JP2005086673A

JP2005086673A - 電力増幅器

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Publication number: JP2005086673A
Application number: JP2003318589A
Authority: JP
Inventors: Giyou Chin; 凝陳; Yasunori Suzuki; 恭宜鈴木; Tetsuo Hirota; 哲夫廣田; Yasushi Yamao; 泰山尾
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2003-09-10
Filing date: 2003-09-10
Publication date: 2005-03-31
Anticipated expiration: 2023-09-10
Also published as: JP4237589B2

Abstract

【課題】出力帯域において、非定振幅の出力信号をより低歪かつ高効率で生成できる高効率電力増幅器を提供することを目的とする。
【解決手段】変調信号を受信し、該変調信号を増幅した信号を出力信号として出力する電力増幅器が、一定振幅を有する局部発振器；該局部発振器からの出力信号を増幅するように並列に接続された複数の飽和増幅ユニット；該複数の飽和増幅ユニットからの各出力信号を合成し、当該電力増幅器の出力信号として出力する出力合成回路；変調信号の振幅に従って、前記飽和増幅ユニットの各々をオン・オフ制御する振幅制御部；から構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力増幅器に関し、特に変調信号を高効率で線形に増幅する線形電力増幅器に関する。

従来、高効率の増幅を行うために複数個の電力増幅ユニットを並列に用いて線形電力増幅器を構成する技術が知られている（非特許文献1）。

図１１に線形電力増幅器の基本構成の従来例を示す。この従来の高効率線形電力増幅器は複数のF級増幅回路によって構成されている。各F級増幅回路は、電界効果トランジスタ（Filed Effect Transistor, FETともいう）と、FETのドレインに接続されるλ／4伝送線と、キャパシターCと、同調回路と、負荷と、電源電圧Vddからの直流電源をFETに接続するためのRFチョークコイル（RFCともいう）と、FETに必要な信号入力レベルを供給するドライバーとから構成されている。各F級増幅回路のλ／4伝送線を出力側で結線することにより、送信出力信号は複数のF級増幅回路からの出力信号の合成となる。

また、いずれかのドライバーの出力をオフにすることにより、対応するF級増幅回路の動作を停止させることができる。

各F級増幅回路は、一般的に図１２に示すような入出力電力特性（入出力特性ともいう）、及び電源効率（すなわち出力信号の電力と電源の供給する直流電力との比、以下、単に効率という。）対入力電力特性を有する。出力電力が飽和出力電力（飽和出力点ともいう）Ps付近（或いは入力電力が飽和入力電力付近)にあるときには、高い効率が得られるが、入出力特性は強い非線形性となってしまう。また、入出力電力の小さい領域では、入出力特性は良い線形性を示すが、効率が著しく低下してしまう。

図１１に示した従来の構成は、送信入力信号が定振幅である場合には、送信信号帯域においてこの非線形性の影響を受けない。従って、この従来の構成は、主に定振幅（振幅一定）の送信入力信号の増幅に用いられ、入出力特性の非線形性があってもそれほど問題とならない。そのため、各F級増幅回路を飽和出力点で動作させることにより、高効率を得ることができる。また、図１１の構成において、動作するF級増幅回路の数を制御することにより複数の送信出力信号の電力レベルを得ることができるため、送信電力制御を行うことができる。なお、異なる送信電力レベルにおいても高効率である。

また、無線送信機の送信周波数変化による合成出力信号の相互変調歪みの悪化を防止するために、並置トランジスタ電力増幅器の前段の可変減衰器の減衰量を制御して、２つのトランジスタ電力増幅回路の動作状態に大きな差異が生じないようにした従来技術も知られている（特許文献１）。
Alireza Shirvani, David K. Su, and Bruce A. Wooley, "A CMOS RFPower Amplifier With Parallel Amplification for Efficient Power Control", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS. VOL.37, NO.6, JUNE 2002. 特開２００１−２３７６５１号公報

図１１に示した従来の構成では、定振幅信号の高効率増幅及び送信電力制御には好適である。しかしながら、入力信号が非定振幅信号（振幅非一定信号）である場合、飽和動作点で動作する各F級増幅回路の強い非線形性によって、出力信号において大きな歪が発生してしまうという問題があった。

そこで、本発明は、以上の点に鑑みてなされたもので、出力帯域において、非定振幅の出力信号をより低歪かつ高効率で生成できる高効率電力増幅器を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するための本発明の一特徴に従った、変調信号を受信し、該変調信号を増幅した信号を出力信号として出力する電力増幅器は、一定振幅を有する局部発振器；該局部発振器からの出力信号を増幅するように並列に接続された複数の飽和増幅ユニット；該複数の飽和増幅ユニットからの各出力信号を合成し、当該電力増幅器の出力信号として出力する出力合成回路；変調信号の振幅に従って、飽和増幅ユニットの各々をオン・オフ制御する振幅制御部；から構成される。

上記の電力増幅器はさらに、受信した変調信号を振幅成分と位相成分に分け、振幅成分を振幅制御部へと出力する極座標変調処理部；該極座標変調処理部から位相成分を受信し、局部発振器からの出力信号に対して位相成分により位相変調を行い、位相変調信号を複数の飽和増幅ユニットへと出力する位相変調器；から構成しても良い。

上記の電力増幅器はさらに、振幅制御部の制御の下に、局部発振器からの出力信号に対して振幅変調を行う振幅変調部；該振幅変調部からの出力信号を線形増幅して、出力合成回路に出力する線形増幅ユニット；から構成しても良い。

さらに、振幅制御部の制御の下に、位相変調器からの出力信号に対して振幅変調を行う振幅変調部；該振幅変調部からの出力信号を線形増幅して、出力合成回路に出力する線形増幅ユニット；から構成できる。

さらに、出力合成回路の後段に設けられた帯域制限フィルタを具備しても良い。

上記の電力増幅器において、出力合成回路の電気特性を振幅制御部により制御するような構成にすることができる。また、出力合成回路が、複数の飽和増幅ユニットの出力を合成し、合成した信号を出力整合回路を介して出力しても良い。出力整合回路が、振幅制御部により制御される可変出力整合回路であっても良い。可変出力整合回路を、開放または接地の状態が振幅制御部により制御される並列した複数のリアクタンスにより構成することができる。

上記の電力増幅器において、各飽和増幅ユニットを、飽和増幅を行う飽和増幅器と、該飽和増幅器の入力側に設けられ、オンまたはオフの状態が振幅制御部により制御されるRFスイッチ又は該飽和増幅器に供給するバイアス電圧の状態が振幅制御部により制御されるバイアス制御回路から構成することができる。

本発明の実施例に従った電力増幅器によれば、変調信号の振幅に応じて動作する飽和増幅ユニットの数を制御することにより、AM変調波又はQAM変調波の送信出力信号を発生することができる。また、各飽和増幅ユニットが局部発振器からの定振幅信号のみを増幅するため、高効率で動作する。従って、本発明実施例構成の全体も高効率となる。さらに、飽和増幅ユニットの数を十分に設けることにより、或いは誤差成分を補償するための線形増幅ユニットを設けることにより、送信帯域において低歪な送信出力信号を生成することができる。

本発明は、特に無線通信送信機内の線形電力増幅器に適用可能であるが、これに限られず、他の用途の線形電力増幅器にも適用可能である。以下に、本発明を高効率送信信号発生器に応用した場合の実施例を説明する。しかしながら、本発明は送信信号発生器に限られず、あらゆる種類の電力増幅器に応用可能である。

図１に本発明の実施例１に従った高効率送信信号発生器１を示す。高効率送信信号発生器１は、定振幅局部発振器１２と、N（Nは２以上の整数）個の飽和増幅ユニット１３と、出力合成回路１４と、振幅制御部１５とから構成されている。出力合成回路１４としては、動作する各飽和増幅ユニット１３の出力をほぼ無損失で合成できるものを用いるのが好ましい。飽和増幅ユニット１３は、例えばＦＥＴを利用したＦ級増幅回路などを用いることができる。各飽和増幅ユニット１３の飽和出力電力をほぼ等しく設定しても良いし、異なる飽和出力電力に設定することもできる。

図１の構成において、局部発振器１２は、一定振幅の正弦波cos(ω_ct + φ₀）を出力する。ここで、ω_c= ２πf_cであり、f_cは所定の周波数であり、φ₀は初期位相である。一般性を失うことがないため、φ₀= ０と仮定して、局部発振器１２の出力をcos(ω_ct）としても差し支えない。変調信号１０をa(t)とする。振幅制御部１５は、変調信号a(t)の瞬時値に応じてオンにする飽和増幅ユニット１３の数を制御する。従って、オンになる飽和増幅ユニット１３の数nは変調信号a(t)の関数である。

図１０を参照しながら、オンにする飽和増幅ユニット１３の個数nの設定方法を説明する。図１０において、一例として、飽和増幅ユニットの個数N = ４とする。図１０(a)は、変調信号a(t)の波形の一例を示す。変調信号a(t)の変動範囲は、図示のように０からa₀の間とする。オンにする飽和増幅ユニット１３の数nを以下のように設定する。

オンにされる飽和増幅ユニット１３は、局部発振器１２の出力信号を増幅し、b₀cos(ω_ct)を出力する。ここで、(1/2)b₀ ^２は飽和出力電力である。送信出力信号１１をs(t)で表し、n個の飽和増幅ユニット１３がオンとなる場合、
s(t) = n b₀cos(ω_ct) = b(t) cos(ω_ct)となる。ここで、b(t) = nb₀ はs(t)の包絡である。図１０(b)にb(t)の波形を示す。また、図１０(b)における波形c(t)は、図１０(a)に示す変調信号a(t)を(４b₀)/a₀倍にしたものであり、所望のs(t)の包絡である。以下において、c(t) cos(ω_ct)を所望の送信出力という。一方、b(t)はc(t)を量子化したものである。ここでe(t) ＝ b(t) - c(t)とすると、e(t)は誤差成分であり、|e(t)| ≦ (1/2) b₀の性質がある。b(t)をc(t)とe(t)の足し合わせと見なすことができる。c(t)の最大値、すなわち(Nb₀)が予め決められたときに、Nを増やすことにより、b₀を小さく設定することができるため、誤差成分e(t)を小さく抑えることができる。

上記の説明において、各飽和増幅ユニット１３の飽和出力電力が等しいとしているが、飽和出力電力をb₀, 2b₀, 4b₀, …, 2^N-1 b₀のように２のベキ乗の関係で設けることもできる。この場合、オンになる飽和増幅ユニット１３の組み合わせにより、0, b₀, 2b₀, 3b₀, …, (2^N-1) b₀というb(t)のレベルを得ることができる。この場合も、所要の送信出力信号s(t)の最大振幅、すなわち(2^N-1) b₀が決められたときに、Nを十分大きく、b₀を小さく設定することにより、雑音成分e(t)の電力を規定値以下に抑えることができる。

図１の構成において、各飽和増幅ユニット１３はオンになるときに飽和点で動作するため、高効率である。各飽和増幅ユニット１３が等しい効率ηを持つとすれば、図１の構成の全体の効率η_Tは、

となり、高効率である。数２において、P_iはオンになる飽和電力増幅ユニット１３の出力電力を表す。

なお、図１の構成において、送信出力信号１１は変調信号１０によって変調された振幅変調波（AM波）である。

図２に本発明の実施例２に従った高効率送信信号発生器２を示す。実施例２では、高効率送信信号発生器２は、定振幅局部発振器１２と、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の飽和増幅ユニット１３と、出力合成回路１４と、振幅制御部１５とから構成され、さらに、極座標変調処理部１６と、位相変調器１７とから構成されている。図１の実施例１の構成に比較して、実施例２では、変調信号１０を振幅成分１８と位相成分１９に分解して出力する極座標変調処理部１６と、位相変調器１７とが新たに設けられた点が異なる。

変調信号１０は複素信号であって、a(t) exp(jφ(t))と表せる。ここで、a(t)とφ(t)はそれぞれ変調信号１０の振幅成分と位相成分である。極座標変調処理部１６は、変調信号１０の振幅成分１８と位相成分１９を分離し、振幅成分a(t)と位相成分φ(t)とを出力する。位相変調器１７において、局部発振器１２の出力信号cos(ω_ct）をφ(t)により位相変調し、位相変調波cos(ω_ct + φ(t))を出力する。この位相変調波はさらに、図１の実施例１で説明した処理と同様に、複数の飽和増幅ユニット１３、出力合成回路１４及び振幅制御部１５によって、a(t)により振幅変調が施される。結果として、送信出力信号１１は変調信号１０により振幅・位相変調された変調波a(t) cos(ω_ct + φ(t))、すなわち直交振幅変調波（QAM波）となる。

なお、各飽和増幅ユニット１３はオンにされたときに飽和点で動作するため、高効率である。図２の構成の全体の効率η_Tは同様に数２で表され、η_{T =}ηとなるため、高効率である。

図３に本発明の実施例３に従った高効率送信信号発生器３を示す。図１に示した実施例１の構成と比較して、実施例３では、振幅変調部２０と線形増幅ユニット２１が新たに設けられた点が異なる。図１０を参照してこの実施例を説明する。図３の構成において、仮に線形増幅ユニット２１の出力を考慮しないとすると、送信出力信号１１の振幅は図１０(b)に示すb(t)となる。線形増幅ユニット２１の利得をkとする。振幅制御部１５は前述のe(t) ＝ b(t) - c(t) を-(1/k) e(t)の形で振幅変調部２０に与える。振幅変調部２０は局部発振器１２の出力に対し、-(1/k)e(t)により振幅変調を行い、-(1/k)e(t) cos(ω_ct)を出力する。このため、線形増幅ユニット２１は -e(t) cos(ω_ct)を出力する。これを計算に入れると、送信出力信号１１の振幅は、 -e(t) ＋ b(t) ＝ c(t)となる。ここで、c(t)は前述の所望のs(t)の包絡である。従って、図３に示す実施例３の構成では、送信出力信号１１は所望の送信出力となる。

図３の構成の全体の効率η_Tは、η_T = {P_s(t)/(P_DC1 + P_DC2)}となる。
ここで、P_s(t) = (1/2) c²(t)であり、P_DC1は線形増幅器２１で消費される直流電力であり、P_DC2はオンとなる各飽和増幅ユニット１３で消費される直流電力の和である。各飽和増幅ユニット１３の効率が等しくηである場合、
P_DC2 ＝ (1/2) b²(t)/η ≒ P_s(t)/ηとなる。これによりη_Tは、

となる。数３において、P_s(t)は時間的に変化するため、η_Tも時間的に変化するが、その時間平均であるη_T（時間平均）は、

となる。一般的に線形増幅器の効率は低いが、図１に示した実施例１で説明したように、飽和増幅ユニット１３の数Nを増やすことにより、e(t)を小さく抑えることができるため、線形増幅ユニット２１の出力信号を非常に小さくできる。この場合、線形増幅ユニット２１の効率が低くても、P_DC1が非常に小さい。このため、数４において、η_T（時間平均）≒ηとなる。したがって、平均的にみると、図３の実施例３の構成全体の効率は高効率となる。

図４に本発明の実施例４に従った高効率送信信号発生器４を示す。図２に示した実施例２の構成と比較して、実施例４では、振幅変調部２０と線形増幅ユニット２１を新たに設けた点が異なる。また、図３に示した実施例３の構成と比較すると、実施例４では、局部発振器１２からの出力信号が位相変調器１７により位相変調が施されてから各飽和増幅ユニット１３及び振幅変調部２０へと供給される点が異なる。振幅変調部２０と線形増幅ユニット２１の動作は図３の実施例３と同様である。

本実施例の場合、線形増幅ユニット２１は、-e(t) cos(ω_ct ＋ φ(t))を出力し、送信出力信号１１はc(t) cos(ω_ct ＋ φ(t))になり、所望の送信出力となる。また、図３に示した実施例３で説明した理由と同様に、図４の構成の全体の効率は、平均的にみれば高効率である。

図５に本発明の実施例５に従った高効率送信信号発生器５を示す。図１に示した実施例１の構成と比較して、実施例５では、出力合成回路１４の後段に帯域制限フィルタ３０を新たに設け、帯域制限フィルタ３０からの出力が送信出力信号になる点が異なる。

実施例５の構成において、帯域制限フィルタ３０は、送信信号帯域外における前述の誤差成分e(t)の周波数成分を除去することにより、送信出力信号１１の包絡を滑らかにするとともに、飽和増幅ユニット１３から出力される高調波成分を除去する。実施例５の構成と同様に、図２の実施例２の構成に対しても、出力合成回路１４の後段にスムージングフィルタ３０を設けることができる。

なお、図３及び図４に示す実施例３及び実施例４の構成に対しても、出力合成回路１４の後段にスムージングフィルタ又は帯域制限フィルタ３０を設けることができる。これらの場合に、帯域制限フィルタ３０は、飽和増幅ユニット１３から出力される高調波成分を除去する。

図６に本発明の実施例６に従った高効率送信信号発生器６を示す。図１に示した実施例１の構成に比較して、実施例６では、出力合成回路１４が振幅制御部１５により制御される点が異なる。

実施例６の構成において、振幅制御器１５は、各飽和増幅ユニット１３のオン／オフに応じて出力合成回路１４の電気特性を調整し、出力合成回路１４における電力損失を極力小さく抑える。
(他の実施例)

図７に本発明の他の実施例に従った、高効率送信信号発生器に用いる出力合成回路の例を示す。上記実施例１乃至実施例４のいずれかの実施例において、出力合成回路１４は、例えば図７(a)に示す構成を用いることができる。図７(a)に示す出力合成回路１４は、各飽和増幅ユニット１３からの出力を単純に結線して出力する電流合成回路である。

図７(b)は、出力合成回路１４の別の構成例を示す。図７(b)に示す出力合成回路１４は、各飽和増幅ユニット１３からの出力を結線して合成した後、出力整合回路２００を介して出力する。

図７(c)は、出力合成回路１４のさらに別の構成例を示す。上記実施例１乃至実施例４のいずれかの実施例において、出力合成回路１４は、図7(c)に示す構成を用いることができる。図7(c)に示す出力合成回路14は、各飽和増幅ユニット１３からの出力を結線して合成した後、可変出力整合回路２０１を介して出力する。可変出力整合回路２０１は、振幅制御部１５からの制御によって、各飽和増幅ユニット１３のオン／オフに応じてその電気特性を調整することにより出力合成回路１４における電力損失を極力小さく抑える。

図8は、図7に示した可変出力整合回路２０１の構成の一例を示す。図8に示した可変出力整合回路２０１は、並列に設けられる複数個の開放または接地リアクタンス２０２により構成される。リアクタンス２０２の開放と接地状態の切り替えは、振幅制御部１５により制御されるスイッチ２０３の切り替えによって行われる。可変出力整合回路２０１の電気特性は、接地される並列リアクタンス２０２の個数の変化により調整される。

図9は、上記実施例のいずれかにおいて振幅制御部１５により飽和増幅ユニット１３のオン／オフを制御するための具体的構成の例を示す。例えば図９（a）に示す構成において、飽和増幅ユニット１３は、飽和増幅器１００とそのRF入力側に設けられるRFスイッチ１０１とから構成される。振幅制御部１５が、RFスイッチ１０１の振幅制御入力端子を通してRFスイッチ１０１のオン／オフを制御する。これにより、飽和増幅ユニット１３のオン／オフが達成される。

図９(b)に示す別の構成において、飽和増幅ユニット１３は、飽和増幅器１００とバイアス制御回路１０２とから構成される。振幅制御部１５が、バイアス制御回路１０２の振幅制御入力端子を通してバイアス制御回路１０２の状態を制御することによって、飽和増幅ユニット１３のオン／オフを達成する。

本発明に従った、電力増幅器は、例えば移動電話システムの基地局や移動局内の高効率送信信号発生器として用いることができ、多種多様な線形電力増幅を必要とする技術分野において利用することができる。

本発明の実施例１に従った高効率送信信号発生器のブロック図である。本発明の実施例２に従った高効率送信信号発生器のブロック図である。本発明の実施例３に従った高効率送信信号発生器のブロック図である。本発明の実施例４に従った高効率送信信号発生器のブロック図である。本発明の実施例５に従った高効率送信信号発生器のブロック図である。本発明の実施例６に従った高効率送信信号発生器のブロック図である。本発明の実施例に従った出力合成回路のブロック図である。本発明の実施例に従った可変出力整合回路のブロック図である。本発明の実施例に従った飽和出力ユニットのオン・オフ構成例ブロック図である。本発明の実施例に従った変調信号と送信出力信号を示すグラフである。従来例の送信信号発生器のブロック図である。Ｆ級増幅回路の入出力電力特性を示すグラフである。

符号の説明

1, 2, 3, 4, 5, 6 送信信号発生器
10 変調信号
11 送信出力信号
12 局部発振器
13 飽和増幅ユニット
14 出力合成回路
15 振幅制御部
16 極座標変調処理部
17 位相変調部
18 振幅成分
19 位相成分
20 振幅変調部
21 線形増幅ユニット
30 帯域制限フィルタ

Claims

変調信号を受信し、該変調信号を増幅した信号を出力信号として出力する電力増幅器であって：
一定振幅を有する局部発振器；
該局部発振器からの出力信号を増幅するように並列に接続された複数の飽和増幅ユニット；
該複数の飽和増幅ユニットからの各出力信号を合成し、当該電力増幅器の出力信号として出力する出力合成回路；
変調信号の振幅に従って、前記飽和増幅ユニットの各々をオン・オフ制御する振幅制御部；
から構成される電力増幅器。
請求項１に記載された電力増幅器であって、さらに：
受信した変調信号を振幅成分と位相成分に分け、振幅成分を前記振幅制御部へと出力する極座標変調処理部；
該極座標変調処理部から前記位相成分を受信し、前記局部発振器からの出力信号に対して前記位相成分により位相変調を行い、位相変調信号を前記複数の飽和増幅ユニットへと出力する位相変調器；
から構成される電力増幅器。
請求項１に記載された電力増幅器であって、さらに：
前記振幅制御部の制御の下に、前記局部発振器からの出力信号に対して振幅変調を行う振幅変調部；
該振幅変調部からの出力信号を線形増幅して、前記出力合成回路に出力する線形増幅ユニット；
から構成される電力増幅器。
請求項２に記載された電力増幅器であって、さらに：
前記振幅制御部の制御の下に、前記位相変調器からの出力信号に対して振幅変調を行う振幅変調部；
該振幅変調部からの出力信号を線形増幅して、前記出力合成回路に出力する線形増幅ユニット；
から構成される電力増幅器。
請求項１乃至４のいずれかの請求項に記載された電力増幅器であって、さらに：
前記出力合成回路の後段に設けられた帯域制限フィルタ；
から構成される電力増幅器。
請求項１乃至５のいずれかの請求項に記載された電力増幅器であって、さらに：
前記出力合成回路の電気特性が前記振幅制御部により制御されることを特徴とする電力増幅器。
請求項１乃至５のいずれかの請求項に記載された電力増幅器であって：
前記出力合成回路が、前記複数の飽和増幅ユニットの出力を合成し、合成した信号を出力整合回路を介して出力することを特徴とする電力増幅器。
請求項７に記載された電力増幅器であって：
前記出力整合回路が、前記振幅制御部により制御される可変出力整合回路であることを特徴とする電力増幅器。
請求項８に記載された電力増幅器であって：
前記可変出力整合回路が、開放または接地の状態が前記振幅制御部により制御される並列した複数のリアクタンスにより構成されることを特徴とする電力増幅器。
請求項１乃至９のいずれかの請求項に記載された電力増幅器であって：
各前記飽和増幅ユニットが、
飽和増幅を行う飽和増幅器と、
該飽和増幅器の入力側に設けられ、オンまたはオフの状態が前記振幅制御部により制御されるRFスイッチ又は該飽和増幅器に供給するバイアス電圧の状態が前記振幅制御部により制御されるバイアス制御回路から構成される、
ことを特徴とする電力増幅器。