JPH0334709A - 線形送信装置 - Google Patents
線形送信装置Info
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- JPH0334709A JPH0334709A JP1168723A JP16872389A JPH0334709A JP H0334709 A JPH0334709 A JP H0334709A JP 1168723 A JP1168723 A JP 1168723A JP 16872389 A JP16872389 A JP 16872389A JP H0334709 A JPH0334709 A JP H0334709A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/0441—Circuits with power amplifiers with linearisation using feed-forward
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は高周波帯の送信装置に利用する。特に、包絡線
の信号レベルが大きく変化する変調波を高い電力効率で
増幅して送信する線形送信装置に関する。
の信号レベルが大きく変化する変調波を高い電力効率で
増幅して送信する線形送信装置に関する。
本発明は、高周波増幅器のドレイン電極またはコレクタ
電極のバイアス電圧を変調波の包絡線に基づいて制御す
る線形送信装置において、包絡線としてベースバンド信
号から得た同相包絡線成分および直交包絡線成分を用い
ることにより、ディジタル演算処理により高周波増幅器
のバイアス電圧を制御するものである。
電極のバイアス電圧を変調波の包絡線に基づいて制御す
る線形送信装置において、包絡線としてベースバンド信
号から得た同相包絡線成分および直交包絡線成分を用い
ることにより、ディジタル演算処理により高周波増幅器
のバイアス電圧を制御するものである。
高周波帯の線形送信装置として、従来からへ級ないしB
級の電力増幅器が用いられてきた。しかし、包絡線のレ
ベル変化が大きい変調波を増幅する場合には、低レベル
の領域において電力効率が著しく低下する欠点があった
。このため、例えば電源として電池を用いる可搬形また
は携帯形の無線機では、送信可能時間が短くなる、大型
で重い電池が必要となるという問題があった。
級の電力増幅器が用いられてきた。しかし、包絡線のレ
ベル変化が大きい変調波を増幅する場合には、低レベル
の領域において電力効率が著しく低下する欠点があった
。このため、例えば電源として電池を用いる可搬形また
は携帯形の無線機では、送信可能時間が短くなる、大型
で重い電池が必要となるという問題があった。
この問題を解決するため本願出願人は、高効率の線形電
力増幅器について既に出願した(特開昭62−2749
06号公報)。この線形電力増幅器を用いた線形送信装
置の構成例を第6図に示す。
力増幅器について既に出願した(特開昭62−2749
06号公報)。この線形電力増幅器を用いた線形送信装
置の構成例を第6図に示す。
変調入力端子lには、アナログ信号またはディジタル信
号の変調情報が人力される。変調部2は、この変調情報
に基づいて線形変調波を発生する。
号の変調情報が人力される。変調部2は、この変調情報
に基づいて線形変調波を発生する。
飽和形電力増幅器4は、この線形変調波を増幅して送信
出力端子9に出力する。
出力端子9に出力する。
飽和形電力増幅器4は増幅素子として電界効果トランジ
スタを含み、この電界効果トランジスタのドレインバイ
アス電圧Voを入力信号の包絡線にほぼ比例して制御す
ることにより、飽和形電力増幅器4の飽和出力レベルを
入力信号の包絡線に追従させる。このような制御により
、飽和形電力増幅器4を高効率の飽和状態に保ったまま
線形増幅器として動作させることができ、出力の歪を大
きく低減させることができる。
スタを含み、この電界効果トランジスタのドレインバイ
アス電圧Voを入力信号の包絡線にほぼ比例して制御す
ることにより、飽和形電力増幅器4の飽和出力レベルを
入力信号の包絡線に追従させる。このような制御により
、飽和形電力増幅器4を高効率の飽和状態に保ったまま
線形増幅器として動作させることができ、出力の歪を大
きく低減させることができる。
ドレインバイγス電圧v1は、電源端子8に人力された
電源電圧を電源電圧制御回路7により制御することによ
り得られる。電源電圧制御回路7はDC−DCコンバー
タまたはシリーズ制御トランジスタを含み、ドレイン制
御信号Vcにより制御される。このドレイン制御信号V
Cは、変調部2から飽和形電力増幅器4に供給される線
形変調波を結合器3により分岐し、その包絡線を包絡線
検波器5で検出し、この検波出力Vc′を補正回路6で
補fすることにより得られる。
電源電圧を電源電圧制御回路7により制御することによ
り得られる。電源電圧制御回路7はDC−DCコンバー
タまたはシリーズ制御トランジスタを含み、ドレイン制
御信号Vcにより制御される。このドレイン制御信号V
Cは、変調部2から飽和形電力増幅器4に供給される線
形変調波を結合器3により分岐し、その包絡線を包絡線
検波器5で検出し、この検波出力Vc′を補正回路6で
補fすることにより得られる。
この従来例装置は、高効率の飽和出力レベルを用いてい
るので、原理的に極めて高効率の線形増幅を行うことが
できる。例えば、飽和形電力増幅器4として電力効率が
70%のものを用−・)、電源電圧制御回路7として電
力効率が75%のDC−DCコンバータを使用すれば、
総合効率50%以上で線形増幅を行うことができる。
るので、原理的に極めて高効率の線形増幅を行うことが
できる。例えば、飽和形電力増幅器4として電力効率が
70%のものを用−・)、電源電圧制御回路7として電
力効率が75%のDC−DCコンバータを使用すれば、
総合効率50%以上で線形増幅を行うことができる。
第7図は補正回路6の一例を示すブロック構成図である
。
。
包絡線検波器5が高周波ダイオードその他のアナログ非
線形回路部品を含み、温度変動により検波特性が変化す
る。そこで、温度センサ64により現在の温度を求め、
この温度に基づいて演算回路62により包絡線検波器5
の検波出力Vc′を補正する。
線形回路部品を含み、温度変動により検波特性が変化す
る。そこで、温度センサ64により現在の温度を求め、
この温度に基づいて演算回路62により包絡線検波器5
の検波出力Vc′を補正する。
検波出力Vc ’ は、アナログ・ディジタル変換器6
1によりディジタル化されて演算回路62に人力される
。演算回路62は、温度センサ64の出力に対応するダ
イオード特性補正値をダイオード特性メモリ65から読
み出し、その補正値により入力信号を補正する。補正結
果は、ディジタル・アナログ変換器63によりアナログ
信号に変換されて出力される。
1によりディジタル化されて演算回路62に人力される
。演算回路62は、温度センサ64の出力に対応するダ
イオード特性補正値をダイオード特性メモリ65から読
み出し、その補正値により入力信号を補正する。補正結
果は、ディジタル・アナログ変換器63によりアナログ
信号に変換されて出力される。
このように、従来の線形送信装置では、包絡線検出器が
高周波ダイオードその他のアナログ非線形回路部品で構
成されるため、温度により検波特性が変化し、製造バラ
ツキ1こよっても特性が変化する。このため、ドし・イ
ン制御信号の高精度化が困難であり、ドレ・t、パイγ
スに誤差が生じて1゛分に歪を低減できない、二2があ
った。
高周波ダイオードその他のアナログ非線形回路部品で構
成されるため、温度により検波特性が変化し、製造バラ
ツキ1こよっても特性が変化する。このため、ドし・イ
ン制御信号の高精度化が困難であり、ドレ・t、パイγ
スに誤差が生じて1゛分に歪を低減できない、二2があ
った。
この問題は1、補正回路を設けることにより解決できる
。し、かし、そのためには回路構成が複雑となり、コス
トが高くなる欠点があった。
。し、かし、そのためには回路構成が複雑となり、コス
トが高くなる欠点があった。
本発明は、以との問題点を解決し、複雑な補償回路を用
いる。′::、となく低1歪で高効率の線形型!?増幅
を行う線形送信装置を提供することを目的よ・する。
いる。′::、となく低1歪で高効率の線形型!?増幅
を行う線形送信装置を提供することを目的よ・する。
本発明の線形送信装置は、変調器のベースバ〉・ド処理
部で発生さぜた同相包絡線成分と直交包絡線成分とを用
い、ベースバンド帯域のディジタル演算処理により高周
波増幅器のドし、イン(またはコレクタ)制御信号を得
ろ、Tとを特徴とする。
部で発生さぜた同相包絡線成分と直交包絡線成分とを用
い、ベースバンド帯域のディジタル演算処理により高周
波増幅器のドし、イン(またはコレクタ)制御信号を得
ろ、Tとを特徴とする。
無線周波数畳でダイオ・・・ドその他のアナログ素子を
用いた包絡線検波器により包絡線を求めるのではなく、
ベースバンド帯域でディジタル演算処理により包絡線を
求める。これにより、アナログ素子に起因する特性変化
の問題が解決される。
用いた包絡線検波器により包絡線を求めるのではなく、
ベースバンド帯域でディジタル演算処理により包絡線を
求める。これにより、アナログ素子に起因する特性変化
の問題が解決される。
また、ディジタル演算によりドレイン〈またはコレクタ
)制御信号を得るので、無調整で高安定かつ高精度の制
御信号が得られ、十分な歪低減効果が得られる。さらに
、LSI化が容易となる。
)制御信号を得るので、無調整で高安定かつ高精度の制
御信号が得られ、十分な歪低減効果が得られる。さらに
、LSI化が容易となる。
第1図は本発明第一実施例の線形送信装置のブロック構
成図である1゜ この装置は、入力信号を振幅変調する変調部2と、ソー
ス接地された電界効果トランジスタにより変調部2の出
力する変調波を増幅する飽和形電力増幅器4と、電界効
果トランジスタのドレイン電極のバイアス電圧を変調波
の包絡線に基づいて制御するバイアス制御手段としての
ドレイン制御信号生成回路15および電源電圧制御回路
7とを備える。
成図である1゜ この装置は、入力信号を振幅変調する変調部2と、ソー
ス接地された電界効果トランジスタにより変調部2の出
力する変調波を増幅する飽和形電力増幅器4と、電界効
果トランジスタのドレイン電極のバイアス電圧を変調波
の包絡線に基づいて制御するバイアス制御手段としての
ドレイン制御信号生成回路15および電源電圧制御回路
7とを備える。
ここで本実施例の特徴とするところは、変調部2が、入
力信号から変調波の同相包絡線成分および直交包絡線成
分を生成する複素包絡線生成回路IOと、この同相包絡
線成分および直交包絡線成分により変調波を発生する直
交変調器13とを含み、ドレイン制御信号生成回路15
が複素包絡線生成回路10により得られた同相包絡線成
分および直交包絡線成分から包絡線を求める手段を含む
ことにある。
力信号から変調波の同相包絡線成分および直交包絡線成
分を生成する複素包絡線生成回路IOと、この同相包絡
線成分および直交包絡線成分により変調波を発生する直
交変調器13とを含み、ドレイン制御信号生成回路15
が複素包絡線生成回路10により得られた同相包絡線成
分および直交包絡線成分から包絡線を求める手段を含む
ことにある。
変調入力端子1にはベースバンド信号が人力され、この
信号が複素包絡線生成回路10に供給される。電源端子
8には電源電圧が人力され、この電圧が電源電圧制御回
路7に供給される。直交変調器13には、搬送波発振器
14から搬送波が供給される。
信号が複素包絡線生成回路10に供給される。電源端子
8には電源電圧が人力され、この電圧が電源電圧制御回
路7に供給される。直交変調器13には、搬送波発振器
14から搬送波が供給される。
まず、変調部2の動作について説明する。
変調部2は包絡線および位相が変化する変調信号を発生
する回路であり、例えば、御代時博、小野光洋、青野達
也共著、「ボーレート可変QPSK変調器の開発」、昭
和63年電子情報通信学会春期全国大会講演論文集、分
冊B−l、論文番号5O−3−2に示されている。
する回路であり、例えば、御代時博、小野光洋、青野達
也共著、「ボーレート可変QPSK変調器の開発」、昭
和63年電子情報通信学会春期全国大会講演論文集、分
冊B−l、論文番号5O−3−2に示されている。
ここで、変調波の搬送波角周波数をω。、包絡線信号を
R(t)、変調位相をφ(1)とすると、変調波e (
t)は−船釣に、 e (t) = R(t) ・Re (exp[jφ(
t)] ・expLJwc t、 ’、i )=Re
[E (t) ・expc、+ (tJct ](1) と表される。ただし、Re(f)は関数fの実数部を表
す。E (t)は複素包絡線であり、E(t)= I
(t) −j Q(t) (2)
と表される。I (t)、Q(t)をそれぞれ同相包絡
線成分、4直交包絡練成分という、っ 複素包絡線生成回路10r:は、変調人力に応じた同相
包絡線成分1 (t)および直交包絡線成分Q (t)
の値をディジタル処理により算出する。この計算値をそ
れぞれディジタル・アナログ変換器11.12で゛Tア
ナログ電圧変換することにより、i (t)、Q (t
)の波形が得られる。これらの波形を直交変調器13に
人力する。この直交変調器13は、I (t)、Q (
t)にそれぞれ同相搬送波、直交搬送波を乗算し、これ
らを加え合わせることによりe (t)を求める。
R(t)、変調位相をφ(1)とすると、変調波e (
t)は−船釣に、 e (t) = R(t) ・Re (exp[jφ(
t)] ・expLJwc t、 ’、i )=Re
[E (t) ・expc、+ (tJct ](1) と表される。ただし、Re(f)は関数fの実数部を表
す。E (t)は複素包絡線であり、E(t)= I
(t) −j Q(t) (2)
と表される。I (t)、Q(t)をそれぞれ同相包絡
線成分、4直交包絡練成分という、っ 複素包絡線生成回路10r:は、変調人力に応じた同相
包絡線成分1 (t)および直交包絡線成分Q (t)
の値をディジタル処理により算出する。この計算値をそ
れぞれディジタル・アナログ変換器11.12で゛Tア
ナログ電圧変換することにより、i (t)、Q (t
)の波形が得られる。これらの波形を直交変調器13に
人力する。この直交変調器13は、I (t)、Q (
t)にそれぞれ同相搬送波、直交搬送波を乗算し、これ
らを加え合わせることによりe (t)を求める。
ドレイン制御信号生成回路15は、複素包絡線生成回路
10で算出されたI (t)、Q(t)の値を用いて、
R(t)=−v’T司7]1石F(4)により包絡線R
(t)を求める。この包絡線R(t)は、そのまま、あ
るいはドレイン制御が最適となるように補正を施した後
に、ディジタル・アナログ変換器によりアナログ電圧に
変換され、ドレイン制御信号V。とじて電源電圧制御回
路7に人力される。
10で算出されたI (t)、Q(t)の値を用いて、
R(t)=−v’T司7]1石F(4)により包絡線R
(t)を求める。この包絡線R(t)は、そのまま、あ
るいはドレイン制御が最適となるように補正を施した後
に、ディジタル・アナログ変換器によりアナログ電圧に
変換され、ドレイン制御信号V。とじて電源電圧制御回
路7に人力される。
電源電圧制御回路7は、飽和形電力増幅器4のドレイン
バイアス電圧をドレイン制御信号V。に比例して変化さ
せる。
バイアス電圧をドレイン制御信号V。に比例して変化さ
せる。
このようにして。飽和形電力増幅器4の信号入力端子に
は直交変調器13の出力した変調波e (t)が供給さ
れ、ドレイン電圧は変調波e (t)の包絡線に対応し
て制御される。したがって、高効率の飽和状態を保ちな
がら線形増幅を行うことができ、送信出力端子9に歪の
少ない送信信号を得ることができる。
は直交変調器13の出力した変調波e (t)が供給さ
れ、ドレイン電圧は変調波e (t)の包絡線に対応し
て制御される。したがって、高効率の飽和状態を保ちな
がら線形増幅を行うことができ、送信出力端子9に歪の
少ない送信信号を得ることができる。
第2図はドレイン制御信号生成回路15の一例を示すブ
ロック構成図である。この例では、数値演算プロセッサ
151を用いた構成を示す。
ロック構成図である。この例では、数値演算プロセッサ
151を用いた構成を示す。
数値演算プロセッサ151は、入力された同相包絡線成
分I(1)および直交包絡線成分Q(t)から、(4)
式にしたがって包絡線R(t)を求め、これをそのまま
、あるいは若干の補IEを加えてディジタル・アナログ
変換器152に出力する。ディジタル・アナログ変換器
152は、この信号を了ナログ電圧に変換して出力する
。
分I(1)および直交包絡線成分Q(t)から、(4)
式にしたがって包絡線R(t)を求め、これをそのまま
、あるいは若干の補IEを加えてディジタル・アナログ
変換器152に出力する。ディジタル・アナログ変換器
152は、この信号を了ナログ電圧に変換して出力する
。
第3図はドレイン制御信号生成回路15の他の例を示す
。こ■例は、数値演算プロセッサ151の代わり1ニメ
モリテ・−・プル153を用い、構成を簡略化し、たも
のであ2・。
。こ■例は、数値演算プロセッサ151の代わり1ニメ
モリテ・−・プル153を用い、構成を簡略化し、たも
のであ2・。
1τこで、同相包絡線成分1 (t、)お、iび直交包
絡線成分Q (t)の値がそれぞfl、、 mビットの
データで表されているとする。メ% IJテーブル15
3には読み出し専用メモリまたはランダムアクセスメモ
リが用いられ、イ・のアドレスA、〜Aa−11こは同
4相包絡線戒分i (gのデータが人力され7.アIr
’ 1.−”ズへ8、〜A、□、には直交包絡線X2’
9分Q (t)のデータが人力される。メモリブープル
153の各フ゛[パレスに1よ、i5・j相包絡線成分
1(1)、1ら゛変色絡線1】(分QCt)のデータに
対応する包絡線R(t)の飢、′よシ、−ば峠これを銚
r’ii: i−た値があらかL&5書4)、、:;ま
れでいる。し六:が−、て、7モリテーブハ1.53
Q−) 74X力を予“1.ジタル・ノナt−Jグ変換
器152によりア′すI);”竜5:111:□換1−
む、:、!第2濶(1′示(−デ1.構成41−同一の
動作を澄1j′I/′−4い(47”・実現で”きる1
、 このようll:: *実施例i’i−荀J部2の複素÷
・(絡線情報に基−:3 ii’ tτ1、y、Fイソ
う・す′・々1李押1、J P+ ’H1・:パノ制御
信号VC’6発生4″る5、しブ、−が11′、高Jl
j09yつ温度変動や製造バラツキに影響されにくい高
安定なドレ・イ゛、′制徊(、′を号V、ろ二(Zて・
ごとができる。
絡線成分Q (t)の値がそれぞfl、、 mビットの
データで表されているとする。メ% IJテーブル15
3には読み出し専用メモリまたはランダムアクセスメモ
リが用いられ、イ・のアドレスA、〜Aa−11こは同
4相包絡線戒分i (gのデータが人力され7.アIr
’ 1.−”ズへ8、〜A、□、には直交包絡線X2’
9分Q (t)のデータが人力される。メモリブープル
153の各フ゛[パレスに1よ、i5・j相包絡線成分
1(1)、1ら゛変色絡線1】(分QCt)のデータに
対応する包絡線R(t)の飢、′よシ、−ば峠これを銚
r’ii: i−た値があらかL&5書4)、、:;ま
れでいる。し六:が−、て、7モリテーブハ1.53
Q−) 74X力を予“1.ジタル・ノナt−Jグ変換
器152によりア′すI);”竜5:111:□換1−
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、 このようll:: *実施例i’i−荀J部2の複素÷
・(絡線情報に基−:3 ii’ tτ1、y、Fイソ
う・す′・々1李押1、J P+ ’H1・:パノ制御
信号VC’6発生4″る5、しブ、−が11′、高Jl
j09yつ温度変動や製造バラツキに影響されにくい高
安定なドレ・イ゛、′制徊(、′を号V、ろ二(Zて・
ごとができる。
また、ドし・イソ制御48 j;’l生成団回路5が複
素包絡線生成−路10.J・同1、て〆ぞ、ジ4+ 7
1.回路下構成さカー、の−C,に?R部−; (7)
ヘ;木)< :、、t□ ’p’ 競p”p @g
′N’71.め、j、、、 3F。
素包絡線生成−路10.J・同1、て〆ぞ、ジ4+ 7
1.回路下構成さカー、の−C,に?R部−; (7)
ヘ;木)< :、、t□ ’p’ 競p”p @g
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で容易にi、、、 S T化t′ろJl、゛む<T、′
き、部品点数07)削減に有効である。
き、部品点数07)削減に有効である。
第4図は本発明第二実施例線形送信装置のブロック構成
図である。
図である。
この実施例は、ドレインバイアスと変調波e (t)と
の間の遅延時間調整を行う点が第一実施例と異なる。
の間の遅延時間調整を行う点が第一実施例と異なる。
ドレイン制御によって歪を十分に小さくするには、電源
電圧制御回路7が出力するドレインバイアス電圧V(1
’の時間波形と、直交変調器13から出力される変調波
e (t)の包絡線波形J:が、時間的に正確に対応し
ている必要がある0、シかし、現実には、電源電圧制?
11回路7が有限の周波数帯域をもち、遅延が生じる。
電圧制御回路7が出力するドレインバイアス電圧V(1
’の時間波形と、直交変調器13から出力される変調波
e (t)の包絡線波形J:が、時間的に正確に対応し
ている必要がある0、シかし、現実には、電源電圧制?
11回路7が有限の周波数帯域をもち、遅延が生じる。
このため、ドレインバイアス電圧の波形と変調波e (
t)の包絡線波形とが、飽和形電力堆輻器4内の増幅素
子において時間的に一致せず、低歪効果が不十分となる
ことがある。
t)の包絡線波形とが、飽和形電力堆輻器4内の増幅素
子において時間的に一致せず、低歪効果が不十分となる
ことがある。
そこで本実施例では、変調部2内に設けられたディジタ
ル・アナログ変換器11.12の入力端に、それぞれデ
ータ遅延回路16.17を挿入する。これにより、電源
電圧制御回路7における遅延を相殺し、十分な歪低減効
果を得るJ′とが゛て?きる1、デー・・夕遅延1)1
1顕j6.17、とり、、: −(” i:j 、、パ
メ゛7トレパ・クスタその他を用いる、”Pがでさ・コ
1、第’J II′J(II ’、4 発明第 ’−1
−jf!j 輪1+i 9 Jンζ信b2 m L’、
’ツタ構)民間である。
ル・アナログ変換器11.12の入力端に、それぞれデ
ータ遅延回路16.17を挿入する。これにより、電源
電圧制御回路7における遅延を相殺し、十分な歪低減効
果を得るJ′とが゛て?きる1、デー・・夕遅延1)1
1顕j6.17、とり、、: −(” i:j 、、パ
メ゛7トレパ・クスタその他を用いる、”Pがでさ・コ
1、第’J II′J(II ’、4 発明第 ’−1
−jf!j 輪1+i 9 Jンζ信b2 m L’、
’ツタ構)民間である。
第一実施例の構成におい(′、1t3交変調器i3の出
力に、変調計り外(,・〉ス゛yす7構成1分を線去ず
ろために狭帯域の帯域通過〕、、+ 、、+1.々が挿
入される、5゛がある。モの場、念には、その・;((
域通過フイJjy夕におけζ・1だ延時開ゲ電澱芽(、
H制御11j1啓7におけ51、遅延時間より太き(な
るこパ・、があ’I;、、:の、1うゾ。゛:場合には
、ド1、f゛、′)“イ]−:―電汗を遅延と廿不必要
がある。
力に、変調計り外(,・〉ス゛yす7構成1分を線去ず
ろために狭帯域の帯域通過〕、、+ 、、+1.々が挿
入される、5゛がある。モの場、念には、その・;((
域通過フイJjy夕におけζ・1だ延時開ゲ電澱芽(、
H制御11j1啓7におけ51、遅延時間より太き(な
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、ド1、f゛、′)“イ]−:―電汗を遅延と廿不必要
がある。
第5図に示す実施例は詠ハよ・うな場合に適j1.た構
成であり、ドレイン制御信号生成回路15内のディジタ
ル・アナログ変換器152の入力端にデータ遅延回路1
54が挿入されツーへ、とが軍−実施例2!・異なる。
成であり、ドレイン制御信号生成回路15内のディジタ
ル・アナログ変換器152の入力端にデータ遅延回路1
54が挿入されツーへ、とが軍−実施例2!・異なる。
、、また、メモリブープル153または数値演算プロセ
ッサ151の前段(こ9’ −Iy遅延回路を挿入して
もよい。
ッサ151の前段(こ9’ −Iy遅延回路を挿入して
もよい。
このように、第二実施例および第三実施例では、回路各
部の遅延が無視できない場合でも、データをディジタル
的に遅延させて遅延時間を調整し、十分な歪低減効果を
得ることができる。
部の遅延が無視できない場合でも、データをディジタル
的に遅延させて遅延時間を調整し、十分な歪低減効果を
得ることができる。
以上の実施例では飽和形電力増幅器4の増幅素子として
電界効果トランジスタを用いた例を示したが、エミッタ
接地されたバイポーラトランジスタを用いた場合でも本
発明を同様に実施できる。
電界効果トランジスタを用いた例を示したが、エミッタ
接地されたバイポーラトランジスタを用いた場合でも本
発明を同様に実施できる。
以上説明したように、本発明の線形送信装置は、包絡線
検波器を用いないで高精度かつ高安定のドレイン制御が
可能であり、これにより高効率かつ低歪で電力増幅を行
うことができる。また、ベースバンド帯でディジタル的
にドレイン制御信号を生成しているので、LSI化が容
易である。
検波器を用いないで高精度かつ高安定のドレイン制御が
可能であり、これにより高効率かつ低歪で電力増幅を行
うことができる。また、ベースバンド帯でディジタル的
にドレイン制御信号を生成しているので、LSI化が容
易である。
本発明は、高周波帯の線形送信装置の低消費電力化、経
済化に有効である。特に、大電力送信が必要な放送局用
の送信機や、消費電力が厳しく制限される移動通信用無
線装置、衛星通信装置その他に使用して、これらを小型
化および低消費電力化でき、経済化できる効果がある。
済化に有効である。特に、大電力送信が必要な放送局用
の送信機や、消費電力が厳しく制限される移動通信用無
線装置、衛星通信装置その他に使用して、これらを小型
化および低消費電力化でき、経済化できる効果がある。
第1図は本発明第一実施例線形送信装置のブロック構成
図。 第2図はドレイン制御信号生成回路の一例を示すブロッ
ク構成図。 第3図はドレイン制御信号生成回路の別の例を示すブロ
ック構成図。 第4図は本発明第二実施例線形送信装置のブロック構成
図。 第5図は本発明第三実施例線形送信装置のブロック構成
図。 第6図は従来例線形送信装置のブロック構成図。 第7図は補正回路の一例を示すブロック構成図。 1・・・変調入力端子、2・・・変調部、3・・・結合
器、4・・・飽和形電力増幅器、5・・・包絡線検波器
、6・・・補正回路、7・・・電源電圧制御回路、8・
・・電源端子、9・・・送信出力端子、10・・・包絡
線生成回路、11.12.63.152・・・ディジタ
ル・アナログ変換器、13・・・直交変調器、14・・
・搬送波発振器、15・・・ドレイン制御信号生成回路
、16.17.154・・・データ遅延回路、61・・
・アナログ・ディジタル変換器、62・・・演算回路、
64・・・温度センサ、65・・・ダイオード特性メモ
リ。
図。 第2図はドレイン制御信号生成回路の一例を示すブロッ
ク構成図。 第3図はドレイン制御信号生成回路の別の例を示すブロ
ック構成図。 第4図は本発明第二実施例線形送信装置のブロック構成
図。 第5図は本発明第三実施例線形送信装置のブロック構成
図。 第6図は従来例線形送信装置のブロック構成図。 第7図は補正回路の一例を示すブロック構成図。 1・・・変調入力端子、2・・・変調部、3・・・結合
器、4・・・飽和形電力増幅器、5・・・包絡線検波器
、6・・・補正回路、7・・・電源電圧制御回路、8・
・・電源端子、9・・・送信出力端子、10・・・包絡
線生成回路、11.12.63.152・・・ディジタ
ル・アナログ変換器、13・・・直交変調器、14・・
・搬送波発振器、15・・・ドレイン制御信号生成回路
、16.17.154・・・データ遅延回路、61・・
・アナログ・ディジタル変換器、62・・・演算回路、
64・・・温度センサ、65・・・ダイオード特性メモ
リ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、入力信号を振幅変調する変調部と、 ソース接地またはエミッタ接地された半導体増幅素子に
より上記変調部が出力する変調波を増幅する高周波増幅
器と、 上記半導体増幅素子のドレイン電極またはコレクタ電極
のバイアス電圧を上記変調波の包絡線に基づいて制御す
るバイアス制御手段と を備えた線形送信装置において、 上記変調部は、入力信号から変調波の同相包絡線成分お
よび直交包絡線成分を生成する複素包絡線生成回路と、
この同相包絡線成分および直交包絡線成分により変調波
を発生する直交変調器とを含み、 上記バイアス制御手段は、上記同相包絡線成分および上
記直交包絡線成分から演算された包絡線によりバイアス
電圧を制御する手段を含む ことを特徴とする線形送信装置。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1168723A JPH0334709A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 線形送信装置 |
PCT/JP1990/000838 WO1991000653A1 (fr) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Emetteur lineaire |
DE69024182T DE69024182T2 (de) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linearer sender |
EP90909852A EP0431201B1 (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
CA002035455A CA2035455C (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
US07/651,375 US5251330A (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1168723A JPH0334709A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 線形送信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0334709A true JPH0334709A (ja) | 1991-02-14 |
Family
ID=15873240
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1168723A Pending JPH0334709A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 線形送信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0334709A (ja) |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001156554A (ja) * | 1999-10-08 | 2001-06-08 | Ma-Com Eurotec | インターリーブされたデルタ変調を使用してデジタル情報を送信する装置及び方法 |
JP2002208823A (ja) * | 2001-01-10 | 2002-07-26 | Sony Corp | 増幅回路 |
US7092683B2 (en) | 2003-04-01 | 2006-08-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission circuit |
JP2008124947A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Nec Corp | 増幅器 |
JP2008147857A (ja) * | 2006-12-07 | 2008-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 高効率増幅器 |
JP2009141411A (ja) * | 2007-12-03 | 2009-06-25 | Mitsubishi Electric Corp | 電力増幅器 |
KR100978221B1 (ko) * | 2007-02-15 | 2010-08-26 | 삼성전자주식회사 | 무선 통신 시스템의 전력 송신 장치 |
US8509715B2 (en) | 2011-02-18 | 2013-08-13 | Fujitsu Limited | Transmitter and power supply control module |
KR101455796B1 (ko) * | 2007-12-26 | 2014-11-04 | 삼성전자주식회사 | 디지털 스위칭 제어를 적용한 포락선 제거 및 복원 기법기반의 전력 증폭 장치 |
-
1989
- 1989-06-30 JP JP1168723A patent/JPH0334709A/ja active Pending
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001156554A (ja) * | 1999-10-08 | 2001-06-08 | Ma-Com Eurotec | インターリーブされたデルタ変調を使用してデジタル情報を送信する装置及び方法 |
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JP4691785B2 (ja) * | 2001-01-10 | 2011-06-01 | ソニー株式会社 | 増幅回路 |
US7092683B2 (en) | 2003-04-01 | 2006-08-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission circuit |
JP2008124947A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Nec Corp | 増幅器 |
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US7924939B2 (en) | 2007-02-15 | 2011-04-12 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Power transmission apparatus in wireless communication systems |
JP2009141411A (ja) * | 2007-12-03 | 2009-06-25 | Mitsubishi Electric Corp | 電力増幅器 |
KR101455796B1 (ko) * | 2007-12-26 | 2014-11-04 | 삼성전자주식회사 | 디지털 스위칭 제어를 적용한 포락선 제거 및 복원 기법기반의 전력 증폭 장치 |
US8509715B2 (en) | 2011-02-18 | 2013-08-13 | Fujitsu Limited | Transmitter and power supply control module |
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