JPH0656960B2 - 線形送信装置 - Google Patents
線形送信装置Info
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- JPH0656960B2 JPH0656960B2 JP2018735A JP1873590A JPH0656960B2 JP H0656960 B2 JPH0656960 B2 JP H0656960B2 JP 2018735 A JP2018735 A JP 2018735A JP 1873590 A JP1873590 A JP 1873590A JP H0656960 B2 JPH0656960 B2 JP H0656960B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高周波帯の送信装置に利用する。特に、変調に
よって包絡線の信号レベルが変化する変調波を高い電力
効率で増幅して送信する線形送信装置に関する。
よって包絡線の信号レベルが変化する変調波を高い電力
効率で増幅して送信する線形送信装置に関する。
本発明は、電力増幅器のバイアス電圧を入力信号の包絡
線の信号レベルにしたがって制御する線形送信装置にお
いて、包絡線の信号レベルが小さいときにはバイアス電
圧を一定値以上に保つことにより、入力信号レベルが小
さいときの電力増幅の線形性を改善するものである。
線の信号レベルにしたがって制御する線形送信装置にお
いて、包絡線の信号レベルが小さいときにはバイアス電
圧を一定値以上に保つことにより、入力信号レベルが小
さいときの電力増幅の線形性を改善するものである。
高周波帯の線形送信装置として、従来からＡ級ないしＡ
Ｂ級の電力増幅器が用いられている。このような線形送
信装置では、電力増幅器への入力信号の全周期がそのま
ま出力信号に増幅されるように、半導体素子のバイアス
を可変に設定することにより線形性を維持している。し
かし、入力信号の包絡線が小さい場合には、電力増幅器
の電力効率が低下する欠点があった。このため、電池を
電力源とする携帯形の無線機においては、電池の消耗が
大きく、無線機の使用時間が短かくなる欠点があった。
Ｂ級の電力増幅器が用いられている。このような線形送
信装置では、電力増幅器への入力信号の全周期がそのま
ま出力信号に増幅されるように、半導体素子のバイアス
を可変に設定することにより線形性を維持している。し
かし、入力信号の包絡線が小さい場合には、電力増幅器
の電力効率が低下する欠点があった。このため、電池を
電力源とする携帯形の無線機においては、電池の消耗が
大きく、無線機の使用時間が短かくなる欠点があった。
この問題を解決するため本願出願人は、高効率の線形電
力増幅器について既に出願した（特開昭62-274906 号公
報）。この線形電力増幅器を用いた線形送信装置の構成
例を第７図に示す。
力増幅器について既に出願した（特開昭62-274906 号公
報）。この線形電力増幅器を用いた線形送信装置の構成
例を第７図に示す。
変調入力端子１には、アナログ信号またはディジタル信
号の変調情報が入力される。変調回路２は、この変調情
報に基づいて線形変調波を発生する。飽和形電力増幅器
４は増幅素子として電界効果トランジスタ42を備え、変
調回路２から入力された線形変調波を入力整合回路41を
介して電界効果トランジスタ42のベースに供給し、ドレ
インに得られる増幅された信号を出力整合回路44を介し
て送信出力端子９に出力する。
号の変調情報が入力される。変調回路２は、この変調情
報に基づいて線形変調波を発生する。飽和形電力増幅器
４は増幅素子として電界効果トランジスタ42を備え、変
調回路２から入力された線形変調波を入力整合回路41を
介して電界効果トランジスタ42のベースに供給し、ドレ
インに得られる増幅された信号を出力整合回路44を介し
て送信出力端子９に出力する。
変調回路２の出力した線形変調波はまた、結合器３によ
り分岐され、包絡線検波器５により検波され、直流増幅
器６′を介して直流電圧制御回路７に供給される。直流
電圧制御回路７はDC-DC コンバータまたはシリーズ制御
トランジスタを含み、電源端子８から入力された電源電
圧を直流増幅器６′の出力により制御し、これを電力増
幅器４のドレインバイアス電圧として出力する。このド
レインバイアス電圧は、コイル43を介して電界効果トラ
ンジスタ42のドレインに供給される。
り分岐され、包絡線検波器５により検波され、直流増幅
器６′を介して直流電圧制御回路７に供給される。直流
電圧制御回路７はDC-DC コンバータまたはシリーズ制御
トランジスタを含み、電源端子８から入力された電源電
圧を直流増幅器６′の出力により制御し、これを電力増
幅器４のドレインバイアス電圧として出力する。このド
レインバイアス電圧は、コイル43を介して電界効果トラ
ンジスタ42のドレインに供給される。
このように、電界効果トランジスタ42のドレインバイア
ス電圧を入力信号の包絡線にほぼ比例して制御すると、
電力増幅器４の飽和出力レベルが入力信号の包絡線に追
従する。このような制御により、電力増幅器４を高効率
の飽和状態に保ったまま線形増幅器として動作させるこ
とができ、通常の飽和形増幅器では極めて高いレベルで
発生する出力の歪が大きく低減される。また、入力信号
レベルが小さいときでも、その信号レベルの変化に応じ
てドレイン電圧を変化させるので、電力増幅器４をほと
んど飽和状態で動作させることができ、電力効率の劣化
が小さい。
ス電圧を入力信号の包絡線にほぼ比例して制御すると、
電力増幅器４の飽和出力レベルが入力信号の包絡線に追
従する。このような制御により、電力増幅器４を高効率
の飽和状態に保ったまま線形増幅器として動作させるこ
とができ、通常の飽和形増幅器では極めて高いレベルで
発生する出力の歪が大きく低減される。また、入力信号
レベルが小さいときでも、その信号レベルの変化に応じ
てドレイン電圧を変化させるので、電力増幅器４をほと
んど飽和状態で動作させることができ、電力効率の劣化
が小さい。
この従来例装置は、高効率の飽和形電力増幅器を用いて
いるので、原理的に極めて高効率の線形増幅を行うこと
ができる。例えば、電力増幅器４として電力効率が70％
のものを用い、直流電圧制御回路７として電力効率が75
％のDC-DC コンバータを使用すれば、総合効率50％以上
の線形送信装置を実現できる。
いるので、原理的に極めて高効率の線形増幅を行うこと
ができる。例えば、電力増幅器４として電力効率が70％
のものを用い、直流電圧制御回路７として電力効率が75
％のDC-DC コンバータを使用すれば、総合効率50％以上
の線形送信装置を実現できる。
直流電圧制御回路７としては、DC-DC コンバータやシリ
ーズ制御トランジスタの他に、Ｓ級増幅器と呼ばれるパ
ルス幅変調を用いた直流電圧交換回路を用いることがで
きる。
ーズ制御トランジスタの他に、Ｓ級増幅器と呼ばれるパ
ルス幅変調を用いた直流電圧交換回路を用いることがで
きる。
しかし、能動素子を用いて電力増幅器を構成した場合、
そのバイアス電圧を低くしていくと、ある電圧レベルＶ
THより小さいところでは能動素子が作動しなくなる。す
なわち、電力増幅器の利得が０dB以下となる。これは、
電力低下により増幅率（電界効果トランジスタでは相互
コンダクタンス、バイポーラトランジスタでは電流増幅
率）が大きく低下するためである。したがって、電圧レ
ベルＶTH以下のバイアス電圧では、入力信号に対して電
力増幅器が動作しない。
そのバイアス電圧を低くしていくと、ある電圧レベルＶ
THより小さいところでは能動素子が作動しなくなる。す
なわち、電力増幅器の利得が０dB以下となる。これは、
電力低下により増幅率（電界効果トランジスタでは相互
コンダクタンス、バイポーラトランジスタでは電流増幅
率）が大きく低下するためである。したがって、電圧レ
ベルＶTH以下のバイアス電圧では、入力信号に対して電
力増幅器が動作しない。
これに対して変調波は、通常、小さいレベルまで変化す
る。このような信号の包絡線により電力増幅器のバイア
ス電圧を制御すると、利得特性が０dB以下となるバイア
ス電圧を電力増幅器に印加することになる。このため、
高周波出力信号に歪が生じてしまう。
る。このような信号の包絡線により電力増幅器のバイア
ス電圧を制御すると、利得特性が０dB以下となるバイア
ス電圧を電力増幅器に印加することになる。このため、
高周波出力信号に歪が生じてしまう。
すなわち、変調波の包絡線にしたがって電力増幅器のバ
イアス電圧を制御することによりこの電力増幅器を高高
率で線形に動作させる場合に、バイアス電圧がそれ以下
では増幅率が０dB以下となる電圧レベルＶTHが存在する
ため、出力に大きな歪が発生することがあった。
イアス電圧を制御することによりこの電力増幅器を高高
率で線形に動作させる場合に、バイアス電圧がそれ以下
では増幅率が０dB以下となる電圧レベルＶTHが存在する
ため、出力に大きな歪が発生することがあった。
本発明は以上の課題を解決し、入力信号レベルが小さい
場合でも線形性を保つことのできる線形送信装置を提供
することを目的とする。
場合でも線形性を保つことのできる線形送信装置を提供
することを目的とする。
本発明の線形送信装置は、入力信号の包絡線信号レベル
があらかじめ定められた値より小さいときには、その信
号レベルに比例して電力増幅器のバイアス電圧を小さく
するのではなく、バイアス電圧を一定値以上に保持する
ことを特徴とする。
があらかじめ定められた値より小さいときには、その信
号レベルに比例して電力増幅器のバイアス電圧を小さく
するのではなく、バイアス電圧を一定値以上に保持する
ことを特徴とする。
入力信号の包絡線信号レベルが小さいときに、電力増幅
器のバイアス電圧を一定値以上に保持する。これにより
増幅率を一定値以上に保ち、出力の歪を削減する。
器のバイアス電圧を一定値以上に保持する。これにより
増幅率を一定値以上に保ち、出力の歪を削減する。
第１図は本発明第一実施例の線形送信装置のブロック構
成図である。
成図である。
この実施例装置は、変調波を入力信号とする飽和形の電
力増幅器４を備え、この電力増幅器４に直流バイアス電
圧を供給するバイアス手段として電源端子８および直流
電圧制御回路７と、この直流電圧制御回路７の出力電圧
を電力増幅器４に入力される変調波の包絡線信号レベル
に実質的に比例する値に制御するバイアス手段として結
合器３、包絡線検波器５および信号変換回路６を備え
る。
力増幅器４を備え、この電力増幅器４に直流バイアス電
圧を供給するバイアス手段として電源端子８および直流
電圧制御回路７と、この直流電圧制御回路７の出力電圧
を電力増幅器４に入力される変調波の包絡線信号レベル
に実質的に比例する値に制御するバイアス手段として結
合器３、包絡線検波器５および信号変換回路６を備え
る。
電力増幅器４の入力信号は、変調入力端子１に入力され
た変調信号を変調回路２により変調することにより得ら
れる。結合器３は、この変調回路２の出力を分岐し、包
絡線検波器５に供給する。包絡線検波器５は変調回路２
の出力信号の包絡線を検出し、その検出出力を信号変換
回路６を介して直流電圧制御回路７に供給する。直流電
圧制御回路７は、信号変換回路６の出力に基づいて、電
力増幅器４に直流バイアス電圧を供給する。
た変調信号を変調回路２により変調することにより得ら
れる。結合器３は、この変調回路２の出力を分岐し、包
絡線検波器５に供給する。包絡線検波器５は変調回路２
の出力信号の包絡線を検出し、その検出出力を信号変換
回路６を介して直流電圧制御回路７に供給する。直流電
圧制御回路７は、信号変換回路６の出力に基づいて、電
力増幅器４に直流バイアス電圧を供給する。
電力増幅器４は、増幅素子として例えばGaAs製の電界効
果トランジスタ42を備え、変調回路２から入力された線
形変調波を入力整合回路41を介して電界効果トランジス
タ42のベースに供給し、ドレインに得られる増幅された
信号を出力整合回路44を介して送信出力端子９に出力す
る。
果トランジスタ42を備え、変調回路２から入力された線
形変調波を入力整合回路41を介して電界効果トランジス
タ42のベースに供給し、ドレインに得られる増幅された
信号を出力整合回路44を介して送信出力端子９に出力す
る。
ここで本実施例の特徴とするところは、包絡線の信号レ
ベルがあらかじめ定められた値により小さいときに直流
電圧制御回路７の出力電圧を一定値以上に保持する手段
として、信号変換回路６を備えたことにある。
ベルがあらかじめ定められた値により小さいときに直流
電圧制御回路７の出力電圧を一定値以上に保持する手段
として、信号変換回路６を備えたことにある。
第２図は高周波入力電圧に対して電力増幅器４の利得が
一定となるドレイン電圧特性の例を示す。
一定となるドレイン電圧特性の例を示す。
第２図において一点鎖線は、ドレイン電圧がある値（第
２図の例では約２Ｖ）以上のときに電力増幅器４が動作
し、しかも高周波入力電圧とドレイン電圧との関係がほ
ぼ線形の場合を示す。この場合には、包絡線検波器５の
出力を適切な増幅率で増幅するとともに、その電圧レベ
ルをシフトさせれば、電力増幅器４の線形性を保つこと
ができる。
２図の例では約２Ｖ）以上のときに電力増幅器４が動作
し、しかも高周波入力電圧とドレイン電圧との関係がほ
ぼ線形の場合を示す。この場合には、包絡線検波器５の
出力を適切な増幅率で増幅するとともに、その電圧レベ
ルをシフトさせれば、電力増幅器４の線形性を保つこと
ができる。
これに対して、第２図において実線で示したように、ド
レイン電圧特性が高周波入力電圧に対して非線形であ
り、入力電圧が小さい領域ではほぼ一定のドレイン電圧
を必要とする場合がある。このような場合には、第２図
に破線で示した折線で近似する。すなわち、高周波入力
電圧がＶＳ以下のときには一定値ＶＯのドレイン電圧が
必要になり、入力電圧がＶＳを越えたときには高周波入
力電圧に対して線形に増加するドレイン電圧が必要にな
ると近似する。このような特性を得るための信号変換回
路の一例を第３図に示す。
レイン電圧特性が高周波入力電圧に対して非線形であ
り、入力電圧が小さい領域ではほぼ一定のドレイン電圧
を必要とする場合がある。このような場合には、第２図
に破線で示した折線で近似する。すなわち、高周波入力
電圧がＶＳ以下のときには一定値ＶＯのドレイン電圧が
必要になり、入力電圧がＶＳを越えたときには高周波入
力電圧に対して線形に増加するドレイン電圧が必要にな
ると近似する。このような特性を得るための信号変換回
路の一例を第３図に示す。
入力端子60には包絡線検波器５の出力が供給される。こ
の入力端子60は抵抗器61を介して演算増幅器62の反転入
力に接続される。演算増幅器62の非反転入力は接地され
る。演算増幅器62の出力は、ダイオード63のアノード
と、ダイオート64のカソードとに接続される。ダイオー
ド64のカソードは演算増幅器62の反転入力に接続され
る。この反転入力にはさらに、抵抗65を介して電圧−Ｖ
Ｓが供給される。抵抗65と演算増幅器62の接続点は、抵
抗67を介してダイオード64のアノードに接続される。ダ
イオード64のアノードはさらに、抵抗67を介して演算増
幅器68の反転入力に接続される。演算増幅器68の非反転
入力には電圧ＶＯが供給される。演算増幅器68の出力
は、抵抗69を介して反転入力に帰還接続されるととも
に、出力端子70を介して直流電圧制御回路７に出力され
る。
の入力端子60は抵抗器61を介して演算増幅器62の反転入
力に接続される。演算増幅器62の非反転入力は接地され
る。演算増幅器62の出力は、ダイオード63のアノード
と、ダイオート64のカソードとに接続される。ダイオー
ド64のカソードは演算増幅器62の反転入力に接続され
る。この反転入力にはさらに、抵抗65を介して電圧−Ｖ
Ｓが供給される。抵抗65と演算増幅器62の接続点は、抵
抗67を介してダイオード64のアノードに接続される。ダ
イオード64のアノードはさらに、抵抗67を介して演算増
幅器68の反転入力に接続される。演算増幅器68の非反転
入力には電圧ＶＯが供給される。演算増幅器68の出力
は、抵抗69を介して反転入力に帰還接続されるととも
に、出力端子70を介して直流電圧制御回路７に出力され
る。
入力端子60の信号レベルが電圧ＶＳ以下のときには、ダ
イオード63が導通、ダイオード64が非導通となり、演算
増幅器62は利得が「１」の正相増幅器となる。演算増幅
器62の非反転入力は接地されているため、その出力は零
電位となる。このため、電圧−ＶＳが抵抗65および66を
介して抵抗67に印加される。
イオード63が導通、ダイオード64が非導通となり、演算
増幅器62は利得が「１」の正相増幅器となる。演算増幅
器62の非反転入力は接地されているため、その出力は零
電位となる。このため、電圧−ＶＳが抵抗65および66を
介して抵抗67に印加される。
入力端子60の信号レベルが電圧ＶＳを越えると、ダイオ
ード63が非導通、ダイオード64が導通となり、演算増幅
器45が反転増幅器として動作する。
ード63が非導通、ダイオード64が導通となり、演算増幅
器45が反転増幅器として動作する。
演算増幅器68は、オフセット電圧ＶＯを加えて抵抗52か
らの信号を増幅する。この増幅された信号を出力端子70
を介して直流電圧制御回路７に供給することにより、電
力増幅器４のドレインバイアス電圧を第２図に破線で示
したように制御できる。高周波入力電圧がＶＳを越えた
ときの傾きについては、抵抗66および69の値を選択する
ことにより設定できる。
らの信号を増幅する。この増幅された信号を出力端子70
を介して直流電圧制御回路７に供給することにより、電
力増幅器４のドレインバイアス電圧を第２図に破線で示
したように制御できる。高周波入力電圧がＶＳを越えた
ときの傾きについては、抵抗66および69の値を選択する
ことにより設定できる。
第４図は本発明第二実施例の線形送信装置のブロック構
成図である。
成図である。
この実施例装置は、変調出力を分岐して包絡線を検波す
るのではなく、ベースバンド信号から複素包絡線を生成
し、この複素包絡線から電力増幅器４のバアイス電圧を
制御するための信号を得ることが第一実施例と異なる。
るのではなく、ベースバンド信号から複素包絡線を生成
し、この複素包絡線から電力増幅器４のバアイス電圧を
制御するための信号を得ることが第一実施例と異なる。
変調回路2aは、複素包絡線生成回路21、ディジタル・ア
ナログ変換器22、23、直交変調器24および搬送波発振器
25を備える。複素包絡線生成回路21は、入力信号から変
調波の同相包絡線成分および直交包絡線成分を生成す
る。それぞれの成分はディジタル形式で出力される。こ
れらの成分は、それぞれディジタル・アナログ変換器2
2、23を介して直交変調器24に入力される。直交変調器2
4にはさらに、搬送波発振器25から搬送波が入力され、
同相包絡線成分および直交包絡線成分により変調波を発
生する。
ナログ変換器22、23、直交変調器24および搬送波発振器
25を備える。複素包絡線生成回路21は、入力信号から変
調波の同相包絡線成分および直交包絡線成分を生成す
る。それぞれの成分はディジタル形式で出力される。こ
れらの成分は、それぞれディジタル・アナログ変換器2
2、23を介して直交変調器24に入力される。直交変調器2
4にはさらに、搬送波発振器25から搬送波が入力され、
同相包絡線成分および直交包絡線成分により変調波を発
生する。
複素包絡線生成回路21の出力はまた、分岐されてドレイ
ン制御信号生成回路10に供給される。ドレイン制御信号
生成回路10は、同相包絡線成分および直交包絡線成分か
ら包絡線を求める。
ン制御信号生成回路10に供給される。ドレイン制御信号
生成回路10は、同相包絡線成分および直交包絡線成分か
ら包絡線を求める。
変調回路2aは包絡線および位相が変化する変調信号を発
生する回路であり、例えば、御代時博、小野光洋、青野
達也共著、「ボーレート可変QPSK変調器の開発」、昭和
63年電子情報通信学会春期全国大会講演論文集、分冊B-
1 、論文番号SB-3-2に示されている。
生する回路であり、例えば、御代時博、小野光洋、青野
達也共著、「ボーレート可変QPSK変調器の開発」、昭和
63年電子情報通信学会春期全国大会講演論文集、分冊B-
1 、論文番号SB-3-2に示されている。
ここで、変調波の搬送波角周波数をωＣ、包絡線信号を
Ｒ(t)、変調位相をφ(t)とすると、変調波ｅ(t)は一般
的に、 ｅ(t)＝Ｒ(t)・Re〔exp[jφ(t)]・exp[jωC T]〕 Re〔Ｅ(t)・exp[jωC T] ………(1) と表される。ただし、Re〔ｆ〕は関数ｆの実数部を表
す。Ｅ(t)は複素包絡線であり、 と表される。Ｉ(t)、Ｑ(t)をそれぞれ同相包絡線成分、
直交包絡線成分という。
Ｒ(t)、変調位相をφ(t)とすると、変調波ｅ(t)は一般
的に、 ｅ(t)＝Ｒ(t)・Re〔exp[jφ(t)]・exp[jωC T]〕 Re〔Ｅ(t)・exp[jωC T] ………(1) と表される。ただし、Re〔ｆ〕は関数ｆの実数部を表
す。Ｅ(t)は複素包絡線であり、 と表される。Ｉ(t)、Ｑ(t)をそれぞれ同相包絡線成分、
直交包絡線成分という。
複素包絡線生成回路21では、変調入力に応じた同相包絡
線成分Ｉ(t)および直交包絡線成分Ｑ(t)の値をディジタ
ル処理により算出する。この計算値をそれぞれディジタ
ル・アナログ変換器22、23でアナログ電圧に変換するこ
とにより、Ｉ(t)、Ｑ(t)の波形が得られる。これらの波
形を直交変調器24に入力する。この直交変調器24は、Ｉ
(t)、Ｑ(t)にそれぞれ同相搬送波、直交搬送波を乗算
し、これらを加え合わせることによりｅ(t)を求める。
線成分Ｉ(t)および直交包絡線成分Ｑ(t)の値をディジタ
ル処理により算出する。この計算値をそれぞれディジタ
ル・アナログ変換器22、23でアナログ電圧に変換するこ
とにより、Ｉ(t)、Ｑ(t)の波形が得られる。これらの波
形を直交変調器24に入力する。この直交変調器24は、Ｉ
(t)、Ｑ(t)にそれぞれ同相搬送波、直交搬送波を乗算
し、これらを加え合わせることによりｅ(t)を求める。
ドレイン制御信号生成回路10は、複素包絡線生成回路21
で算出されたＩ(t)、Ｑ(t)の値を用いて、 Ｒ(t)＝｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝1/2………(4) により包絡線Ｒ(t)を求める。さらにドレイン制御信号
生成回路10は、包絡線Ｒ(t)をアナログ信号に変換して
出力する。
で算出されたＩ(t)、Ｑ(t)の値を用いて、 Ｒ(t)＝｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝1/2………(4) により包絡線Ｒ(t)を求める。さらにドレイン制御信号
生成回路10は、包絡線Ｒ(t)をアナログ信号に変換して
出力する。
ドレイン制御信号生成回路10としては、数値演算数値演
算プロセッサや、メモリテーブルを用いることができ
る。
算プロセッサや、メモリテーブルを用いることができ
る。
信号変換回路６、直流電圧制御回路７および電力増幅器
４の構成および動作は第一実施例と同等である。
４の構成および動作は第一実施例と同等である。
第５図および第６図は信号変換回路の効果を示す図であ
り、第５図は第二実施例装置における信号変換回路を取
り除いたときの出力特性を示し、第６図は第二実施例装
置の出力特性を示す。変調信号としてはロールオフ0.5
のπ/4シフトＱＰＳＫを用いた。このデータから、信号
変換を行うことにより出力の歪が大きく低下しているこ
とがわかる。
り、第５図は第二実施例装置における信号変換回路を取
り除いたときの出力特性を示し、第６図は第二実施例装
置の出力特性を示す。変調信号としてはロールオフ0.5
のπ/4シフトＱＰＳＫを用いた。このデータから、信号
変換を行うことにより出力の歪が大きく低下しているこ
とがわかる。
以上の実施例では電力増幅器４の増幅素子として電界効
果トランジスタを用いた例を示したが、エミッタ接地さ
れたバイポーラトランジスタを用いた場合でも本発明を
同様に実施できる。
果トランジスタを用いた例を示したが、エミッタ接地さ
れたバイポーラトランジスタを用いた場合でも本発明を
同様に実施できる。
また、変調を中間周波数で行い、変調された信号を周波
数変換して電力増幅器に供給する場合にも本発明を同様
に実施できる。
数変換して電力増幅器に供給する場合にも本発明を同様
に実施できる。
以上説明したように、本発明の線形送信装置は、電力増
幅器の入力信号の包絡線信号レベルが小さいときに、バ
イアス電圧を一定値以上に保つ。これにより、入力信号
レベルが小さいときの電力増幅の線形性が改善される効
果がある。
幅器の入力信号の包絡線信号レベルが小さいときに、バ
イアス電圧を一定値以上に保つ。これにより、入力信号
レベルが小さいときの電力増幅の線形性が改善される効
果がある。
第１図は本発明第一実施例線形送信装置のブロル構成
図。 第２図は高周波入力電圧に対するドレイン電圧特性を示
す図。 第３図は信号変換回路の一例を示す回路図。 第４図は本発明第二実施例線形増幅装置のブロック構成
図。 第５図は第二実施例装置における信号変換回路を取り除
いたときの出力特性を示す図。 第６図は第二実施例装置の出力特性を示す図。 第７図は従来例線形送信装置のブロック構成図。 １……変調入力端子、２、2a……変調回路、３……結合
器、４……電力増幅器、５……包絡線検波器、６……信
号変換回路、６′……直流増幅器、７……直流電圧制御
回路、８……電源端子、９……送信出力端子、10……ド
レイン制御信号生成回路、21……複素包絡線生成回路、
22、23……ディジタル・アナログ変換器、24……直交変
調器、25……搬送波発振器、41……入力整合回路、42…
…電界効果トランジスタ、43……コイル、44……出力整
合回路。
図。 第２図は高周波入力電圧に対するドレイン電圧特性を示
す図。 第３図は信号変換回路の一例を示す回路図。 第４図は本発明第二実施例線形増幅装置のブロック構成
図。 第５図は第二実施例装置における信号変換回路を取り除
いたときの出力特性を示す図。 第６図は第二実施例装置の出力特性を示す図。 第７図は従来例線形送信装置のブロック構成図。 １……変調入力端子、２、2a……変調回路、３……結合
器、４……電力増幅器、５……包絡線検波器、６……信
号変換回路、６′……直流増幅器、７……直流電圧制御
回路、８……電源端子、９……送信出力端子、10……ド
レイン制御信号生成回路、21……複素包絡線生成回路、
22、23……ディジタル・アナログ変換器、24……直交変
調器、25……搬送波発振器、41……入力整合回路、42…
…電界効果トランジスタ、43……コイル、44……出力整
合回路。
Claims (1)
- 【請求項１】変調波を入力信号とする電力増幅器と、 この電力増幅器に直流バイアス電圧を供給するバイアス
手段と、 このバイアス手段の出力電圧を前記変調波の包絡線の信
号レベルに実質的に比例する値に制御する電圧制御手段
と を備えた線形送信装置において、 前記電圧制御手段は、前記包絡線の信号レベルがあらか
じめ定められた値より小さいときには前記バイアス手段
の出力電圧を一定値以上に保持する手段を含む ことを特徴とする線形送信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018735A JPH0656960B2 (ja) | 1990-01-29 | 1990-01-29 | 線形送信装置 |
| DE69024182T DE69024182T2 (de) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linearer sender |
| EP90909852A EP0431201B1 (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
| US07/651,375 US5251330A (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
| CA002035455A CA2035455C (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
| PCT/JP1990/000838 WO1991000653A1 (fr) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Emetteur lineaire |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018735A JPH0656960B2 (ja) | 1990-01-29 | 1990-01-29 | 線形送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03222524A JPH03222524A (ja) | 1991-10-01 |
| JPH0656960B2 true JPH0656960B2 (ja) | 1994-07-27 |
Family
ID=11979929
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2018735A Expired - Fee Related JPH0656960B2 (ja) | 1989-06-30 | 1990-01-29 | 線形送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0656960B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5251330A (en) * | 1989-06-30 | 1993-10-05 | Nippon Telegraph & Telephone Corporation | Linear transmitter |
| JP3325348B2 (ja) * | 1992-12-28 | 2002-09-17 | 株式会社東芝 | 電力増幅装置 |
| JPH07154169A (ja) * | 1993-11-30 | 1995-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波電力増幅器 |
| US7761066B2 (en) * | 2006-01-27 | 2010-07-20 | Marvell World Trade Ltd. | Variable power adaptive transmitter |
| JP5355445B2 (ja) * | 2010-02-19 | 2013-11-27 | 三菱電機株式会社 | 増幅装置 |
-
1990
- 1990-01-29 JP JP2018735A patent/JPH0656960B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03222524A (ja) | 1991-10-01 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |