JP5126234B2 - 電力増幅器およびこれを備える電波送信機 - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅器およびこれを備える電波送信機に関し、特に、出力信号の平均電力を変化させても出力信号のＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）が変化しない電力増幅器およびこれを備える電波送信機に関する。

近年、携帯電話などによる無線通信では、周波数利用効率が高く、かつ、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）が大きな変調方式が採用されている。

無線通信の分野で、従来から使用されているＡＢ級アンプを用いて、振幅変調成分を含む変調信号を増幅するには、出力信号の線形性を維持するために十分なバックオフを取る必要がある。一般的には、このバックオフは、少なくともＰＡＰＲと同程度必要となる。

これに対して、ＡＢ級アンプの電力効率は、出力飽和時に最大となり、バックオフが大きくなるほど低下する。このため、ＰＡＰＲの大きな変調信号ほど電力増幅器の電力効率を上げることが難しくなる。

このようなＰＡＰＲの大きな変調信号を高効率に増幅する電力増幅器として、ポーラ変調型電力増幅器がある。ポーラ変調型電力増幅器は、振幅と位相の極座標成分を基に生成された無線通信用の高周波変調信号を増幅する。また、ポーラ変調型電力増幅器には、特にＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）型電力増幅器と呼ばれるものがあり、ＥＥＲ型電力増幅器はＡＢ級アンプに置き換え可能な構成となっている。

図１に、関連するポーラ変調型電力増幅器を備える電波送信機の一例として、ＲＦ（Radio Frequency）送信機の構成を示す。

図１に示すＲＦ送信機は、デジタルベースバンド部２０１と、アナログベースバンド部２０５と、ＥＥＲ型電力増幅器２１４と、を備える。

デジタルベースバンド部２０１は、電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号の３種類の信号を生成し、それぞれ、電力制御信号出力端子２０２、Ｉ信号出力端子２０３、およびＱ信号出力端子２０４からアナログベースバンド部２０５に出力する。

アナログベースバンド部２０５では、Ｉ信号出力端子２０３から出力されたＩ信号は、ＤＡ（Digital to Analog）コンバータ２０６に入力され、アナログ信号に変換される。同様に、Ｑ信号出力端子２０４から出力されたＱ信号は、ＤＡコンバータ２１０に入力され、アナログ信号に変換される。

アナログ信号に変換されたＩ信号およびＱ信号は、それぞれミキサ２０７とミキサ２１１によって、局部発信機２０８から移相器２０９を介して供給される信号と乗算される。このとき、移相器２０９からミキサ２１１に供給される信号は、移相器２０９からミキサ２０７に供給される信号に対して９０°の位相遅延がある。

ミキサ２０７の出力信号とミキサ２１１の出力信号は加算器２１２で加算され、高周波変調信号となる。加算器２１２から出力された高周波変調信号は、可変利得増幅器２１３によって増幅され、ＥＥＲ型電力増幅器２１４へ出力される。このとき、可変利得増幅器２１３の利得は、電力制御信号出力端子２０２から出力された電力制御信号によって変化する。

ＥＥＲ型電力増幅器２１４では、可変利得増幅器２１３から出力された高周波変調信号は、包絡線検波器２１５およびリミッタ２１９に入力される。包絡線検波器２１５は、入力された高周波変調信号から包絡線信号を抽出する。包絡線検波器２１５によって抽出された包絡線信号は、ＡＤ（Analog to Digital）変換器２１６、スイッチングアンプ２１７、およびローパスフィルタ２１８が設けられた増幅経路において、線形増幅される。リミッタ２１９は、入力された高周波変調信号から、包絡線が略一定の位相変調信号を抽出し、高周波電力増幅器２２０へと出力する。高周波電力増幅器２２０は、ローパスフィルタ２１８から出力された包絡線信号が電源として供給され、リミッタ２１９から出力された位相変調信号を上記電源と乗算することにより増幅する。このようにして振幅変調された出力信号が、信号出力端子２２１から出力される。

ＥＥＲ型電力増幅器２１４において電力効率を上げられる理由は、包絡線信号の増幅に高効率なスイッチングアンプ２１７を使用できる点と、高周波電力増幅器２２０での乗算処理が高効率に行える点にある。

包絡線検波器２１５で扱う信号帯域は、可変利得増幅器２１３の出力信号の信号帯域と同程度で、典型的には数百ｋＨｚから数十ＭＨｚ程度である。このため、ＰＤＭ（Pulse Density Modulation）などのビット・ストリーム信号を出力するＡＤ変換器２１６と、スイッチングアンプ２１７と、ローパスフィルタ２１８と、で構成されるＤ級アンプなどで包絡線信号を増幅でき、理想的には電力損失を生じない。

同時に、高周波電力増幅器２２０は、電源として供給されているローパスフィルタ２１８の出力信号によって飽和動作している。一般的に、高周波電力増幅器２２０は、出力飽和時に最高の電力効率で動作する特性を持つ。

以上の構成によって、ＥＥＲ型電力増幅器２１４の電力効率は、スイッチングアンプ２１７の電力効率と高周波電力増幅器２２０の電力効率との積で与えられ、理論上は、常に高周波電力増幅器２２０の最大効率が得られる。

また、図１に示したＥＥＲ型電力増幅器２１４の他にも、異なる方法で振幅変調を行うポーラ変調型電力増幅器が提案されている。一例として、図２に、特許文献１に記載されているポーラ変調型電力増幅器の構成を示す。

図２に示すポーラ変調型電力増幅器では、複数の飽和増幅ユニット３０４のうち、動作状態（オン状態）とする飽和増幅ユニット３０４の数を切り替えることで振幅変調を行う。

まず、局部発信器３０３は、複数の飽和増幅ユニット３０４のそれぞれに位相変調信号を入力する。一方、振幅変調信号は、変調信号入力端子３０１から入力され、振幅制御部３０６によって飽和増幅ユニット３０４の制御信号に変換される。振幅制御部３０６からの制御信号によって、並列に並べられた複数の飽和増幅ユニット３０４のそれぞれは、動作状態になるか休眠状態（オフ状態）になるかが決められる。動作状態にある飽和増幅ユニット３０４から出力された位相変調信号は出力合成回路３０５で合成され、出力端子３０２から出力される。

ここで、出力端子３０２から出力される変調信号の振幅は、飽和増幅ユニット３０４から出力された位相変調信号の振幅の総和となる。したがって、動作状態にある飽和増幅ユニット３０４の数を変化させることで、振幅変調を行うことができる。

しかしながら、図１および図２に示したポーラ変調型電力増幅器では、包絡線信号をＡＤ変換によって量子化された時間離散信号に変換するため、量子化雑音が発生する。ポーラ変調型電力増幅器では、量子化雑音の強度は、出力電力に依らず略一定となるため、特に、出力電力が最大電力から低下するほど、出力信号のＳＮＲが劣化する。

図１および図２に示したポーラ変調型電力増幅器において、出力電力に依存して出力信号のＳＮＲが変化する原因は、包絡線信号の増幅に用いられるＡＤ変換器の基本特性に起因している。図３に、理想的なＡＤ変換器における、入力電力と出力信号のＳＮＲの関係を示す。

図３に示すように、理想的なＡＤ変換器では、出力信号のＳＮＲ（ｄＢ）は、出力飽和までの範囲では、入力電力（ｄＢｍ）の一次関数で表すことができる。このことは、例えば、非特許文献１や非特許文献２などに示されている。

以上の理由から、ＡＤ変換器へ入力信号として入力される包絡線信号の平均電力が低くなれば、ＡＤ変換器から出力される包絡線信号のＳＮＲは劣化してしまう。

例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の通信では、基地局と携帯端末との距離に応じて電波強度を調整している。したがって、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の電波送信機には、ポーラ変調型電力増幅器の出力電力を制御する回路が必要となる。

図１に示した電波送信機では、ＡＤ変換器２１６の前段にある可変利得増幅器２１３によって、ＥＥＲ型電力増幅器２１４の出力電力を調整している。したがって、ＡＤ変換器２１６に入力される包絡線信号の平均電力が変化することになるため、包絡線信号の増幅経路でＳＮＲの変化を招くことになる。

同様に、図２に示したポーラ変調型電力増幅器でも、ＳＮＲの変化は起こる。図２に示したポーラ変調型電力増幅器で出力電力を制御するには、振幅制御部３０６によって動作状態に制御されている飽和増幅ユニット３０４の数を変える必要がある。振幅制御部３０６は、図１に示したＡＤ変換器２０６と同じ役割を持ち、包絡線信号の大きさを表すビット数は動作状態にある飽和増幅ユニット３０４の数で表される。したがって、図２に示したポーラ変調型電力増幅器における包絡線信号の入力電力とＳＮＲの関係は、図３と同じであり、出力信号の平均電力の変化によって包絡線信号のＳＮＲの変化が起こる。

上述したように、電波送信機に用いられる電力増幅器では、出力信号の平均電力を変化させると、包絡線信号の増幅経路においてＳＮＲが変化し、その結果、出力信号のＳＮＲが変化する。特に、電力増幅器の出力信号の平均電力が小さくなったときに出力信号のＳＮＲが劣化する傾向にある。

このことから、電力増幅器においては、出力信号の平均電力に依らず出力信号のＳＮＲを略一定に保つことが課題となる。
特開２００５−８６６７３号公報（図４） Ovidiu Bajdechi and Johan H. Huijsing 著、「Systematic Design of Sigma-Delta Analog-to-Digital Converters」、Kluwer Academic Publishers、p.16、Figure 2.6 Jurgen van Engelen and Rudy van de Plassche 著、「Bandpass Sigma Delta Modulators」、Kluwer Academic Publishers、p.47、Figure 4.7

そこで、本発明の目的は、上述した課題を解決する電力増幅器およびこれを備える電波送信機を提供することにある。

本発明の電力増幅器は、
高周波変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記高周波変調信号に含まれる、当該高周波変調信号の振幅変調成分のみを含む包絡線信号を時間離散信号に変換するＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記スイッチングアンプの出力信号から高周波ノイズを除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号が電源として供給され、前記高周波変調信号に含まれる搬送波信号を増幅するための複数の高周波電力増幅器と、
前記複数の高周波電力増幅器の総利得を制御することで、前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整する電力制御部と、を有することを特徴とする。

本発明の第１の電波送信機は、
前記電力増幅器と、
電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号を生成するデジタルベースバンド回路と、
前記デジタルベースバンド回路から出力されるＩ信号およびＱ信号を基に、前記包絡線信号および前記搬送波信号を生成する極座標変換回路と、をさらに備え、
前記ＡＤ変換器は、前記極座標変換回路から出力される前記包絡線信号を入力し、
前記複数の高周波電力増幅器は、前記極座標変換回路から出力される前記搬送波信号を入力し、
前記電力制御部は、前記デジタルベースバンド回路から出力される前記電力制御信号を入力し、当該電力制御信号を基に、前記複数の高周波電力増幅器のオン・オフ制御を行うことで、前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整することを特徴とする。

本発明の第２の電波送信機は、
前記電力増幅器と、
電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号を生成するデジタルベースバンド回路と、
前記デジタルベースバンド回路から出力されるＩ信号およびＱ信号を基に前記高周波変調信号を生成し、さらに、前記高周波変調信号を基に前記包絡線信号および前記搬送波信号を生成する極座標変換回路と、をさらに備え、
前記ＡＤ変換器は、前記極座標変換回路から出力される前記包絡線信号を入力し、
前記複数の高周波電力増幅器のうち初段の高周波電力増幅器は、前記極座標変換回路から出力される前記搬送波信号を入力し、
前記電力制御部は、前記デジタルベースバンド回路から出力される前記電力制御信号を入力し、当該電力制御信号を基に、前記高周波スイッチの切り替え制御を行うことで、前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整することを特徴とする。

本発明の電力増幅器においては、包絡線信号の増幅は、ＡＤ変換器と、スイッチングアンプと、ローパスフィルタと、で行われ、また、電力増幅器の出力信号の平均電力の調整は、電力制御部と、複数の高周波電力増幅器と、で行われる。

すなわち、本発明の電力増幅器においては、包絡線信号の増幅と出力信号の平均電力の調整とが独立して行われるため、包絡線信号の増幅経路にあるＡＤ変換器の前段では、出力信号の平均電力の調整は行われない。

したがって、ＡＤ変換器へ入力信号として入力される包絡線信号の平均電力は、出力信号の平均電力によって変化せず、常に略一定となる。

その結果、ＡＤ変換器の出力信号のＳＮＲは常に略一定になるため、電力増幅器の出力信号のＳＮＲを常に略一定とすることができる。

以上の理由により、電力増幅器の出力信号のＳＮＲを、出力信号の平均電力に依らず、常に略一定に保つことができるという効果が得られる。

関連するＥＥＲ型電力増幅器を備える電波送信機の構成を示す図である。 関連するポーラ変調型電力増幅器の構成を示す図である。 ＡＤ変換器のＳＮＲ特性を説明する図である。 本発明の第１の実施形態の電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態の電力増幅器における出力電力と線形性の関係を説明する図である。 本発明の第２の実施形態の電力増幅器を備える電波送信機の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態の電力増幅器を備える電波送信機の構成を示す図である。 本発明の第３および第５の実施形態の電力増幅器における出力電力の制御方法を説明する図である。 本発明の第３および第５の実施形態の電力増幅器における出力電力と線形性の関係を説明する図である。 本発明の第４の実施形態の電力増幅器を備える電波送信機の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態の電力増幅器を備える電波送信機の構成を示す図である。

以下に、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

なお、以下では、本発明の電力増幅器は、ポーラ変調型電力増幅器であることを前提として説明するが、本発明はこれに限定されず、エンベロープトラッキングと呼ばれる動作を行うエンベロープトラッキング型電力増幅器とすることもできる。この点については後述する。

（第１の実施形態）
図４に、本発明の第１の実施形態の電力増幅器１０の構成を示す。

図４に示すように、本実施形態の電力増幅器１０は、ＡＤ変換器１１と、スイッチングアンプ１２と、ローパスフィルタ１３と、電力制御部１４と、複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎ（ｎ≧２の整数）と、変調信号出力端子１６と、を備える。

ＡＤ変換器１１は、無線通信に使用する高周波変調信号の振幅変調成分のみを含む包絡線信号を入力し、時間離散信号に変換する。

スイッチングアンプ１２は、ＡＤ変換器１１の出力信号を増幅する。

ローパスフィルタ１３は、スイッチングアンプ１２の出力信号から高周波ノイズを除去する。

複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎのそれぞれは、ローパスフィルタ１３の出力信号が電源として供給され、高周波変調信号に含まれる搬送波信号を増幅するために用いられる。なお、図４においては、複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎを並列に配置しているが、直列に配置することもできる。

電力制御部１４は、複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎの総利得を制御することで、電力増幅器１０の出力信号の平均電力を調整する。電力制御部１４で平均電力が調整された出力信号（変調信号）は、変調信号出力端子１６から出力される。

本実施形態の電力増幅器１０においては、包絡線信号の増幅は、ＡＤ変換器１１と、スイッチングアンプ１２と、ローパスフィルタ１３と、で行われる。具体的には、ＡＤ変換器１１において、高周波変調信号に含まれる包絡線信号を時間離散信号に変換し、スイッチングアンプ１２において、ＡＤ変換器１１の出力信号を増幅し、ローパスフィルタ１３において、スイッチングアンプ１２の出力信号から高周波ノイズを除去する。ローパスフィルタ１３の出力信号は、複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎに電源として供給される。

一方、電力増幅器１０の出力信号の平均電力の調整は、電力制御部１４と、複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎと、で行われる。具体的には、ローパスフィルタ１３の出力信号が電源として供給される複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎを用いて、高周波変調信号に含まれる搬送波信号の増幅を行う。このとき、電力制御部１４は、複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎの総利得を制御することで、電力増幅器１０の出力信号の平均電力を調整する。

すなわち、本実施形態の電力増幅器１０は、包絡線信号の増幅と出力信号の平均電力の調整とを独立して行っている。

したがって、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の通信において電波強度を調整するために、電力増幅器１０の出力信号の平均電力を調整する場合にも、包絡線信号の増幅経路にあるＡＤ変換器１１の前段では、出力信号の平均電力の調整は行われない。

よって、ＡＤ変換器１１へ入力信号として入力される包絡線信号の平均電力は、出力信号の平均電力によって変化せず、常に略一定となる。

その結果、ＡＤ変換器１１の出力信号のＳＮＲは常に略一定になるため、電力増幅器１０の出力信号のＳＮＲを常に略一定とすることができる。

図５に、本実施形態の電力増幅器１０における出力信号の平均電力と出力信号のＡＣＰＲ（Adjacent Channel Power Ratio）の関係を示す。

図１および図２に示したポーラ変調型電力増幅器では、出力信号の平均電力を低下させると、出力信号のＡＣＰＲが増大していた。この原因は、出力信号の平均電力を下げようとすると、これに伴ってＡＤ変換器への入力信号の平均電力を下げる必要があり、結果としてＡＤ変換器の出力信号のＳＮＲが低下していたためである。

これに対して、本実施形態の電力増幅器１０では、出力信号の平均電力の調整は、ＡＤ変換器１１がある包絡線信号の増幅経路とは独立した経路にある、電力制御部１４と複数の高周波電力増幅器１５−１〜１５−ｎとで行うため、ＡＤ変換器１１への入力信号は平均電力が略一定となり、出力信号のＡＣＰＲは常に略一定となる。

（第２の実施形態）
図６に、本発明の第２の実施形態の電力増幅器１１０を備える電波送信機の構成を示す。

図６に示す電波送信機は、デジタルベースバンド部１０１と、極座標変換回路１０５と、電力増幅器１１０と、を備える。

また、デジタルベースバンド部１０１は、電力制御信号出力端子１０２と、Ｉ信号出力端子１０３と、Ｑ信号出力端子１０４と、を備える。また、極座標変換回路１０５は、Ｉ信号入力端子１０６と、Ｑ信号入力端子１０７と、包絡線信号出力端子１０８と、位相変調信号出力端子１０９と、を備える。また、電力増幅器１１０は、ＡＤ変換器１１１と、スイッチングアンプ１１２と、ローパスフィルタ１１３と、電力制御部１１４と、高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎ（ｎ≧２の整数）と、電力合成回路１１６と、変調信号出力端子１１７と、を備える。

デジタルベースバンド部１０１は、電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号を生成する。電力制御信号は、電力制御信号出力端子１０２から電力増幅器１１０へと出力される。また、Ｉ信号およびＱ信号は、それぞれ、Ｉ信号出力端子１０３およびＱ信号出力端子１０４から、極座標変換回路１０５へと出力される。

極座標変換回路１０５は、Ｉ信号入力端子１０６およびＱ信号入力端子１０７から、それぞれ、Ｉ信号およびＱ信号が入力される。極座標変換回路１０５は、入力されたＩ／Ｑ信号を基に高周波変調信号を生成する。さらに、極座標変換回路１０５は、高周波変調信号の振幅変調成分のみを含む包絡線信号を生成するとともに、高周波変調信号の位相変調成分のみを含み、搬送波周波数帯にアップコンバートされた、包絡線が略一定の位相変調信号を搬送波信号として生成する。包絡線信号および位相変調信号は、それぞれ、包絡線信号出力端子１０８および位相変調信号出力端子１０９から、電力増幅器１１０へと出力される。

電力増幅器１１０では、包絡線信号出力端子１０８から出力された包絡線信号は、ＡＤ変換器１１１へと入力される。また、電力制御信号出力端子１０２から出力された電力制御信号は、電力制御部１１４へと入力される。また、位相変調信号出力端子１０９から出力された位相変調信号は、高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎへと入力される。ＡＤ変換器１１１へ入力された包絡線信号は、常に略一定の平均電力を有している。これは、電力増幅器１１０の出力電力の制御を、ＡＤ変換器１１１の前段では行わず、包絡線信号の増幅経路とは別経路で行うためである。これに対し、図１に示したＥＥＲ型電力増幅器２１４では、ＥＥＲ型電力増幅器２１４の出力電力の制御を、ＡＤ変換器２１６の前段の可変利得増幅器２１３で行うため、ＡＤ変換器１１１へ入力される包絡線信号は平均電力が変化する。同様の理由により、高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎへ入力される位相変調信号も、常に略一定の平均電力を有している。

ＡＤ変換器１１１は、包絡線信号出力端子１０８から出力された包絡線信号を時間離散信号に変換し、スイッチングアンプ１１２へ出力する。

スイッチングアンプ１１２は、入力された時間離散信号を高効率に増幅し、高周波ノイズを除去するローパスフィルタ１１３を介して高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎの電源端子へと出力する。

電力制御部１１４は、電力制御信号出力端子１０２から出力された電力制御信号を基に、複数の高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎに対して出力する制御信号を個別に生成する。

高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎのそれぞれは、電力制御部１１４から出力された制御信号によって、オン状態になるかオフ状態になるかが決められる。オン状態にある高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎは、位相変調信号出力端子１０９から出力された位相変調信号を、電源として使用しているローパスフィルタ１１３から出力された包絡線信号と乗算して増幅し、変調信号を生成する。これに対して、オフ状態にある高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎは、変調信号を生成せず、休眠状態になる。高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎの出力信号は、電力合成回路１１６によって合成され、変調信号出力端子１１７から出力される。

Ｉ／Ｑ信号およびＩ／Ｑ信号から生成される変調信号は、通信データを内包する信号である。これに対して、電力制御信号は、通信装置間（例えば、携帯端末が携帯電話である場合は、携帯端末と基地局間）の距離によって電力増幅器１１０の出力信号の平均電力を変化させるための信号である。

本実施形態の電力増幅器１１０では、出力信号の平均電力は、オン状態にある高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎの出力電力の合計で調整する。このように、包絡線信号を増幅するために使用されるＡＤ変換器１１１は、その前段で出力信号の平均電力の調整が行われないため、常に略一定の平均電力の包絡線信号が入力される。したがって、包絡線信号は、ＡＤ変換器１１１によって略一定のＳＮＲの時間離散信号へと変換される。

本実施形態の電力増幅器１１０における主たるノイズ発生源はＡＤ変換器１１１であるため、ＡＤ変換器１１１の出力信号のＳＮＲが常に略一定になれば、変調信号出力端子１１７から出力される変調信号も略一定のＳＮＲとなる。

なお、本実施形態の電力増幅器１１０では、高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎの設計・制御方法は、所望の出力電力に合わせて変更することができる。

例えば、全ての高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎの飽和出力電力が等しくなるように設計すると、オン状態にある高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎの数と出力電力とが比例関係となり、出力電力の制御が容易になる。このとき、電力制御部１１４は、電力制御信号出力端子１０２から出力された電力制御信号を、０からｎまでのｎ＋１階調に変換し、ｎ＋１階調に変換された数値とオン状態になる高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎの数とが等しくなるように、高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎを制御する。

また、別の例として、高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎの飽和出力電力が、それぞれ１：２：４：・・・：２^{（ｎ−１）}のような比率となるように設計することも考えられる。このようにすると、出力電力を、出力電力の最小ステップ幅の０〜２^{（ｎ−１）}倍の範囲で制御できる。ここで、出力電力の最小ステップ幅は、高周波電力増幅器１１５−１の飽和電力に等しい。このとき、電力制御部１１４は、電力制御信号出力端子１０２から出力された電力制御信号を、ｎビット信号に変換し、最下位ビットから数えてｋ番目のビット（１≦ｋ≦ｎ）が１（Ｈｉｇｈ）のときには高周波電力増幅器１１５−ｋがオン状態になり、０（Ｌｏｗ）の時には高周波電力増幅器１１５−ｋがオフ状態になるように、高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎを制御する。

また、本実施形態の電力増幅器１１０では、位相変調信号出力端子１０９から出力される位相変調信号を、高周波変調信号の位相変調成分と振幅変調成分を含む変調信号に置き換えても良い。この場合、電力増幅器１１０は、エンベロープトラッキングと呼ばれる動作を行い、エンベロープトラッキング型電力増幅器として振舞うことになる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態の電力増幅器は、第２の実施形態で行っていた高周波電力増幅器１１５−１〜１１５−ｎのオン・オフ制御以外の方法でも、出力信号の平均電力を調整できるようにしたものである。

図７に、本発明の第３の実施形態の電力増幅器４１０を備える電波送信機の構成を示す。

図７に示す電波送信機は、第２の実施形態と同様に、デジタルベースバンド部４０１と、極座標変換回路４０５と、電力増幅器４１０と、を備える。

また、デジタルベースバンド部４０１は、電力制御信号出力端子４０２と、Ｉ信号出力端子４０３と、Ｑ信号出力端子４０４と、を備える。また、極座標変換回路４０５は、Ｉ信号入力端子４０６と、Ｑ信号入力端子４０７と、包絡線信号出力端子４０８と、位相変調信号出力端子４０９と、を備える。また、電力増幅器４１０は、可変利得増幅器４１８と、ＡＤ変換器４１１と、スイッチングアンプ４１２と、ローパスフィルタ４１３と、電力制御部４１４と、高周波可変利得増幅器４１９と、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎ（ｎ≧２の整数）と、電力合成回路４１６と、変調信号出力端子４１７と、を備える。

デジタルベースバンド部４０１は、電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号を生成する。電力制御信号は、電力制御信号出力端子４０２から、電力増幅器４１０へと出力される。Ｉ信号およびＱ信号は、それぞれ、Ｉ信号出力端子４０３およびＱ信号出力端子４０４から、極座標変換回路４０５へと出力される。

極座標変換回路４０５は、Ｉ信号入力端子４０６およびＱ信号入力端子４０７から、それぞれ、Ｉ信号およびＱ信号が入力される。極座標変換回路４０５は、入力されたＩ／Ｑ信号を基に高周波変調信号を生成する。さらに、極座標変換回路４０５は、高周波変調信号の振幅変調成分のみを含む包絡線信号を生成するとともに、高周波変調信号の位相変調成分のみを含み、搬送波周波数帯にアップコンバートされた、包絡線が略一定の位相変調信号を搬送波信号として生成する。包絡線信号および位相変調信号は、それぞれ、包絡線信号出力端子４０８および位相変調信号出力端子４０９から、電力増幅器４１０へと出力される。

電力増幅器４１０では、包絡線信号出力端子４０８から出力された包絡線信号は、可変利得増幅器４１８へと入力される。また、電力制御信号出力端子４０２から出力された電力制御信号は、電力制御部４１４へと入力される。また、位相変調信号出力端子４０９から出力された位相変調信号は、高周波可変利得増幅器４１９へと入力される。

可変利得増幅器４１８は、ＡＤ変換器４１１の前段に配置される。可変利得増幅器４１８は、電力制御部４１４によって利得を制御され、電力調整した包絡線信号をＡＤ変換器４１１へ出力する。

高周波可変利得増幅器４１９は、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの前段に配置される。高周波可変利得増幅器４１９も同様に、電力制御部４１４によって利得を制御され、電力調整した位相変調信号を高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎへ出力する。

ＡＤ変換器４１１は、可変利得増幅器４１８から出力された包絡線信号を時間離散信号に変換し、スイッチングアンプ４１２へ出力する。

スイッチングアンプ４１２は、入力された時間離散信号を高効率に増幅し、高周波ノイズを除去するローパスフィルタ４１３を介して高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの電源端子へと出力する。

電力制御部４１４は、電力制御信号出力端子４０２から出力された電力制御信号を基に、可変利得増幅器４１８、高周波可変利得増幅器４１９、および複数の高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎに対して出力する制御信号を個別に生成する。

高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎのそれぞれは、電力制御部４１４から出力された制御信号によって、オン状態になるかオフ状態になるかが決められる。オン状態にある高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎは、高周波可変利得増幅器４１９から出力された位相変調信号を、電源として使用しているローパスフィルタ４１３から出力された包絡線信号と乗算して増幅し、変調信号を生成する。これに対して、オフ状態にある高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎは、変調信号を生成せず、休眠状態になる。高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの出力信号は、電力合成回路４１６によって合成され、変調信号出力端子４１７から出力される。

本実施形態の電力増幅器４１０は、第２の実施形態の構成に可変利得増幅器４１８および高周波可変利得増幅器４１９を追加し、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎのオン・オフ制御以外の方法でも出力信号の平均電力を調整できるように変更したものである。この変更によって、オンに切り替える高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの数を少なくしても、線形性を大きく損なわずに十分な精度での出力信号の平均電力の調整を行うことができる。

図８に、本実施形態の電力増幅器４１０における、ＡＤ変換器４１１の入力電力と変調信号出力端子４１７の出力電力の関係を示す。

図８に示すように、本実施形態の電力増幅器４１０では、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎのオン・オフ切り替えは出力電力を大きく変える時に行い、出力電力の細かい調整は可変利得増幅器４１８の利得を変更して行う。図８のような電力制御を行うことによって、ＡＤ変換器４１１の入力電力の変動は、変調信号出力端子４１７の出力電力の変動に比べて小さい範囲に収めることができる。ＡＤ変換器４１１の出力信号のＳＮＲは、入力電力が大きいほど良い（図３参照）。したがって、変調信号出力端子４１７から出力される変調信号の線形性（ＡＣＰＲ）は、出力電力の大きさに対して図９のように振舞う。

なお、本実施形態の電力増幅器４１０では、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの設計・制御方法は、所望の出力電力に合わせて変更することができる。

例えば、全ての高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの飽和出力電力が等しくなるように設計すると、オン状態にある高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの数と出力電力とが比例関係となり、出力電力の制御が容易になる。このとき、電力制御部４１４は、電力制御信号出力端子４０２から出力された電力制御信号を、０からｎまでのｎ＋１階調に変換し、ｎ＋１階調に変換された数値とオン状態になる高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの数とが等しくなるように、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎを制御する。

また、別の例として、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの飽和出力電力が、それぞれ１：２：４：・・・：２^{（ｎ−１）}のような比率となるように設計することも考えられる。このようにすると、出力電力を、出力電力の最小ステップ幅の０〜２^{（ｎ−１）}倍の範囲で制御できる。ここで、出力電力の最小ステップ幅は、高周波電力増幅器４１５−１の飽和電力に等しい。このとき、電力制御部４１４は、電力制御信号出力端子４０２から出力された電力制御信号を、ｎビット信号に変換し、最下位ビットから数えてｋ番目のビット（１≦ｋ≦ｎ）が１（Ｈｉｇｈ）のときには高周波電力増幅器４１５−ｋがオン状態になり、０（Ｌｏｗ）の時には高周波電力増幅器４１５−ｋがオフ状態になるように、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎを制御する。

高周波可変利得増幅器４１９は、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎを最適な飽和状態で動作させるためのものである。高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎは飽和動作か休眠状態か二者択一の状態をとるが、ローパスフィルタ４１３から供給される電源の平均電圧が変化すると線形性や効率が変化する。この線形性や効率の変化は、高周波可変利得増幅器４１９によって、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎの平均入力電力を調整することで補正できる。ただし、高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎが飽和するのに十分な電力を有していれば動作上問題ない。したがって、高周波可変利得増幅器４１９は、本実施形態に必須の構成要素ではなく、位相変調信号出力端子４０９と高周波電力増幅器４１５−１〜４１５−ｎを直結することとして、省略することも可能である。

なお、本実施形態の電力増幅器４１０では、位相変調信号出力端子４０９から出力される位相変調信号を、高周波変調信号の位相変調成分と振幅変調成分を含む変調信号に置き換えても良い。この場合、電力増幅器４１０は、エンベロープトラッキングと呼ばれる動作を行い、エンベロープトラッキング型電力増幅器として振舞うことになる。

（第４の実施形態）
図１０に、本発明の第４の実施形態の電力増幅器５１０を備える電波送信機の構成を示す。

図１０に示す電波送信機は、第２および第３の実施形態と同様に、デジタルベースバンド部５０１と、極座標変換回路５０５と、電力増幅器５１０と、を備える。

また、デジタルベースバンド部５０１は、電力制御信号出力端子５０２と、Ｉ信号出力端子５０３と、Ｑ信号出力端子５０４と、を備える。また、極座標変換回路５０５は、Ｉ信号入力端子５０６と、Ｑ信号入力端子５０７と、包絡線信号出力端子５０８と、位相変調信号出力端子５０９と、を備える。また、電力増幅器５１０は、ＡＤ変換器５１１と、スイッチングアンプ５１２と、ローパスフィルタ５１３と、電力制御部５１４と、前置高周波電力増幅器５１５と、高周波スイッチ５１６−１〜５１６−ｎ（ｎ≧１の整数）と、高周波電力増幅器５１７−１〜５１７−ｎ（ｎ≧１の整数）と、整合回路５１８−１〜５１８−ｎ（ｎ≧１の整数）と、変調信号出力端子５１９と、を備える。なお、本実施形態においては、電力増幅器５１０は、複数（ｎ＋１）個の高周波電力増幅器を有しているが、初段を特に前置高周波電力増幅器５１５と表し、それ以外を高周波電力増幅器５１７−１〜５１７−ｎと表している。

デジタルベースバンド部５０１は、電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号を生成する。電力制御信号は、電力制御信号出力端子５０２から、電力増幅器５１０へと出力される。また、Ｉ信号およびＱ信号は、それぞれ、Ｉ信号出力端子５０３とＱ信号出力端子５０４から、極座標変換回路５０５へと出力される。

極座標変換回路５０５は、Ｉ信号入力端子５０６およびＱ信号入力端子５０７から、それぞれ、Ｉ信号およびＱ信号が入力される。極座標変換回路５０５は、入力されたＩ／Ｑ信号を基に高周波変調信号を生成する。さらに、極座標変換回路５０５は、高周波変調信号の振幅変調成分のみを含む包絡線信号を生成するとともに、高周波変調信号の位相変調成分のみを含み、搬送波周波数帯にアップコンバートされた、包絡線が略一定の位相変調信号を搬送波信号として生成する。包絡線信号および位相変調信号は、それぞれ、包絡線信号出力端子５０８および位相変調信号出力端子５０９から、電力増幅器５１０へと出力される。

電力増幅器５１０では、包絡線信号出力端子５０８から出力された包絡線信号は、ＡＤ変換器５１１へと入力される。また、電力制御信号出力端子５０２から出力された電力制御信号は、電力制御部５１４へと入力される。また、位相変調信号出力端子５０９から出力された位相変調信号は、前置高周波電力増幅器５１５へと入力される。ＡＤ変換器５１１へと入力された信号は、常に略一定の平均電力を有している。これは、電力増幅器５１０の出力電力の制御を、ＡＤ変換器５１１の前段では行わず、包絡線信号の増幅経路とは別経路で行うためである。同様の理由により、前置高周波電力増幅器５１５へ入力される信号も、常に略一定の平均電力を有している。

ＡＤ変換器５１１は、包絡線信号出力端子５０８から出力された包絡線信号を時間離散信号に変換し、スイッチングアンプ５１２へ出力する。

スイッチングアンプ５１２は、入力された時間離散信号を高効率に増幅し、高周波ノイズを除去するローパスフィルタ５１３を介して前置高周波電力増幅器５１５および高周波電力増幅器５１７−１〜５１７−ｎの電源へと出力する。

電力制御部５１４は、電力制御信号出力端子５０２から出力された電力制御信号を基に、高周波スイッチ５１６−１〜５１６−ｎに対して出力する制御信号を個別に生成する。

前置高周波電力増幅器５１５は、位相変調信号出力端子５０９から出力された位相変調信号と、電源として使用しているローパスフィルタ５１３から出力された包絡線信号と、を乗算して増幅し、出力信号を後段の高周波スイッチ５１６−１へ出力する。

高周波スイッチ５１６−１〜５１６−ｎは、それぞれ高周波電力増幅器５１７−１〜５１７−ｎの前段に接続される、入力１端子・出力２端子のスイッチである。高周波スイッチ５１６−１は、入力端子が前置高周波電力増幅器５１５に接続され、第１の出力端子が後段の高周波電力増幅器５１７−１に接続される。高周波スイッチ５１６−ｋ（２≦ｋ≦ｎ）は、入力端子が前段の高周波電力増幅器５１７−ｏ（ｏ＝ｋ−１）に接続され、第１の出力端子が後段の高周波電力増幅器５１７−ｋに接続される。なお、高周波スイッチ５１６−ｋ（１≦ｋ≦ｎ）は、それぞれ第２の出力端子が整合回路５１８−ｋに接続される。

高周波電力増幅器５１７−ｋ（１≦ｋ≦ｎ−１）は、前段の高周波スイッチ５１６−ｋの出力信号を増幅し、出力信号を後段の高周波スイッチ５１６−ｍ（ｍ＝ｋ＋１）へ出力する。高周波電力増幅器５１７−ｎは、前段の高周波スイッチ５１６−ｎの出力信号を増幅し、出力信号を変調信号出力端子５１９に出力する。

高周波スイッチ５１６−ｋ（１≦ｋ≦ｎ−１）は、前置高周波電力増幅器５１５から出力された位相変調信号を、高周波電力増幅器５１７−ｋで増幅して後段の高周波スイッチ５１６−ｍ（ｍ＝ｋ＋１）に送るか、整合回路５１８−ｋを介して変調信号出力端子５１９から出力するかを、電力制御部５１４から出力された制御信号によって決める。高周波スイッチ５１６−ｋが全て高周波電力増幅器５１７−ｋ側に接続された場合、位相変調信号出力端子５０９から出力された位相変調信号は、高周波スイッチ５１６−ｎまで到達する。このとき、高周波スイッチ５１６−ｎは、入力された位相変調信号を高周波電力増幅器５１７−ｎで増幅して後段の変調信号出力端子５１９から出力するか、整合回路５１８−ｎを介して変調信号出力端子５１９から出力するかを、電力制御部５１４から出力された制御信号によって決める。

本実施形態の電力増幅器５１０では、高周波電力増幅器５１７−１〜５１７−ｎは、後段に行くほど飽和出力電力が大きくなるように設計する。

例えば、高周波電力増幅器５１７−１〜５１７−ｎの飽和出力電力が、それぞれ１：Ａ：Ａ^２：・・・：Ａ^{（ｎ−１）}のような比率となるように設計すると、デシベルスケールでの出力電力のステップ幅が略一定となり、電力制御が容易となる。ここで、Ａは任意の正の実数である。このとき、電力制御部５１４は、電力制御信号出力端子５０２から出力された電力制御信号を、対数に変換した後に、０からｎまでのｎ＋１階調に変換する。ｎ＋１階調に変換された数値がｊ−１（１≦ｊ≦ｎ）であった場合、電力制御部５１４は、位相変調信号が整合回路５１８−ｊを介して変調信号出力端子５１９から出力されるように、高周波スイッチ５１６−１〜５１６−ｎを制御する。

電力増幅器５１０全体の利得は、高周波電力増幅器５１７−１〜５１７−ｎの何段目までを使用するかによって決まるため、高周波スイッチ５１６−１〜５１６−ｎの選択によって出力信号の平均電力を調整できる。また、第２の実施形態と同様に、ＡＤ変換器５１１へ入力される包絡線信号が常に略一定の平均電力となるため、変調信号出力端子５１９から出力される変調信号のＳＮＲが常に略一定となる。

また、本実施形態の電力増幅器５１０では、位相変調信号出力端子５０９から出力される位相変調信号を、高周波変調信号の位相変調成分と振幅変調成分を含む変調信号に置き換えても良い。その場合、前置高周波電力増幅器５１５を取り除き、位相変調出力端子５０９と高周波スイッチ５１６−１とを直結することができる。この場合、電力増幅器５１０はエンベロープトラッキングと呼ばれる動作を行い、エンベロープトラッキング型電力増幅器として振舞うことになる。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態の電力増幅器は、第４の実施形態で行っていた高周波スイッチ５１６−１〜５１６−ｎの切り替え制御以外の方法でも、出力信号の平均電力を調整できるようにしたものである。

図１１に、本発明の第５の実施形態の電力増幅器６１０を備える電波送信機の構成を示す。

図１１に示す電波送信機は、第２〜第４の実施形態と同様に、デジタルベースバンド部６０１と、極座標変換回路６０５と、電力増幅器６１０と、を備える。

また、デジタルベースバンド部６０１は、電力制御信号出力端子６０２と、Ｉ信号出力端子６０３と、Ｑ信号出力端子６０４と、を備える。また、極座標変換回路６０５は、Ｉ信号入力端子６０６と、Ｑ信号入力端子６０７と、包絡線信号出力端子６０８と、位相変調信号出力端子６０９と、を備える。電力増幅器６１０は、可変利得増幅器６２０と、ＡＤ変換器６１１と、スイッチングアンプ６１２と、ローパスフィルタ６１３と、電力制御部６１４と、高周波可変利得増幅器６２１と、前置高周波電力増幅器６１５と、高周波スイッチ６１６−１〜６１６−ｎ（ｎ≧１の整数）と、高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎ（ｎ≧１の整数）と、整合回路６１８−１〜６１８−ｎ（ｎ≧１の整数）と、変調信号出力端子６１９と、を備える。なお、本実施形態においては、電力増幅器６１０は、複数（ｎ＋１）個の高周波電力増幅器を有しているが、初段を特に前置高周波電力増幅器６１５と表し、それ以外を高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎと表している。

デジタルベースバンド部６０１は、電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号を生成する。電力制御信号は、電力制御信号出力端子６０２から、電力増幅器６１０へと出力される。また、Ｉ信号およびＱ信号は、それぞれ、Ｉ信号出力端子６０３およびＱ信号出力端子６０４から、極座標変換回路６０５へと出力される。

極座標変換回路６０５は、Ｉ信号入力端子６０６およびＱ信号入力端子６０７から、それぞれ、Ｉ信号およびＱ信号が入力される。極座標変換回路６０５は、入力されたＩ／Ｑ信号を基に高周波変調信号を生成する。さらに、極座標変換回路６０５は、高周波変調信号の振幅変調成分のみを含む包絡線信号を生成するとともに、高周波変調信号の位相変調成分のみを含み、搬送波周波数帯にアップコンバートされた、包絡線が略一定の位相変調信号を搬送波信号として生成する。包絡線信号および位相変調信号は、それぞれ、包絡線信号出力端子６０８および位相変調信号出力端子６０９から、電力増幅器６１０へと出力される。

電力増幅器６１０では、包絡線信号出力端子６０８から出力された包絡線信号は、可変利得増幅器６２０へと入力される。また、電力制御信号出力端子６０２から出力された電力制御信号は、電力制御部６１４へと入力される。また、位相変調信号出力端子６０９から出力された位相変調信号は、高周波可変利得増幅器６２１へと入力される。

可変利得増幅器６２０は、ＡＤ変換器６１１の前段に配置される。可変利得増幅器６２０は、電力制御部６１４によって利得を制御され、電力調整した包絡線信号をＡＤ変換器６１１へ出力する。

高周波可変利得増幅器６２１は、前置高周波電力増幅器６１５の前段に配置される。高周波可変利得増幅器６２１も同様に、電力制御部６１４によって利得を制御され、電力調整した変調信号を前置高周波電力増幅器６１５へ出力する。

ＡＤ変換器６１１は、可変利得増幅器６２０から出力された包絡線信号を時間離散信号に変換し、スイッチングアンプ６１２へ出力する。

スイッチングアンプ６１２は、入力された時間離散信号を高効率に増幅し、高周波ノイズを除去するローパスフィルタ６１３を介して前置高周波電力増幅器６１５および高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎの電源端子へと出力する。

電力制御部６１４は、電力制御信号出力端子６０２から出力された電力制御信号を基に、複数の可変利得増幅器６２０、高周波可変利得増幅器６２１、および高周波スイッチ６１６−１〜６１６−ｎに対して出力する制御信号を個別に生成する。

前置高周波電力増幅器６１５は、高周波可変利得増幅器６２１から出力された位相変調信号と、電源として使用しているローパスフィルタ６１３から出力された包絡線信号と、を乗算して増幅し、出力信号を後段の高周波スイッチ６１６−１へ出力する。

高周波スイッチ６１６−１〜６１６−ｎは、それぞれ高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎの前段に接続される、入力１端子・出力２端子のスイッチである。高周波スイッチ６１６−１は、入力端子が前置高周波電力増幅器６１５に接続され、第１の出力端子が後段の高周波電力増幅器６１７−１に接続される。高周波スイッチ６１６−ｋ（２≦ｋ≦ｎ）は、入力端子が前段の高周波電力増幅器６１７−ｏ（ｏ＝ｋ−１）に接続され、第１の出力端子が後段の高周波電力増幅器６１７−ｋに接続される。なお、高周波スイッチ６１６−ｋ（１≦ｋ≦ｎ）は、それぞれ第２の出力端子が整合回路６１８−ｋに接続される。

高周波電力増幅器６１７−ｋ（１≦ｋ≦ｎ−１）は、前段の高周波スイッチ６１６−ｋの出力信号を増幅し、出力信号を後段の高周波スイッチ６１６−ｍ（ｍ＝ｋ＋１）へ出力する。高周波電力増幅器６１７−ｎは、前段の高周波スイッチ６１６−ｎの出力信号を増幅し、出力信号を変調信号出力端子６１９に出力する。

高周波スイッチ６１６−ｋ（１≦ｋ≦ｎ−１）は、前置高周波電力増幅器６１５から出力された位相変調信号を高周波電力増幅器６１７−ｋで増幅して後段の高周波スイッチ６１６−ｍ（ｍ＝ｋ＋１）に送るか、整合回路６１８−ｋを介して変調信号出力端子６１９から出力するかを、電力制御部６１４から出力された制御信号によって決める。高周波スイッチ６１６−ｋが全て高周波電力増幅器６１６−ｋ側に接続された場合、位相変調信号出力端子６０９から出力された位相変調信号は高周波スイッチ６１６−ｎまで到達する。このとき、高周波スイッチ６１６−ｎは、入力された位相変調信号を高周波電力増幅器６１７−ｎで増幅して後段の変調信号出力端子６１９から出力するか、整合回路６１８−ｎを介して変調信号出力端子６１９から出力するかを、電力制御部６１４から出力された制御信号によって決める。

本実施形態の電力増幅器６１０では、高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎは、後段に行くほど飽和出力電力が大きくなるように設計する。

例えば、高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎの飽和出力電力が、それぞれ１：Ａ：Ａ^２：・・・：Ａ^{（ｎ−１）}のような比率となるように設計すると、デシベルスケールでの出力電力のステップ幅が略一定となり、電力制御が容易となる。ここで、Ａは任意の正の実数である。このとき、電力制御部６１４は、電力制御信号出力端子６０２から出力された電力制御信号を、対数に変換した後に、０からｎまでのｎ＋１階調に変換する。ｎ＋１階調に変換された値がｊ−１（１≦ｊ≦ｎ）であった場合、電力制御部６１４は、位相変調信号が整合回路６１８−ｊを介して変調信号出力端子６１９から出力されるように、高周波スイッチ６１６−１〜６１６−ｎを制御する。

電力増幅器６１０全体の利得は、高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎの何段目までを使用するかによって決まるため、高周波スイッチ６１６−１〜６１６−ｎの選択によって出力信号の平均電力を調整できる。また、第３の実施形態と同様に、可変利得増幅器６２０を用いた利得制御を併用することで、図９のような出力電力と線形性の関係を得ることができる。

高周波可変利得増幅器６２１は、前置高周波電力増幅器６１５、および高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎを最適な飽和状態で動作させるためのものである。前置高周波電力増幅器６１５、および高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎは、ローパスフィルタ６１３から供給される電源の平均電圧が変化すると、線形性や効率が変化する。この線形性や効率の変化は、高周波可変利得増幅器６２１によって、高周波電力増幅器６１７−１〜６１７−ｎの平均入力電力を調整することで補正できる。ただし、前置高周波電力増幅器６１５が飽和するのに十分な電力を有していれば動作上問題ない。したがって、高周波可変利得増幅器６２１は、本実施形態に必須の構成要素ではなく、位相変調信号出力端子６０９と前置高周波電力増幅器６１５とを直結することとして、省略することも可能である。

また、本実施形態の電力増幅器６１０では、位相変調信号出力端子６０９から出力される位相変調信号を、高周波変調信号の位相変調成分と振幅変調成分を含む変調信号に置き換えても良い。その際、前置高周波電力増幅器６１５を取り除き、位相変調出力端子６０９と高周波スイッチ６１６−１とを直結することができる。この場合、電力増幅器６１０は、エンベロープトラッキングと呼ばれる動作を行い、エンベロープトラッキング型電力増幅器として振舞うことになる。

以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

本出願は、２００７年１１月５日に出願された日本出願特願２００７−２８７２８２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (15)

1. 高周波変調信号を増幅する電力増幅器であって、
   前記高周波変調信号に含まれる、当該高周波変調信号の振幅変調成分のみを含む包絡線信号を増幅する第１の処理部と、
   前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整する第２の処理部と、を有し、
   前記第１の処理部は、
   前記包絡線信号を時間離散信号に変換するＡＤ変換器と、
   前記ＡＤ変換器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
   前記スイッチングアンプの出力信号から高周波ノイズを除去するローパスフィルタと、を含み、
   前記第２の処理部は、
   前記ローパスフィルタの出力信号が電源として供給され、前記高周波変調信号に含まれる搬送波信号を増幅するための複数の高周波電力増幅器と、
   前記高周波変調信号とは独立した電力制御信号に基づいて、前記複数の高周波電力増幅器の総利得を制御することで、前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整する電力制御部と、を含むことを特徴とする電力増幅器。
2. 前記複数の高周波電力増幅器は、並列に配置されており、
   前記複数の高周波電力増幅器の各々は、前記搬送波信号と前記電源を乗算して増幅し、
   前記電力増幅器は、
   前記複数の高周波電力増幅器の出力信号を合成して外部に出力する電力合成回路をさらに有し、
   前記電力制御部は、前記複数の高周波電力増幅器のオン・オフ制御を行うことで、前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整することを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器。
3. 前記ＡＤ変換器の前段に配置された可変利得増幅器をさらに備え、
   前記電力制御部は、前記可変利得増幅器の利得を制御する、請求項２に記載の電力増幅器。
4. 前記複数の高周波電力増幅器の前段に配置された高周波可変利得増幅器をさらに備え、
   前記電力制御部は、前記高周波可変利得増幅器の利得を制御する、請求項２または３に記載の電力増幅器。
5. 前記ＡＤ変換器へ入力される前記包絡線信号の平均電力は略一定である、請求項２から４のいずれか１項に記載の電力増幅器。
6. 前記搬送波信号は、前記高周波変調信号の位相変調成分のみを含む信号である、請求項２から５のいずれか１項に記載の電力増幅器。
7. 前記搬送波信号は、前記高周波変調信号の位相変調成分と振幅変調成分を含む信号である、請求項２から５のいずれか１項に記載の電力増幅器。
8. 前記複数の高周波電力増幅器は、直列に配置されており、
   前記電力増幅器は、
   前記複数の高周波電力増幅器の各々の間に配置された入力１端子・出力２端子の高周波スイッチであって、入力端子が前段の前記高周波電力増幅器に接続され、第１の出力端子が後段の前記高周波電力増幅器に接続された高周波スイッチと、
   前記高周波スイッチの第２の出力端子に接続され、出力信号を外部に出力する整合回路と、をさらに有し、
   初段の前記高周波電力増幅器は、前記搬送波信号と前記電源を乗算して増幅し、出力信号を後段の前記高周波スイッチへ出力し、
   初段および最終段以外の前記高周波電力増幅器は、前段の前記高周波スイッチの出力信号を増幅し、出力信号を後段の前記高周波スイッチへ出力し、
   最終段の高周波電力増幅器は、前段の前記高周波スイッチの出力信号を増幅し、出力信号を外部に出力し、
   前記電力制御部は、前記高周波スイッチの切り替え制御を行うことで、前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整することを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器。
9. 前記ＡＤ変換器の前段に配置された可変利得増幅器をさらに備え、
   前記電力制御部は、前記可変利得増幅器の利得を制御する、請求項８に記載の電力増幅器。
10. 前記複数の高周波電力増幅器の前段に配置された高周波可変利得増幅器をさらに備え、
    前記電力制御部は、前記高周波可変利得増幅器の利得を制御する、請求項８または９に記載の電力増幅器。
11. 前記ＡＤ変換器へ入力される前記包絡線信号の平均電力は略一定である、請求項８から１０のいずれか１項に記載の電力増幅器。
12. 前記搬送波信号は、前記高周波変調信号の位相変調成分のみを含む信号である、請求項８から１１のいずれか１項に記載の電力増幅器。
13. 前記搬送波信号は、前記高周波変調信号の位相変調成分と振幅変調成分を含む信号である、請求項８から１１のいずれか１項に記載の電力増幅器。
14. 請求項２から７のいずれか１項に記載の電力増幅器を備える電波送信機であって、
    前記電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号を生成するデジタルベースバンド回路と、
    前記デジタルベースバンド回路から出力されるＩ信号およびＱ信号を基に、前記包絡線信号および前記搬送波信号を生成する極座標変換回路と、をさらに備え、
    前記ＡＤ変換器は、前記極座標変換回路から出力される前記包絡線信号を入力し、
    前記複数の高周波電力増幅器は、前記極座標変換回路から出力される前記搬送波信号を入力し、
    前記電力制御部は、前記デジタルベースバンド回路から出力される前記電力制御信号を入力し、当該電力制御信号を基に、前記複数の高周波電力増幅器のオン・オフ制御を行うことで、前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整することを特徴とする電波送信機。
15. 請求項８から１３のいずれか１項に記載の電力増幅器を備える電波送信機であって、
    前記電力制御信号、Ｉ信号、およびＱ信号を生成するデジタルベースバンド回路と、
    前記デジタルベースバンド回路から出力されるＩ信号およびＱ信号を基に、前記包絡線信号および前記搬送波信号を生成する極座標変換回路と、をさらに備え、
    前記ＡＤ変換器は、前記極座標変換回路から出力される前記包絡線信号を入力し、
    前記複数の高周波電力増幅器のうち初段の高周波電力増幅器は、前記極座標変換回路から出力される前記搬送波信号を入力し、
    前記電力制御部は、前記デジタルベースバンド回路から出力される前記電力制御信号を入力し、当該電力制御信号を基に、前記高周波スイッチの切り替え制御を行うことで、前記電力増幅器の出力信号の平均電力を調整することを特徴とする電波送信機。

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