
Publication date: 2019-01-21
Also published as: WO2017197270A1; US20170331663A1; US10652072B2

Abstract

다양한 변조 방식을 위한 송신기에 의한 순환 컨볼루션을 사용하여 펄스 성형이 수행되는 단일 반송파 변조를 포함하는 통신 시스템을 위한 순환 펄스형 파형이 개시된다. 단일 반송파 순환 펄스형 신호의 복조 및 데이터 추출을 위해 송신기, 관련 방법 및 대응 수신기가 또한 개시된다.

Description

순환 펄스형 파형으로 데이터를 통신하기 위한 시스템, 장치 및 방법

우선권 주장

본 출원은 2017년 5월 12일자로 출원 된 미국 특허 출원 제 15/593,691호 및 2016년 5월 13일자로 출원 된 미국 가출원 제 62/335,976 호의 출원일의 이익을 주장하며, 이들 각각은 본 명세서에서 그 전체가 본원에 참조로서 포함된다.

연방 후원에 관한 진술

연구 또는 개발

본 발명은 미국 에너지성(Department of Energy)에 의해 수여된 계약 번호 DE AC07 05-ID14517에 따른 정부의 지원으로 이루어졌다. 정부는 발명에 대해 특정 권리를 가지고 있다.

본 발명의 실시예는 일반적으로 송신기에 의해 순환 펄스형 파형을 생성하고 통신 시스템의 수신기에 의해 순환 펄스형 파형을 처리하는 시스템, 장치 및 방법에 관한 것이다.

오늘날, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM)은 광대역 유선 및 무선 채널에서 가장 널리 사용되는 신호 방식으로서의 우위를 누리고 있다. OFDM을 사용한 신호 변조는 광범위한 클래스의 디지털 가입자 회선(DSL) 표준뿐만 아니라 IEEE 802.11 및 IEEE 802.16의 변형과 같은 무선 표준의 대다수, 3세대 파트너십 프로그램 롱 텀 에볼루션(3GPP-LTE), 및 LTE-Advanced에서 채택되었다. OFDM은 낮은 복잡도 및 높은 대역폭 효율 때문에 포인트-투-포인트 및 다운 링크 통신에 이용될 수 있다. OFDM의 낮은 복잡성은 각각의 OFDM 심볼이 직교 진폭 변조(QAM (Quadrature Amplitude Modulated)) 데이터 심볼의 세트에 의해 변조된 다수의 복소값 정현파 신호(예를 들어, "순수 톤")의 합으로서 합성된다는 사실의 결과일 수 있다. 또한, 채널 왜곡은 각 OFDM 심볼에 CP(cyclic prefix)를 추가함으로써 처리될 수 있다.

OFDM은 보다 복잡한 네트워크에서 이용하기 위해 채택되는 경우에 많은 어려움에 직면한다. 예를 들어, 다중 사용자 네트워크(예를 들어, 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA) 네트워크)의 업 링크 동안 OFDM을 사용하는 것은 기지국 입력에서 사용자의 신호의 전체 동기화를 요구할 수 있다. 이러한 동기화는, 특히 상이한 사용자의 도플러 시프트는 예측 및/또는 추적하기 어려운 모바일 환경에서는, 확립하기 어렵다는 것이 밝혀졌다. OFDMA 네트워크에서 반송파 및 타이밍 동기화 문제를 해결하기 위해, LTE 및 LTE-Advanced에 대한 긴밀한 동기화 요구 사항을 달성하기 위해 리소스 집약적인 폐루프 절차가 포함되었다.

일부 연구자들은 필터 뱅크 멀티 반송파(FBMC) 신호 방식으로 OFDM을 대체 할 것을 제안했다. FBMC는 네트워크의 여러 사용자가 비동기식 일 때 OFDM의 일부 문제를 극복할 수 있지만, FBMC를 다중 입력 및 다중 출력(MIMO) 채널에 적용하는 것은 OFDM을 사용하는 것처럼 간단하지 않을 수 있다. 다른 시스템은 부반송파 필터링에 사용되는 선형 컨볼루션이 원형 컨볼루션으로 대체되는 FBMC 파형의 다른 클래스를 포함할 수 있다. 일반화된 주파수 분할 멀티플렉싱(GFDM) 및 순환 FBMC (C-FBMC)는 이러한 유형의 파형의 두 가지 예이다. GFDM 파형은 비직교일 수 있으며, 따라서 C-FBMC보다 더 복잡한 수신기를 초래할 수 있다.

일부 실시예에서, 송신 장치는 프로세서 및 통신 구성 요소를 갖는 송신기를 포함한다. 송신기는 합성 동안 펄스 성형을 위한 순환 컨볼루션(circular convolution)을 사용하여 구성된 순환 펄스형 파형을 나타내는 출력 신호를 생성하고, 데이터 추출이 일어나기 전에 샘플을 얻기 위해 출력 신호에 보간 연산을 적용하고, 상기 샘플링된 출력 신호의 단일 반송파 변조를 수행하는 것에 응답하여 상기 샘플링된 출력 신호의 피크 대 평균 전력비(peak-to-average-power-ratio(PAPR))를 감소시키고, 상기 샘플링된 출력 신호를 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형으로서 수신 장치에 전송하도록 구성된다.

일부 실시예에서, 순환 펄스형 파형의 블록을 생성하는 방법이 개시된다. 상기 방법은 송신기의 프로세서를 이용하여 데이터 심볼들의 스트링을 수신하는 단계; 상기 프로세서를 이용하여 주파수 영역의 다수의 톤들에 걸쳐 상기 데이터 심볼들의 스트링을 확산시키는 단계; 상기 프로세서를 이용하여 상기 톤들을 합산하는 단계; 상기 프로세서를 이용하여 상기 합산의 결과를 순환 시프팅 및 축적하는 단계; 상기 순환 시프팅 및 축적의 결과를 직렬화함에 의해 상기 프로세서를 이용하여 출력 신호를 생성하는 단계; 및 상기 송신기의 통신 구성 요소를 통해 수신 장치에 출력 신호를 무선으로 송신하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 단일 반송파 변조 파형을 나타내는 데이터 신호를 처리하기 위한 수신 장치가 개시된다. 수신 장치는 프로세서 및 통신 구성 요소를 갖는 수신기를 포함한다. 수신기는 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형을 갖는 데이터 신호를 수신하고, 수신기의 고속 푸리에 변환(FFT) 복조기 블록을 통해 데이터 신호에 대해 역방향 신호 합성을 수행하는 것에 응답하여 다수의 톤들에 걸쳐 확산된 데이터 심볼들(s₀ 내지 s_L-1)의 추정값들을 생성하도록 구성된다.

일부 실시예에서, 통신 시스템은 송신기 및 수신기를 포함한다. 송신기는 프로세서 및 통신 구성 요소를 포함하고, 입력 데이터 신호의 합성 동안 펄스 성형을 위한 순환 컨벌루션을 사용하여 구성된 순환 펄스형 파형을 나타내는 출력 신호를 생성하고; 주파수 영역에서 펄스 성형 필터를 사용하여 상기 입력 데이터 신호의 단일 반송파 변조를 수행하는 것에 응답하여 상기 출력 신호의 피크 대 평균 전력비(PAPR)를 감소시키고; 또한 출력 신호를 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형으로 전송하도록 구성된다. 수신기는 프로세서 및 통신 구성 요소를 포함한다. 수신기는 송신기로부터 출력 신호를 수신하고; 수신기의 고속 푸리에 변환(FFT) 복조기 블록을 통해 데이터 신호에 역방향 신호 합성을 수행하는 것에 응답하여 다수의 톤들에 걸쳐 확산된 데이터 심볼들(s₀ 내지 s_L-1)의 추정값들을 생성하도록 구성된다.

본 명세서는 본 개시의 실시예로서 간주되는 것을 특별히 강조하고 명백히 청구하는 청구 범위로 결론을 맺지만, 본 개시의 실시예의 다양한 특징 및 이점은 첨부 도면들과 결부하는 경우 본 명세서의 실시예에 대한 이하의 설명으로부터 보다 용이하게 확인할 수 있다.
도 1은 OFDM 데이터 패킷의 구조를 도시한 개략도이다.
도 2는 송신기에 의해 생성된 패킷에 대한 순환 펄스형 파형의 구조를 도시하는 개략도이다.
도 3은 GFDM 파형 블록을 구성하는 방법을 도시하는 개략적인 블록도이다.
도 4는 상이한 부반송파 대역들에 대한 그 성분 톤들의 관점에서 순환 펄스 형 파형을 도시한다.
도 5는 본 개시의 실시예에 따른 다중 사용자 네트워크의 2명의 상이한 사용자에 대한 가능한 CFO를 갖는 신호 스펙트럼을 나타내는 주파수 영역 도표이다.
도 6은 생성된 단일 반송파 순환 펄스형 신호에 대한 스펙트럼 선들/톤들의 세트에 의해 표현되는 스펙트럼을 갖는 전송 신호에 대한 주파수 영역 도표를 도시한다.
도 7은 데이터 심볼들이 QAM 변조되는 경우에 대해 단일 반송파 순환 펄스 형 파형을 생성하도록 구성된 송신기에 의해 구현되는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 8은 데이터 심볼들이 OQAM 변조되는 경우에 대해 단일 반송파 순환 펄스형 파형을 생성하도록 구성된 송신기에 의해 구현되는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 9는 데이터 심볼들이 DFT-s-OFDM 변조되는 경우에 대해 단일 반송파 순환 펄스형 파형을 생성하도록 구성된 송신기에 의해 구현되는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 10은 프로토 타입 필터가 합성된 CPS-OQAM 신호의 피크에 미치는 영향을 보여주는 도표들의 세트를 나타낸다.
도 11은 OFDM, DFT-s-OFDM, 및 상이한 단일 반송파 순환 펄스형(SC-CPS) 파형에 대한 CCDF 곡선의 세트를 나타내는 그래프이다.
도 12는 본 명세서에 기재된 실시예의 상이한 경우들에 대한 펄스 성형 필터의 예를 도시하는 도표이다.

이하의 설명에서, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시적으로 도시 한 첨부 도면을 참조한다. 실시예들은 당업자가 본 발명을 제조, 사용 및 다르게는 수행할 수 있도록 충분히 상세하게 본 발명의 특징을 설명하기 위한 것이다. 또한, 도시되고 설명된 특정 구현예는 단지 예일 뿐이며, 본 명세서에서 달리 명시하지 않는 한 본 발명을 구현하는 유일한 방법으로 해석되어서는 안된다. 본 발명의 다양한 실시예가 다수의 다른 분할 솔루션에 의해 실시될 수 있음은 당업자에게 자명할 것이다. 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 다른 실시예들이 이용될 수 있고 개시된 실시예들에 변경이 가해질 수 있다. 다음의 상세한 설명은 제한적인 의미로 받아 들여서는 안되며, 본 발명의 범위는 첨부된 청구 범위에 의해서만 규정된다.

이하의 설명에서, 구성 요소, 회로 및 기능은 불필요하게 상세하여 본 발명을 모호하게 하지 않도록 블록도 형태로 도시될 수 있다. 반대로, 도시되고 기술 된 특정 구현예는 단지 예시적인 것이고 본원에서 달리 특정되지 않는 한 본 발명을 구현하는 유일한 방법으로 해석되어서는 안된다. 또한, 블록 규정 및 다양한 블록 간의 논리 분할은 특정 구현의 예이다. 당업자는 본 발명이 다수의 다른 분할 솔루션에 의해 실시될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다. 대부분의 경우, 타이밍 고려 사항 등에 관한 세부 사항은 본 개시 내용의 완전한 이해를 얻는데 필수적이지 않고 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자의 능력 내에 있는 경우에는 생략되었다.

당업자는 정보 및 신호가 임의의 다양한 상이한 기술 및 기법을 사용하여 표현 될 수 있음을 이해할 것이다. 예를 들어, 상기 설명 전반에 걸쳐 참조될 수 있는 데이터, 명령, 명령, 정보, 신호, 비트, 기호 및 칩은 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 입자, 광학 필드 또는 입자, 또는 그 조합으로 표현될 수 있다. 일부 도면은 표현 및 설명의 명료성을 위해 신호들을 단일 신호로 나타낼 수 있다. 당업자는 신호가 신호들의 버스를 나타낼 수 있고, 버스는 다양한 비트 폭을 가질 수 있음을 이해할 것이며, 본 발명은 단일 데이터 신호를 포함하는 임의의 수의 데이터 신호들 상에서 구현될 수 있다.

여기에 개시된 실시예와 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈 및 회로는 범용 프로세서, 특수 목적 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 주문형 집적 회로(ASIC), FPGA(Field Programmable Gate Array) 또는 다른 프로그래머블 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트, 또는 여기에 설명된 기능을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서 일 수 있지만, 대안적으로, 프로세서는 임의의 종래 프로세서, 제어기, 마이크로제어기 또는 상태 머신일 수 있다. 범용 프로세서는 컴퓨터 판독 가능 매체에 저장된 명령(예를 들어, 소프트웨어 코드)을 실행하는 동안에는 범용 프로세서는 특수 목적 프로세서로 간주될 수 있다. 프로세서는 또한 컴퓨팅 디바이스들의 조합, 예를 들어, DSP와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 관련된 하나 이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 그러한 구성으로서 구현될 수 있다.

또한, 실시예들은 흐름도, 흐름도표, 구조도 또는 블록도로서 묘사될 수 있는 프로세스의 관점에서 설명될 수 있음을 알아야 한다. 흐름도는 순차적 프로세스로서의 연산 동작을 기술할 수 있지만, 이들 동작의 다수는 다른 시퀀스, 병렬 또는 실질적으로 동시에 수행될 수 있다. 또한, 행위의 순서가 재조정될 수 있다. 프로세스는 방법, 함수, 프로시저, 서브루틴, 서브프로그램 등에 대응할 수 있다. 또한, 본 명세서에 개시된 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 양자 모두로 구현 될 수 있다. 소프트웨어로 구현되는 경우, 기능은 컴퓨터 판독 가능 매체 상에 하나 이상의 명령 또는 코드로서 저장되거나 전송될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 한 장소에서 다른 장소로 컴퓨터 프로그램의 전송을 용이하게 하는 임의의 매체를 포함하는 컴퓨터 저장 매체 및 통신 매체 모두를 포함한다.

"제1", "제2" 등과 같은 지정 용어을 사용하는 본원의 구성 요소에 대한 임의의 언급은 그러한 제한이 명시적으로 언급되지 않는 한, 그 구성 요소의 양 또는 순서를 제한하지 않는다는 것을 이해해야 한다. 오히려, 이러한 지정 용어는 본 명세서에서 요소의 둘 이상의 요소 또는 인스턴스를 구별하는 편리한 방법으로 사용될 수 있다. 따라서, 제1 및 제2 구성 요소에 대한 참조는 단지 2 개의 구성 요소가 사용될 수 있거나 또는 제1 구성 요소가 어떤 방식으로 제2 구성 요소보다 선행되어야 한다는 것을 의미하지 않는다. 또한, 달리 언급되지 않는 한, 구성 요소 세트는 하나 이상의 구성 요소를 포함할 수 있다.

GFDM과 C-FBMC에 대한 자세한 내용은 B. Farhang-Boroujeny and H. Moradi, "OFDM Inspired Waveforms for 5G," in　IEEE Communications Surveys & Tutorials, vol. 18, no. 4, pp. 2474-2492, Fourth Quarter 2016; A.R. Reyhani, A. Farhang, and B. Farhang-Boroujeny "Circularly Pulse-Shaped Waveforms for 5G: Options and Comparisons," in IEEE Xplore, 25 February 2016 (presented at Global Communications Conference (GLOBECOM), 6-10, December 2015); 및 A. Aminjavaheri, A. Farhang, A. Reyhani, and B. Farhang-Boroujeny, "Impact of Timing and Frequency Offsets on Multicarrier Waveform Candidates for 5G," in IEEE Xplore, 04 January 2016 (presented at Signal Processing and Signal Processing Education Workshop (SP/SPE), 9-12, January 2016)와 같은 다른 발행된 저작물에서 찾을 수 있다. 이들 참조 문헌 각각의 개시는 그 전체가 본 명세서에 참조로 포함된다.

본 발명의 실시예는 단일 반송파 순환 펄스형 변조를 포함하는 시그널링 방법을 위한 시스템, 장치 및 방법을 포함한다. 예를 들어, 본 개시의 실시예는 통신 시스템을 위한 순환 펄스형 파형을 생성하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 순환 펄스형 파형은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 및 필터 뱅크 멀티 반송파(FBMC) 변조와 동일한 원칙에 따라 작동하는 멀티 반송파 변조 방식의 새로운 클래스이다. 즉, 순환 펄스형 파형은 OFDM 및 FBMC 변조의 이점을 유지하려고 시도한다. 본 발명의 실시예들에서, 펄스 성형이 순환 컨벌루션을 사용하여 수행되는 단일 반송파 변조 신호가 생성될 수 있다. 이 새로운 변조는 피크 대 평균 전력비(peak-to-average-power-ratio(PAPR))를 줄이기 위해 LTE 업 링크에서 채택 된 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA)으로도 알려진 DFT-spread-OFDM (DFT-s-OFDM) 보다 향상된 것으로 보일 수 있다. 이 새로운 단일 반송파 방법 결과는 DFT-s-OFDM이 종래의 OFDM 시그널링 방법에 대해 갖는 이득과 거의 동일하거나 더 큰 이득 일 수있다. 또한, 본 발명의 실시예는 MIMO 친화적 변조 기술을 포함한다.

여기에 기술된 송신기 및 수신기 각각은 하나 이상의 프로세서, 통신 구성 요소(예를 들어, 송수신기, 안테나 등), 메모리 등과 같은 각 장치가 여기에 설명된 기능을 수행할 수 있도록 구성된 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 송신기 및/또는 수신기는 스마트폰, 전자책(electronic reader), 태블릿 컴퓨터, 랩톱 컴퓨터, 데스크톱 컴퓨터, 텔레비전, 자동차의 다양한 구성 요소, 웨어러블 디바이스, 가정용 장치, 라우터 , 무선 억세스 포인트(wireless access point)를 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 일부 전자 장치는 송신기 및 수신기 모두로서 구성될 수 있다. 즉, "수신기"라는 용어를 사용하는 것은 장치가 수신기로만 작동 할 수 있음을 의미하는 것으로 해석되어서는 안된다. 유사하게, 용어 "송신기"를 사용하는 것은 장치가 송신기로서만 작동할 수 있음을 의미하는 것으로 해석되어서는 안된다.

일부 실시예에서. 수신기 및/또는 송신기가 전자 장치의 회로 기판에 장착된 독립형 집적 회로로 통합될 수 있으며, 여기에는 수신기 및/또는 송신기가 본 발명에 따른 방법을 실행하고 수행하도록 구체적으로 구성된 전용 프로세서 및/또는 메모리를 포함한다. 일부 실시예에서, 수신기 및/또는 송신기는 대형 전자 장치의 다른 기능을 수행하기도 하는 하나 이상의 프로세싱 구성 요소 내에서 (예를 들면, 펌웨어로서) 포함될 수 있다.

자세한 설명의 특정 섹션을 찾는 데 도움이 되는 제목이 여기에 포함된다. 이 표제는 특정 표목에 기술된 개념의 범위를 제한하는 것으로 간주되어서는 안된다. 또한 특정 제목에 설명된 개념은 일반적으로 전체 사양의 다른 섹션에도 적용된다.

1. OFDM 원리에 기반한 순환 펄스형 파형의 유도

본 개시의 실시예들과 관련된 몇몇 원리들의 이해를 돕기 위해, 어떤 OFDM 시그널링이 작동하는지에 기초한 원리에 대한 간단한 검토가 논의된다. 순환 펄스형 파형이 도입되며 이하의 유사한 원리에 따라 이러한 파형을 합성할 수 있다. 이 개발은 또한 MIMO 채널에 순환 펄스형 파형을 적용하는 것이 OFDM 대응부 만큼이나 경미하다는 것을 보여준다.

1.1. OFDM 원리

각각의 OFDM 심볼은 N 개의 QAM 심볼[n](k =0,1,..., N-1)을 운반하며, 아래와 같이 구축된다:

(1)

여기서;

● x_n(t)은 데이터 심볼 s_k[n]로 가중된 N 톤의 합계이며;

● 톤은 F=1/T 주파수 간격으로, 주파수 f = 0, 1/T, 2/T, ..., (N-1)/T에서 위치되며;

● x_n(t)은 T의 주기로 주기적이며;

● x_n(t)의 푸리에 급수 계수는 데이터 심볼 s_k[n] (k = 0, 1,..., N-1)이며 xn(t)의 구성은 역 푸리에 급수로서 보여질 수 있으며; 또한

● x_n(t)가 전달 함수 H(f)로 채널을 통과하는 경우, 그 과도값(transient)을 통과한 이후에, 채널 출력은 아래와 같이 얻어진다:

(2)

● y_n(t)은 T의 주기로 주기적이며; 또한

● y_n(t)의 푸리에 급수 계수는 H(k/T)s_k[n], 여기서 k = 0, 1, ..., N-1. 따라서, 전송된 데이터 심볼 s[n]은 푸리에 급수 해석을 적용하고 그 결과를 각 주파수에서의 채널 이득의 역수로 등화시킴으로써, y_n(t)의 샘플로부터 추출될 수 있다.

실제로, 디지털 회로 또는 소프트웨어 라디오가 구현을 위해 사용되는 경우, 신호 합성 수식 (1)은 역 이산 푸리에 변환을 통해 구현될 수도 있고, 동등하고 편리하게, 역 고속 푸리에 변환(IFFT)을 통해 구현될 수도 있다. IFFT 출력은 x_n(t)의 샘플링된 버전(예를 들면, x_n[m], 여기서 m = 0, 1, ..., N-1)의 하나의 사이클만을 공급할 수 있다. 마찬가지로, 수신기에서의 데이터 추출은 y(t)의 단일 주기 (예를 들면, y[m], 여기서 m = 0, 1, ..., N-1)의 샘플에 FFT를 적용하고 채널 이득의 역수에 곱함에 의한 결과를 균등화하여 수행된다.

수신기에서 데이터 심볼 s_k[n]의 정확한 추출을 위해 필요한 최소 기간을 초과하는 기간 동안 x_n(t)을 전송하는 것은 자원 비효율적일 수 있다. 이 최소 지속 기간은 T(즉, (t)의 1 주기) + 채널 임펄스 응답(T_ch) 이다. 후자는 채널 과도 응답을 흡수하는 데 필요할 수 있다. 이러한 목적을 달성하기 위해, OFDM 송신기의 디지털 구현에서, IFFT 출력의 끝에서부터 T_cp ≥ T_ch에 해당하는 많은 샘플이 시작 부분 앞에 프리픽스(prefixed)된다. 프리픽스된 샘플을 "cyclic prefix"(CP)라고 칭한다. 수신기에서, CP 샘플을 제거한 후 FFT가 적용된다.

도 1은 OFDM 데이터 패킷(100)의 구조를 도시하는 개략도이다. 데이터 심볼의 각 열(예를 들어, [n], 여기서 k = 0, 1, ..., N-1)은 IFFT를 통해 함께 패키징되고, 그 결과는 각각의 개별 열에 대해 대응하는 OFDM 심볼을 생성하기 위해 순환 프리픽스(cyclic prefixed)된다. 이러한 OFDM 심볼들은 N + CP 샘플 길이의 길이 인 OFDM 심볼들의 M 개의 블록 (예를 들어, 0, 1, ..., M-1)을 갖는 OFDM 데이터 패킷(100)을 생성하기 위해 연결(concatenated)된다.

1.2. 순환 펄스형 파형(GFDM 및 C-FBMC): 송신기

도 2는 송신기에 의해 생성된 패킷에 대한 순환 펄스형 파형에 대한 구조 (200)를 도시하는 개략도이다. 이 구조(200)는 더 긴 데이터 패킷 내의 단일 데이터 패킷 또는 데이터 블록일 수 있다. 순환 펄스형 파형에서, 도 1의 모든 열에서 설정된 데이터(CP 제외)는 (도 2에 도시된 바와 같이) 결합될 수 있고, MN 샘플의주기를 갖는 단일 주기의 주기 신호를 생성하도록 공동으로 처리될 수 있다. 이 프로세스를 OFDM의 프로세스와 관련시키기 위해(예를 들어, 도 1 참조), OFDM에서, N 개의 데이터 심볼들의 각각의 열은 IFFT를 통해 프로세싱되어 N 샘플들의 주기를 갖는 주기적 신호를 생성한다는 점이 주목된다. 따라서, 생성된 주기 신호는 N 복소값 정현파 톤들의 합계로 나타낼 수 있다. 도 2의 구조(200)에 대한 순환 펄스형 파형은 MN 복소값 정현파 톤들의 합계로 표현될 수 있다. 또한, 단일의 CP는 순환 펄스형 파형에 대한 MN 데이터 심볼들의 블록을 제공하기에 충분할 수 있다.

순환 펄스형 파형의 구성은 다음 단계를 포함할 수 있다. 데이터 행렬의 각 행 (예를 들어, [0], [1], ... [M-1])은 각각의 부반송파 대역에 중심을 둔 대역 통과 필터를 통과할 수 있다. 또한,주기 신호의 한 주기인 신호를 생성하기 위해, 필터링을 위한 컨벌루션은 순환 컨벌루션(convolution)을 통해 수행될 수 있다. 일부 실시예들에서, 한 주기는 MN 샘플들을 포함할 수 있다. 각각의 대역 통과 필터는 다수의 톤들의 가중된 합으로서 획득된 임펄스 응답을 포함할 수 있다. 이러한 필터의 구성을 위한 필터 설계 절차의 일례는 K. Martin의 "멀티 톤 데이터 통신 애플리케이션을 위한 소형 사이드 로브 필터 설계(Small side-lobe filter design for multitone data-communication applications)", IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 45, no. 8, pp. 1155-1161, 1998 및 S. Mirabbasi 및 K. Martin의 "단순화된 설계 및 우수한 정지 대역을 갖는 오버랩된 복소 변조 트랜스멀티플렉서 필터(Overlapped complex-modulated transmultiplexer filters with simplified design and superior stopbands)", IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 50, no. 8, pp. 456-469, 2003에 개시되어 있고, 각각의 전체 내용은 본 명세서에 참고로 인용되어있다. 다른 필터 설계도 또한 고려된다.

도 3은 GFDM 파형 블록을 구성하는 방법을 도시하는 개략적인 블록도(300)이다. 동작 (310)에서, 데이터 심볼의 스트링(예를 들어, s₀[n], s₀[n], ... s_N-1[n])은 다수의 톤들에 걸쳐 확산될 수 있다. 일부 실시예들에서, 다수의 톤들에 걸쳐 데이터 심볼들의 스트링을 확산시키는 것은 필터 설계 접근법에 따라 가중될 수 있다. 동작 320에서, 이들 톤들은 (예를 들어, 크기 MN의 IFFT를 사용하여) 함께 합산될 수 있다. 동작 330에서, 합산의 결과는 GFDM 데이터 구조의 연속적인 데이터 열을 처리하기 위해 순환 시프트되고 축적될 수 있다. 동작 340에서, CP가 최종 결과에 가산될 수 있고 출력은 직렬화될 수 있다. 결과적으로, GFDM 파형/신호 블록은 출력 신호 x[n]로서 전송을 위해 준비될 수 있다. 송신 장치는 복조를 위해 출력 신호 x[n]를 수신 장치로 송신할 수 있다. C-FBMC 파형의 구성은 GFDM 파형과 유사한 절차를 따를 수도 있다. GFDM 파형과 C-FBMC 파형 사이의 차이는 C-FBMC에서 각각의 QAM 심볼의 실수부와 허수부는 서로에 대해 T/2(N/2 샘플에 등가)의 시간 오프셋을 갖는다는 것일 수 있다.

1.3. 순환 펄스형 파형 (GFDM 및 C-FBMC) : 수신기

OFDM에서와 같이, 채널은 순환 펄스형 신호 블록의 각각의 신호 톤에 진폭 스케일링을 도입한다. 따라서, 수신기에서, CP를 제거하고 수신된 신호에 IFFT를 적용한 후에, 신호 톤에 대한 채널의 영향은 톤당 신호 탭 등화기를 적용함으로써 감소(예를 들어, 제거)될 수 있다. 각 부반송파 대역에 대응하는 톤들은 그 후 베이스 밴드에 배치되고, 송신된 데이터 심볼들을 추출하기 위해 시간 영역으로 변환된다.

1.4. C-FBMC 대 GFDM

GFDM은 종래의 QAM 변조 방식을 사용하여 각 부반송파 대역을 통해 데이터 심볼을 송신한다. 송신의 대역폭 효율을 최대로 유지하기 위해, 인접한 부반송파 대역들이 중첩되도록 허용되며, 이는 비직교 파형을 초래할 수 있다(즉, 파형을 합성하는 기저 함수는 비직교 함수들의 세트임). 결과적으로, 데이터 검출은 수신기의 복잡성을 상당히 증가시키고 성능 손실을 가져 오는 SIC(successive interference cancellation) 프로세스를 포함한다.

반면에, C-FBMC 파형은 실수 영역에서 직교하는 기저 함수 집합을 기반으로 구성될 수 있다. 이는 QAM 데이터 심볼이 오프셋 QAM(OQAM) 데이터 심볼로 대체되기 때문에 수신기 프로세싱을 용이하게 하고 OFDM과 비교할 때 성능 손실을 감소시킬 수 있기 때문이다. 따라서, C-FBMC는 SIC에 대한 요구가 제거될 수 있기 때문에 GFDM보다 간단한 수신기 구조를 제공할 수 있다.

도 4는 도 4의 상부 부분(410)에 도시된 바와 같이 상이한 부반송파 대역들 (예를 들어, 부반송파 대역 0, 부반송파 대역 1, 부반송파 대역 2, 부반송파 대역 3, 부반송파 대역 4)에 대한 그 컴포넌트 톤들의 측면에서의 순환 펄스형 파형(400)을 도시한다. 수신기에서, 각 부반송파 대역에서 복조 및 데이터 추출을 위해, 톤들의 각각의 세트는 도 4의 하부(420)에 도시된 바와 같이 후속 처리를 위해 기저 대역으로 시프트될 수 있다. 인접 부반송파 대역들로부터의 간섭은 도 4에서 단순화를 위해 무시된다; 그러나 그러한 간섭이 존재할 수 있음이 인정된다.

2. 순환 펄스형 파형에서의 대역 외 방출

GFDM 및 C-FBMC 파형은 복소값의 사인파 합계로 구성되며, OFDM과 동일한 대역외(OOB; out-of-band) 방출의 문제가 있다. 또한, OFDM과 유사하게, GFDM 및 C-FBMC 파형의 OOB 방출을 개선하기 위해 다양한 윈도잉 및 필터링 기술이 적용될 수 있다. 지난 수년간 OFDM의 OOB 방출을 제어하기 위한 많은 시도가 있었다. 윈도우된(windowed) OFDM(윈도우 오버랩 및 OFDM (WOLA-OFDM) 추가로도 알려짐) 및 필터링된 OFDM(f-OFDM)은 문헌에서 논의되어 업계 표준에 채택된 보다 보편적인 방법이다. 두 가지 방법 모두 필터링 동작으로 분류할 수 있다. WOLA-OFDM은 부반송파 단위로 필터링 동작을 적용하는 반면, LTE에서의 자원 블록에 대응하는 부반송파 클러스터에는 f-OFDM 필터링이 적용된다. WOLA-OFDM이 DSL 기술 및 IEEE 802.11 표준에 채택되었지만, f-OFDM은 LTE 및 LTE-advanced 뿐만 아니라 IEEE 802.16 표준을 위해 선택되었다.

OFDM의 클러스터 필터링은 물론 WOLA 필터링도 GFDM 및 C-FBMC로 확장할 수 있다. GFDM 및 C-FBMC에 WOLA 필터링을 적용하면 이러한 파형을 개별적으로 합성하는 각 주파수 톤을 형성할 수 있다. 클러스터 필터링은 f-OFDM에서와 같이 부반송파 대역의 클러스터에도 적용될 수 있다. 또 다른 클러스터 필터링 방법은 보편적 필터링 OFDM (UF-OFDM)(보편적 필터링 멀티 캐리어(UFMC)라고도 함)이다. UF-OFDM에서, 종래의 OFDM 신호의 CP 부분은 제로 샘플 세트로 대체되고, CP 주기는 필터의 과도 현상을 처리하는데 사용된다. 결과적으로, 보다 긴 길이의 필터가 f-OFDM에서 사용되는 필터와 비교하여 사용될 수 있으며, 이는 OOB 방출을 더 잘 억제할 수 있다. 이 방법은 또한 GFDM 및 C-FBMC로 확장될 수 있다.

다중 반송파 파형(예를 들어, OFDM, 순환 펄스형 파형 등)의 설계는 OOB 방출을 감소시키기 위해 천이 대역을 갖는 필터를 이용할 수 있다. 결과적으로, 상이한 사용자에 의해 사용되는 스펙트럼 대역의 상이한 세그먼트는 보호 대역에 의해 분리될 수 있다. 단일 반송파 변조 신호를 생성하는데 있어 PAPR을 감소시키는 것은 아래에 설명되는 바와 같은 가드 대역들을 이용함으로써 달성될 수 있다.

3. 다중 사용자 네트워크에서의 CFO 보상

다중 사용자 네트워크의 업 링크에서, 각각의 사용자는 각각의 사용자의 신호의 전송을 위한 부반송파 대역들의 세트를 할당받을 수 있다. 그러나, 수신기에서 신호 처리 및 데이터 추출 단계가 되면, 사용자의 신호에 대한 스펙트럼은 전송 된 주파수로부터 일부 주파수 시프트가 발생할 수 있다. 주파수 시프트의 양은 복조를 위해 기지국에 의해 사용되는 각각의 반송파 주파수와 사용자 반송파 주파수 사이의 차이뿐만 아니라 도플러 시프트에 의해 도입될 수 있는 임의의 추가 주파수 오프셋과 동일할 수 있다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 다중 사용자 네트워크의 2 명의 상이한 사용자에 대한 가능한 반송파 주파수 오프셋(CFO)을 갖는 신호 스펙트럼을 나타내는 주파수 영역 도표(500)이다. FFT 연산 후의 스펙트럼 샘플 크기는 수직 화살표로 표시된다. 격자선은 FFT 연산 후 수신기에서의 스펙트럼 샘플의 위치를 보여준다. 도 5에 도시된 바와 같이, 사용자 1과 관련된 신호는 (스펙트럼의 중심과 정렬되지 않은 스펙트럼 샘플에 의해 도시된)일부 CFO를 경험할 수 있고, 사용자 2와 관련된 신호는 (스펙트럼 샘플이 스펙트럼의 중심과 정렬되는 것으로 도시된) CFO를 경험하지 않을 수 있다. 따라서, 사용자 2의 신호로부터의 데이터 심볼들은 이전 섹션에서 언급되고 도 4에 제시된 절차를 따라 추출될 수 있다. 그러나, 사용자 1의 신호에 대해, 데이터 추출이 발생하기 전에 보간 연산이 본 스펙트럼 샘플들 사이에 적용되어 샘플들(원들(502)로 나타냄)을 획득할 수 있다. 대안으로, 주파수 도메인 샘플에서의 시프트는 주파수가 각각의 CFO의 것과 동일한 복소 사인파로 추출 된 데이터 심볼을 복조함으로써 보상될 수 있다는 것을 알 수 있다.

상기 스펙트럼 보간법 (즉, CFO 보상에 대한 보상하기 위한)은 순환 펄스 파형에 대해서만 가능할 수 있고, 신호 스펙트럼은 OFDM 대응(counterpart) 신호보다 순환 펄스형 파형에 대해 더 고속으로 샘플링되기 때문에 OFDM에 대해서는 가능하지 않을 수 있다. 환언하면, 순환 펄스형 파형에서 보간을 위한 충분한 샘플이 있을지라도, OFDM에서 이용 가능한 스펙트럼 샘플은 보간을 위해 불충분하다. 이러한 제한 때문에, OFDM 시스템의 업링크에서, FFT 복조기를 적용하기 전에 각 사용자 신호에 대해 개별적으로 CFO 보상이 수행되어야 한다. 이것은 차례로 OFDM에서의 CFO 보상이 순환 펄스형 파형보다 훨씬 더 복잡할 수 있음을 의미한다.

4. 단일 반송파 변조를 통한 PAPR 감소

전송 신호의 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위한 LTE 및 LTE-어드밴스의 업링크에서, IFFT(변조기) 블록으로 전달되기 이전의 데이터 심볼은 DFT 행렬에 의해 프리코딩된다. 이 방법은 종종 DFT 확산 OFDM (DFT-s-OFDM)이라 지칭되며, 그렇지 않으면 병렬로 다수의 부반송파를 걸쳐 전송될 데이터 심볼의 셋을 직렬화하는 것과 등가일 수 있다. 결과적으로, 데이터 심볼들은 단일 반송파 채널을 통해 전송될 수 있다. 이 방법은 다음과 같이 순환 형상 파형에 적용될 수 있다. 순환 형상의 파형으로의 확장은 DFT-s-OFDM에 비해 많은 장점을 제공한다. 예를 들어, CFO에 대한 낮은 민감도 및 PAPR 감소에 있어 더 많은 유연성이 달성될 수 있다. PAPR 감소는 수 데시벨 단위일 수 있다. 또한 QAM 및 OQAM 변조를 모두 적용할 수 있다. DFT-s-OFDM은 QAM 심볼을 전송하는 용도로만 사용되었다. OQAM의 사용은 QAM에 비해 PAPR을 약 1dB 더 줄이는 이점이 있다. 또한, OQAM의 채택은 예를 들어 인접 리소스 블록들이 단일 사용자에 의해 전송되는 경우 인접 리소스 블록들이 동기화되는 것이 보장될 수 있다면, 인접 리소스 블록의 오버랩을 허용한다.

4.1. 송신기 신호 처리

송신기는 도 4에 제시된 경우의 변형을 통해 단일 반송파 순환 펄스형 파형을 갖는 데이터 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 도 4에서, 5개의 부반송파 대역들이 도시되어 있으며, 각각의 부반송파 대역은 각각의 부반송파의 대역폭 B와 동일한 레이트로 데이터 심볼들의 시퀀스를 수반한다. 또한, 도 4의 각각의 부반송파 펄스 형상은, 제곱근 나이퀴스트(Nyquist) 필터의 것이다. 도 4의 5개의 부반송파 대역은 데이터 심볼들이 전송되는 단일 광대역에 결합될 수 있다. 도 6은 생성된 단일 반송파 순환 펄스형 신호에 대한 스펙트럼 라인들/톤들의 세트에 의해 표현되는 스펙트럼을 갖는 전송 신호에 대한 주파수 영역 도표(600)를 나타낸다.

다음에, 데이터 심볼들의 시퀀스를 전송하기 위한 단일 반송파 펄스형 신호를 생성하는 프로세스가 다음에 설명된다. QAM 및 OQAM 데이터 심볼의 경우는 별도로 제시된다.

QAM 심볼의 경우에 대해, QAM 데이터 심볼의 열 벡터의 전송은 아래로 나타낸다:

(3)

원하는 단일 반송파 신호는 벡터 s를 프로토 타입 필터 h (생성될 신호의 길이와 같아야 함)의 길이와 동일한 길이로 확장하고 결과를 프로토 타입 필터 h를 이용하여 순환 컨볼브(circularly convolving)하여 얻어진다. s_e로 표시된 벡터 s의 확장된 버전은 벡터 s의 각 요소 뒤에 ((N/L)-1) 제로들을 삽입하여 얻어진다. 여기서, N은 프로토 타입 필터 h의 길이를 나타내고, (N/L)는 정수라고 가정한다. 벡터 x가 원하는 단일 반송파 신호를 나타내기 위해 사용되고 K = (N/L)인 경우, 다음으로:

x = Hs_e (4)

여기서 H는 프로토타입 필터 h의 제1 열을 갖는 N × N 순환 행렬이다. H가 순환 행렬이므로, 아래와 같이 확장될 수 있다:

H = F ^-1diag(h _f)F (5)

여기서 F는 정규화된(즉, FF^-1 = I, 여기서 I는 항등 행렬임) DFT 행렬이며, h_f는 프로토타입 필터 h의 DFT 이다.

수식 (4)에서 수식 (5)를 대체하고, 결과 수식을 좌로부터 F 만큼 곱하여:

x _f= diag(h _f)Fs_e (6)

여기서 x _f은 벡터 x의 DFT 이다.

s_e가 벡터 s의 확장된 버전임을 주목하면, Fs_e의 계산은 먼저 s_e 보다 K 배 짧은 벡터인 벡터 s의 DFT를 평가하고, 다음으로 그 결과를 K 회 반복함으로써 수행할 수 있다. 이는 K가 2의 정수 승수라고 가정하고, Klog₂K와 같은 인수만큼 Fs_e에 대한 DFT 연산의 복잡성을 감소시킨다.

주파수 도메인 펄스 성형 필터(h_f)는 송신 신호(x)의 PAPR을 최소화하기 위한 선택에서 많은 자유도를 가능하게 할 수 있다. 이러한 유연성으로 많은 다른 디자인이 고려됩니다. 또한, PAPR을 최소화하기 위해 주파수 영역 펄스 성형 필터 (h_f)에 대해 선택될 수 있는 임의의 형태는 채널의 일부로서 고려될 수 있고, 채널 등화 단계의 일부로서 수신기에서 보상될 수 있다. 제안된 단일 캐리어 시그널링에 대한 채널 등화는 주파수 영역에서 가장 잘 처리될 수 있다. 주파수 영역 등화의 세부 사항은 수신기 구조의 일부로서 아래에서 논의된다.

도 7은 데이터 심볼들이 QAM 변조되는 경우에 대해 단일 캐리어 순환 펄스형 파형을 생성하도록 구성된 송신기에 의해 구현되는 방법을 나타내는 흐름도(700)이다.

동작 710에서, L- 포인트 FFT 연산이 데이터 심볼들 (예를 들어, 데이터 심볼들 s₀, s₁, ... s_L-1의 시퀀스)을 주파수 영역으로 변환하기 위해 데이터 심볼들에 적용될 수 있다. 특히, L- 포인트 FFT 연산은 길이 N을 갖는 주파수 영역에서 벡터 Fs_e를 생성하기 위해 K 회 반복 될 수 있다(동작 720). 동작 730에서, 벡터 Fs_e는 관심 주파수 대역에서 펄스-성형 필터(h_f) (주파수 영역에서)에 의해 성형될 수 있다. 동작 730은 다수의 사용자들 간에 공유될 수 있는 넓은 대역폭의 특정 대역에 단일 반송파 신호의 펄스-성형 및 변조를 수행할 수 있다. 각 사용자는 광대역의 일부를 사용한다. 펄스 성형 필터(h_f)의 형상은 단일 캐리어 신호에서 PAPR의 감소에 기여할 수 있다. 펄스 성형 필터(h_f)의 형상을 결정하기 위한 비 한정적인 방법은 섹션 4.4에서 설명된다. 동작 740에서, N- 포인트 IFFT 블록은 결과를 시간 영역으로 변환한다. 이어서, 동작 750에서, CP가 IFFT 블록의 결과에 부가되고 수신기로 송신되는 출력 신호 x[n]를 생성하기 위해 직렬화된다. 또한, 일부 실시예에서, 출력 신호 x[n]는 필터링되거나 WOLA 프로세스가 그 OOB 방출을 감소시키기 위해 적용될 수 있다. 대안으로, CP는 필터링 전에 패딩된 0들(padded zeros)으로 대체될 수 있다.

OQAM 심볼의 경우, 각각의 QAM 데이터 심볼의 실수부 및 허수부는 동작 710 전에 분리되고, 데이터 벡터 s는 다음과 같이 재배열된다:

(7)

여기서, 아래첨자 "R" 및 "I"는 각 데이터 심볼의 실수부 및 허수부를 칭하며, j=√(-1) 이다.

도 8은 데이터 심볼들이 OQAM 변조되는 경우에 대해 단일 반송파 순환 펄스형 파형을 생성하도록 구성된 송신기에 의해 구현되는 방법을 나타내는 흐름도 (800)이다. 동작들 (810 및 820)은 벡터 s가 크기 2L인 DFT에 대한 입력이 될 것이고(동작 810), 후속 단계는 결과 K/2 번을 반복한다(동작 820)는 점을 제외하고. 도 7의 동작들(710 및 720)과 유사하다. 나머지 동작들 (830, 840 및 850)은 QAM 경우에 대해 위에서 설명된 동작들(730, 740 및 750)과 실질적으로 유사할 수 있다.

도 9는 데이터 심볼들이 DFT-s-OFDM 변조되는 경우에 대해 단일 반송파 순환 펄스형 파형을 생성하도록 구성된 송신기에 의해 구현되는 방법을 나타내는 흐름도 (900)이다. 이는 본 발명에 따른 단일 반송파 변조기가 DFT-s-OFDM에 대해 진보일 수 있음을 의미하는 것으로, 여기서 도 7 및 도8에서 상부로부터 제2 및 제3 블록을 통해 구현되는 주파수 영역 펄스-성형 스테이지가 추가된다. 다시 말해서, DFT-s-OFDM은 도 7과 유사하나, 도 7의 동작들 (720, 730)은 DFT의 출력을 IFFT 입력에서 특정 주파수 대역으로 시프트하는 동작 920에 의해 대체되는 구조를 갖는다. 이러한 추가는 PAPR이 수 데시벨 단위로 감소되도록 하는 큰 수준의 유연성을 추가할 것이다. 동작들 (910, 940 및 950)은 QAM 경우에 대해 위에서 설명 된 동작들 (710, 740, 및 750)과 실질적으로 유사할 수 있다.

4.2. 수신기 신호 프로세싱

제안된 단일 반송파 신호가 채널을 통과한 이후에 CP를 활용하는 것으로 가정하면, CP-스트립된 수신된 신호의 FFT는 이하 수식에 따른 x_f에 관련된다:

y_f = Cx_f + v_f (8)

여기서 C는 x_f가 대각선 요소를 기초로 합성되는 상이하나 톤들에서의 채널 이득을 갖는 대각선 행렬이며, v_f는 채널 잡음으로부터 기인한다. 수신기에서의 데이터 복구는 이하 단계들을 취함으로써 수행될 수 있다.

1. x_f의 추정값은 아래로 계산된다;

x_f = c^-1y_f (9)

2. 추정값은 데이터 심볼(s₀ 내지 s_L-1)의 추정값을 얻기 위하여 상술된 신호 합성의 역을 취함으로써 처리된다.

4.3. MIMO 채널의 채택

MIMO 채널에서, 다중 데이터 벡터(예를 들면, 벡터 x)는 상이한 안테나들을 통해 송신될 수 있으며, 이들의 조합이 수신기에서의 다중 안테나에서 수신된다. OFDM의 경우와 유사하게, 수신기에서, 각각의 부반송파에 대해, 수신된 신호의 벡터는 채널 이득 행렬에 의해 사전 곱해진 송신기에서의 카운터파트와 동일할 수 있다. 채널 이득 행렬은 제로 포싱(zero forcing) 또는 MMSE 등화기를 통해 제거될 수 있으며, 후속 신호 처리 단계가 뒤 따른다. 결과적으로, 본 명세서에서 설명 된 단일 반송파 변조는 전술한 DFT-s-OFDM에 대한 적용 가능한 방법과 실질적으로 유사한 MIMO 채널에 또한 적용될 수있다.

4.4. 프로토 타입 필터 설계

PAPR을 최소화하려는 목적으로 프로토 타입 필터 h를 최적화하기 위해 여러 가지 방법을 채택할 수 있다. CPS-OQAM에 관한 상기 방법의 비 제한적인 예가 본 명세서에 기재되어있다. 그러나, 유사한 설계 기술이 당업자에게 명백한 CPS-QAM 또는 다른 변조 기술에 채택될 수 있다는 것이 고려된다.

도 10은 본 발명의 실시예에 따라 합성된 CPS-OQAM 신호의 피크에 대한 프로토 타입 필터 h[n]의 영향을 도시하는 일련의 도표(1000)를 나타낸다. 프로토 타입 필터 h[n]는 일련의 펄스들(1010, 1020)에 의해 표시된다. 각각의 펄스(1010, 1020)는 OQAM 심볼(예를 들어, s_{k, R} 또는 s_{k, I})의 실수부 또는 허수부 반송파이다. 따라서, 합성 신호의 실수부 및 허수부에 대응하는 두 세트의 펄스가 있다. 또한, 프로토 타입 필터 h[n]는 인접한 OQAM 심볼들만이 중첩되도록 시간 제한적이라고 가정한다. 그러나, 이 단순화는 실제 구현에서 다소 부정확할 수 있음이 인식된다. 도 10의 맥락에서, OQAM 데이터 시퀀스의 실수부 및 허수부는 2 진수 인 경우, 시간 인덱스 n에서의 최대 신호 전력은 다음과 같이 표현된다:

(10)

합성된 SPC-OQAM의 피크 전력의 이러한 규정으로, 설계 셋업은 아래와 같이 구현될 수 있다:

(11)

프로토 타입 필너 h[n]는 제로 위상이며, 이는 아래의 제한을 유도한다.

h[n] = h[-n] (12)

이러한 가정은 또한 아래를 의미한다:

(13)

여기서 L₁ = (1 +α)L/2 이고, α는 필터 롤-오프 팩터이다. 수식(12)로 인하여, 수식(13)에서 주파수 영역 샘플 h_f[0]은 대역-제한 필터이며, 대부분의 관심 설계에 대해 L₁ << N 이다. 결과적으로, 주파수 영역에서의 미지 프로토 타입 필터 파라미터, h_f[k], 는 시간 영역 계수 h[n] 보다 훨씬 적은 수일 것이다. 그러므로, 포로토 타입 필터에 대한 설계는 주파수 영역 샘플 h_f[0] 내지 h_f[L₁]의 최고의 선택을 위한 검색에 의해 개선될 수 있으며, 수식 (13)은 수식 (11)과 같은 시간 영역 제한에서 대체될 수 있다.

신호 등화가 수행되는 경우에 수신기에서의 최소 잡음 향상을 보장하기 위해 다음과 같은 제한 조건이 부과될 수도 있다.

(14)

여기서

은 일반적으로 작은 값인 설계 파라미터이다.

수식 (10)에 규정된 비용 함수(cost function)

에서, 프로토 타입 필터 h[n]은 범위 -K ≤ n ≤ K 에서 무시할 수 있다. 이 조건이 양호한 근사화 내에서 만족되는 것을 보장하기 위해서, 이하의 제약이 또한 설계 셋업에 추가될 수 있다.

(15)

여기서

는 일반적으로 작은값으로 주어진 다른 설계 파라미터이다.

상기 셋업으로, 프로토 타입 필터 h[n]의 설계는 이하의 최소-최대 동작을 수행하여 이행될 수 있다:

, 제한 (11), (14), 및 (15)가 수행됨.

이러한 동작은 주파수 영역 변수 h_f[0] 내지 h_f[L₁]에 걸쳐 수행될 수 있지만, 이들 변수는 수식 (13)에 따른 시간 영역 필터 계수 h[n]에 관련된다는 것이 주목된다.

4.5. 수치적 결과

이 절에서, 수치적 결과는 OFDM의 PAPR 품질을 DFT-s-OFDM 및 단일 반송파 순환 펄스형 파형과 비교하는 데 사용될 수 있다. 단일 반송파 순환 펄스형 파형의 경우, QAM과 OQAM 심볼이 모두 검사된다. 누적 보상 분포 함수(CCDF)는 검사 된 파형의 PAPR 품질을 측정하는 데 사용될 수 있다. CCDF는 확률 함수이며, PAPR이 수평축 상에 지정된 값보다 클 확률로 규정된다.

도 11은 OFDM, DFT-s-OFDM 및 상이한 단일 반송파 순환 펄스형 (SC-CPS) 파형에 대한 CCDF 곡선의 세트를 나타내는 그래프(1100)이다. SC-SPC 파형의 결과는 두 가지 경우에 대해 제공된다. (i) 펄스 성형 필터가 단순히 제곱근 상승 코사인 (SRRC)으로 선택되는 경우; (ii) 펄스 성형 필터가 이전 섹션에서 제시된 설계 절차에 따라 최적화되는 경우. 이 예에서, OFDM에서의 FFT 길이는 1024이고 활성 부반송파들의 수는 48(4 개의 자원 블록들과 동등)이다. 이는 DFT-s-OFDM에 대한 DFT (L 에서)의 크기가 48임을 의미한다. 동일한 DFT 크기가 QAM 심볼이 전송될 경우에 단일 반송파 순환 펄스형 파형에도 사용된다. 롤오프 계수 α = 0.15는 SRRC 및 최적화된 설계 모두에 사용된다. 라인 1110은 OFDM에 대한 CCDF 곡선이고, 라인 1120은 DFT-s-OFDM에 대한 CCDF 곡선이고, 라인 1130은 SC-CPS-QAM (SRRC)에 대한 CCDF 곡선이며, 라인 1140은 SC-CPS-OQAM(SRRC)에 대한 CCDF 곡선이며, 라인 1150은 SC-CPS-QAM (최적화된)에 대한 CCDF 곡선이고, 라인 1160은 SC-CPS-OQAM (최적화된)에 대한 CCDF 곡선이다. 도 12는 SRRC 설계(라인 1220) 및 보다 최적화된 설계(라인 1210)의 두 경우에 대한 펄스 성형 필터 h_f의 예를 도시하는 플롯(1200)이다. 상기 형상은 비 제한적이며, 다른 형상도 또한 고려된다.

여전히 도 11을 참조하면, 단일 반송파 순환 펄스형 파형 (라인 1130, 1140, 1150, 1160)은 상당한 마진만큼 DFT-s-OFDM (라인 1120)을 능가할 수 있다. 이 예에서 SRRC 설계에 대한 이득은 QAM 데이터 심볼이 전송되는 경우 약 2dB이고, OQAM 데이터 심볼이 채택되는 경우 이득은 3dB로 증가할 수 있다. 펄스 성형 필터 h_f의 추가 최적화 후에 추가 0.7 내지 1dB 이득이 얻어질 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예들은 합성을 위해 순환 콘볼루션 (circular convolution)을 사용함으로써 구성된 단일 반송파 변조를 위한 시스템들, 장치들 및 방법들을 포함한다. 이 구조는 OFDM 파형이 구성되는 원리를 따르므로 결과적으로 OFDM의 많은 이점을 활용할 수 있다. 이러한 이점으로는 MIMO 채널에 쉽게 적용되고 OOB 방출을 제어하기 위해 다양한 윈도잉 및 필터링 방법을 사용할 수 있다. 또한, 개시된 실시예들에 의해 생성된 파형들은 DFT-s-OFDM에 비해 PAPR에서 상당한 이득을 제공한다. DFT-s-OFDM은 OFDM 기반 파형에서 PAPR을 최소화하기위한 업계 표준이다. 순환 펄스형 파형은 또한 본 발명의 실시예에 따라 수신기에서 FFT 복조기 블록의 CFO 보상을 가능하게 할 수 있다. 이러한 종류의 파형의 유연성은 수신기가 상이한 CFO를 가진 다수의 사용자로부터 신호를 수신하는 경우에 종래의 OFDM과 비교하여 수신기의 복잡성을 감소시킬 수 있다.

추가의 비 한정적인 실시 양태는 하기를 포함한다:

실시예 1. 송신 장치로서: 프로세서 및 통신 구성 요소를 포함하는 송신기로서, 상기 송신기는 입력 데이터 신호의 합성 동안 펄스 성형을 위한 순환 컨볼루션을 이용하여 구성되는 순환 펄스형 파형을 나타내는 출력 신호를 생성하고; 주파수 영역에서 펄스 성형 필터를 사용하여 입력 데이터 신호의 단일 반송파 변조를 수행하는 것에 응답하여 상기 출력 신호의 피크 대 평균 전력비 (PAPR)를 감소시키고; 또한 출력 신호를 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형으로서 수신 장치에 송신하도록 구성된다.

실시예 2. 실시예 1의 송신 장치로서, 상기 출력 신호는 다중 입력 및 다중 출력(MIMO) 신호인이다.

실시예 3. 실시예 1 또는 실시예 2의 송신 장치로서, 상기 송신기는 상기 단일 반송파 변조 파형에 대한 데이터 심볼을 QAM 변조를 이용하여 변조하도록 구성된다.

실시예 4. 실시예 1 내지 실시예 3 중 어느 하나의 송신 장치로서, 상기 송신기는 상기 단일 반송파 변조 파형에 대한 데이터 심볼을 OQAM 변조를 이용하여 변조하도록 구성된다.

실시예 5. 실시예 1 내지 실시예 4 중 어느 하나의 송신 장치로서, 상기 입력 데이터는 시간 영역에서의 데이터 심볼의 벡터를 포함한다.

실시예 6. 실시예 1 내지 실시예 5 중 어느 하나의 송신 장치로서, 상기 출력 신호는 MN 샘플의 블록을 포함하는 적어도 하나의 데이터 패킷을 포함하며, 여기서 M은 데이터 블록의 수이고, N은 각각의 데이터 블록 내의 샘플의 수이며, 여기서 M 및 N은 1 보다 큰 정수이다.

실시예 7. 실시예 6의 송신 장치로서, 적어도 하나의 데이터 패킷은 MN 샘플의 블록을 제공하는 단일 순환 프리픽스(cyclic prefix)를 또한 포함한다.

실시예 8. 실시예 1 내지 실시예7 중 어느 하나의 송신 장치로서, 상기 순환 펄스형 파형은 복소값 정현파 톤들의 합산을 포함한다.

실시예 9. 실시예 1 내지 실시예 8 중 어느 하나의 송신 장치로서, 상기 송신기를 포함하는 전자 장치를 더 포함한다.

실시예 10. 순환 펄스형 파형의 블록을 생성하는 방법으로서, 상기 방법은: 송신기의 프로세서를 이용하여 데이터 심볼들의 스트링을 수신하는 단계; 상기 프로세서를 이용하여 주파수 영역의 다수의 톤들에 걸쳐 상기 데이터 심볼들의 스트링을 확산시키는 단계; 상기 프로세서를 이용하여 상기 톤들을 합산하는 단계; 상기 프로세서를 이용하여 상기 합산의 결과를 순환 시프팅 및 축적하는 단계; 상기 순환 시프팅 및 축적의 결과를 직렬화함에 의해 상기 프로세서를 이용하여 출력 신호를 생성하는 단계; 및 상기 송신기의 통신 구성 요소를 통해 수신 장치에 출력 신호를 무선으로 송신하는 단계를 포함한다.

실시예 11. 실시예 10의 방법으로서, 다수의 톤들에 걸쳐 상기 데이터 심볼들의 스트링을 확산시키는 단계는: 주파수 영역 내에서 벡터를 생성하기 위하여 K회 반복되는 L-포인트 고속 푸리에 변환(FFT) 동작을 적용하는 단계; 및 관심 주파수 대역에서 주파수 영역 내의 벡터에 펄스 성형 필터를 적용하는 단계를 포함한다.

실시예 12. 실시예 10의 방법으로서, 상기 톤들을 합산하는 단계는 역 고속 푸리에 변환(IFFT)을 통해 데이터 심볼들의 스트링을 갖는 상기 톤들을 통과시키는 단계를 포함한다.

실시예 13. 실시예 10 내지 실시예 12 중 어느 하나의 방법으로서, 순환 시프팅 및 축적의 결과에 순환 프리픽스를 추가하는 단계를 더 포함한다.

실시예 14. 실시예 11 내지 실시예 13 중 어느 하나의 방법으로서, 상기 펄스 성형 필터(h_f[k])는 관심 주파수 대역에 대한 대역 제한 필터이다.

실시예 15. 실시예 14의 방법으로서, 상기 펄스 성형 필터(h_f[k])는 이하의 제한

, 여기서 0 ≤ k ≤ L₁ 을 만족시키며,

여기서

은 상기 송신기의 디자인 파라미터이며, L₁은 펄스 성형 필터(h_f[k])에 대한 주파수 영역 샘플의 수이다.

실시예 16. 실시예 15의 방법으로서, 시간 영역에서의 상기 펄스 성형 필터는:

으로 규정된다.

실시예 17. 실시예 11 내지 실시예 16 중 어느 하나의 방법으로서, 상기 펄스 성형 필터는 소정 부반송파 대역을 중심으로 하는 대역 통과 필터이다.

실시예 18. 단일 반송파 변조 파형을 나타내는 데이터 신호를 처리하기 위한 수신 장치로서, 상기 수신 장치는: 프로세서 및 통신 구성 요소를 갖는 수신기를 포함하되, 상기 수신기는: 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형을 갖는 데이터 신호를 수신하고, 상기 수신기의 고속 푸리에 변환(FFT) 복조기 블록을 통해 데이터 신호에 대해 역방향 신호 합성을 수행하는 것에 응답하여 다수의 톤들에 걸쳐 확산된 데이터 심볼들(s₀ 내지 s_L-1)의 추정값들을 생성하도록 구성된다.

실시예 19. 실시예 18 또는 실시예 19의 수신 장치로서, 상기 수신기는 상이한 반송파 주파수 오프셋(CFO)을 갖는 다중 사용자 네트워크의 사용자들에 대한 상기 수신기의 상기 FFT 복조기 블록의 CFO들을 보상하기 위해 상기 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형을 갖는 상기 데이터 신호와 관련된 다중 톤들 사이의 보간법을 수행하도록 또한 구성된다.

실시예 20. 실시예 18 내지 실시예 20 중 어느 하나의 장치로서, 상기 수신기는: 상기 데이터 신호로부터 순환 프리픽스를 제거하고; 수신된 신호에 IFFT를 적용하고; 또한 수신된 신호의 신호 톤들에 대한 채널 영향을 감소시키기 위하여 주파수 영역에서 톤 당 신호 탭 등화기를 적용하도록 또한 구성된다.

실시예 21. 통신 시스템으로서: 프로세서 및 통신 구성 요소를 포함하는 송신기 - 상기 송신기는: 입력 데이터 신호의 합성 동안 펄스 성형을 위한 순환 컨벌루션을 사용하여 구성된 순환 펄스형 파형을 나타내는 출력 신호를 생성하고; 주파수 영역에서 펄스 성형 필터를 사용하여 상기 입력 데이터 신호의 단일 반송파 변조를 수행하는 것에 응답하여 상기 출력 신호의 피크 대 평균 전력비(PAPR)를 감소시키고; 또한 출력 신호를 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형으로 전송하도록 구성됨 - ; 및 프로세서 및 통신 구성 요소를 포함하는 수신기 - 상기 수신기는: 상기 송신기로부터의 출력 신호를 수신하고; 또한 상기 수신기의 고속 푸리에 변환(FFT) 복조기 블록을 통해 데이터 신호에 역방향 신호 합성을 수행하는 것에 응답하여 다수의 톤들에 걸쳐 확산된 데이터 심볼들(s₀ 내지 s_L-1)의 추정값들을 생성하도록 구성됨 - , 를 포함한다.

본 발명이 특정 예시된 실시예에 관하여 본원에서 설명되었지만, 당업자는 그렇게 제한되지 않는다는 것을 인식하고 이해할 것이다. 오히려, 도시된 실시예에 대한 많은 부가, 삭제 및 수정이 그 법적 등가물을 포함하여 이하 청구되는 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 이루어질 수 있다. 또한, 일 실시예의 특징은 다른 실시예의 특징과 조합될 수 있지만, 여전히 본 발명의 범위 내에 포함된다. 또한, 본 발명의 실시예는 상이하고 다양한 검출기 유형 및 구성을 갖는 유용성을 갖는다.

Claims

송신 장치로서:
프로세서 및 통신 구성 요소를 포함하는 송신기로서, 상기 송신기는
입력 데이터 신호의 합성 동안 펄스 성형을 위한 순환 컨볼루션을 이용하여 구성되는 순환 펄스형 파형을 나타내는 출력 신호를 생성하고;
주파수 영역에서 펄스 성형 필터를 사용하여 입력 데이터 신호의 단일 반송파 변조를 수행하는 것에 응답하여 상기 출력 신호의 피크 대 평균 전력비 (PAPR)를 감소시키고; 또한
출력 신호를 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형으로서 수신 장치에 송신하도록 구성되는, 송신 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 출력 신호는 다중 입력 및 다중 출력(MIMO) 신호인, 송신 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 송신기는 상기 단일 반송파 변조 파형에 대한 데이터 심볼을 QAM 변조를 이용하여 변조하도록 구성되는, 송신 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 송신기는 상기 단일 반송파 변조 파형에 대한 데이터 심볼을 OQAM 변조를 이용하여 변조하도록 구성되는, 송신 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 입력 데이터 신호는 시간 영역에서의 데이터 심볼의 벡터를 포함하는, 송신 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 출력 신호는 MN 샘플의 블록을 포함하는 적어도 하나의 데이터 패킷을 포함하며, 여기서 M은 데이터 블록의 수이고, N은 각각의 데이터 블록 내의 샘플의 수이며, 여기서 M 및 N은 1 보다 큰 정수인, 송신 장치.
청구항 6에 있어서, 적어도 하나의 데이터 패킷은 MN 샘플의 블록을 제공하는 단일 순환 프리픽스(cyclic prefix)를 또한 포함하는, 송신 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 순환 펄스형 파형은 복소값 정현파 톤들의 합산을 포함하는, 송신 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 송신기를 포함하는 전자 장치를 더 포함하는, 송신 장치.
순환 펄스형 파형의 블록을 생성하는 방법으로서, 상기 방법은:
송신기의 프로세서를 이용하여 데이터 심볼들의 스트링을 수신하는 단계;
상기 프로세서를 이용하여 주파수 영역의 다수의 톤들에 걸쳐 상기 데이터 심볼들의 스트링을 확산시키는 단계;
상기 프로세서를 이용하여 상기 톤들을 합산하는 단계;
상기 프로세서를 이용하여 상기 합산의 결과를 순환 시프팅 및 축적하는 단계;
상기 순환 시프팅 및 축적의 결과를 직렬화함에 의해 상기 프로세서를 이용하여 출력 신호를 생성하는 단계; 및
상기 송신기의 통신 구성 요소를 통해 수신 장치에 출력 신호를 무선으로 송신하는 단계를 포함하는, 방법.
청구항 10에 있어서, 다수의 톤들에 걸쳐 상기 데이터 심볼들의 스트링을 확산시키는 단계는:
주파수 영역 내에서 벡터를 생성하기 위하여 K회 반복되는 L-포인트 고속 푸리에 변환(FFT) 동작을 적용하는 단계; 및
관심 주파수 대역에서 주파수 영역 내의 벡터에 펄스 성형 필터를 적용하는 단계를 포함하는, 방법.
청구항 10에 있어서, 상기 톤들을 합산하는 단계는 역 고속 푸리에 변환(IFFT)을 통해 데이터 심볼들의 스트링을 갖는 상기 톤들을 통과시키는 단계를 포함하는, 방법.
청구항 10에 있어서, 순환 시프팅 및 축적의 결과에 순환 프리픽스를 추가하는 단계를 더 포함하는, 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 펄스 성형 필터(h_f[k])는 관심 주파수 대역에 대한 대역 제한 필터인, 방법.
청구항 14에 있어서, 상기 펄스 성형 필터(h_f[k])는 이하의 제한

, 여기서 0 ≤ k ≤ L₁ 을 만족시키며,
여기서
은 상기 송신기의 디자인 파라미터이며, L₁은 펄스 성형 필터(h_f[k])에 대한 주파수 영역 샘플의 수인, 방법.
청구항 15에 있어서, 시간 영역에서의 상기 펄스 성형 필터는:

으로 규정되는, 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 펄스 성형 필터는 소정 부반송파 대역을 중심으로 하는 대역 통과 필터인, 방법.
단일 반송파 변조 파형을 나타내는 데이터 신호를 처리하기 위한 수신 장치로서, 상기 수신 장치는:
프로세서 및 통신 구성 요소를 갖는 수신기를 포함하되, 상기 수신기는:
단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형을 갖는 데이터 신호를 수신하고,
상기 수신기의 고속 푸리에 변환(FFT) 복조기 블록을 통해 데이터 신호에 대해 역방향 신호 합성을 수행하는 것에 응답하여 다수의 톤들에 걸쳐 확산된 데이터 심볼들(s₀ 내지 s_L-1)의 추정값들을 생성하도록 구성되는, 수신 장치.
청구항 18에 있어서, 상기 수신기는 상이한 반송파 주파수 오프셋들(CFOs)을 갖는 다중 사용자 네트워크의 사용자들에 대한 상기 수신기의 상기 FFT 복조기 블록의 CFO를 보상하기 위해 상기 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형을 갖는 상기 데이터 신호와 관련된 다중 톤들 사이의 보간법을 수행하도록 또한 구성되는, 수신 장치.
청구항 18에 있어서, 상기 수신기는:
상기 데이터 신호로부터 순환 프리픽스를 제거하고;
수신된 신호에 IFFT를 적용하고; 또한
수신된 신호의 신호 톤들에 대한 채널 영향을 감소시키기 위하여 주파수 영역에서 톤 당 신호 탭 등화기를 적용하도록 또한 구성되는, 수신 장치.
통신 시스템으로서:
프로세서 및 통신 구성 요소를 포함하는 송신기로서:
입력 데이터 신호의 합성 동안 펄스 성형을 위한 순환 컨벌루션을 사용하여 구성된 순환 펄스형 파형을 나타내는 출력 신호를 생성하고;
주파수 영역에서 펄스 성형 필터를 사용하여 상기 입력 데이터 신호의 단일 반송파 변조를 수행하는 것에 응답하여 상기 출력 신호의 피크 대 평균 전력비(PAPR)를 감소시키고; 또한
출력 신호를 단일 반송파 변조된 순환 펄스형 파형으로 전송하도록 구성되는 송신기 ; 및
프로세서 및 통신 구성 요소를 포함하는 수신기로서,:
상기 송신기로부터의 출력 신호를 수신하고; 또한
상기 수신기의 고속 푸리에 변환(FFT) 복조기 블록을 통해 데이터 신호에 역방향 신호 합성을 수행하는 것에 응답하여 다수의 톤들에 걸쳐 확산된 데이터 심볼들(s₀ 내지 s_L-1)의 추정값들을 생성하도록 구성되는 수신기,
를 포함하는, 통신 시스템.