CN1581682B

CN1581682B - 功率放大器

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Publication number: CN1581682B
Application number: CN2004100564000A
Authority: CN
Inventors: 陈凝; 铃木恭宜; 广田哲夫; 山尾泰
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2003-08-07
Filing date: 2004-08-06
Publication date: 2010-04-28
Anticipated expiration: 2024-08-06
Also published as: DE602004021751D1; CN1581682A; CN101320963B; CN101320963A; EP1793492A1; US7119621B2; ATE463076T1; EP1505725A1; EP1505725B1; US20050030104A1; KR100749899B1; KR20050016200A; DE602004026366D1; EP1793492B1

Abstract

一种功率放大器。该功率放大器(1)，输入输入信号(10)，并响应该输入信号，将放大后的信号作为输出信号(11)输出，其由以下各单元构成：并联连接的N(N是大于等于2的整数)个功率放大单元(12)，其响应输入信号(10)而输出放大信号；输出合成单元(14)，其合成来自该N个功率放大器(12)的各个信号，并将其作为该功率放大器的输出信号(11)输出；以及振幅控制单元(15)，其根据上述输入信号(10)的振幅，从上述N个功率放大器(12)中选择应该动作的功率放大单元。从而能够在恒定振幅信号的情况下，在连续的功率范围内控制输出功率，并在非恒定振幅信号的情况下，进行低失真且高效率的放大。

Description

功率放大器

技术领域

本发明涉及功率放大器，尤其涉及在连续的功率范围内能够控制输出功率的功率放大器，并且，尤其涉及对调制信号进行高效率放大的功率放大器。

背景技术

以往，公知有一种为了进行高效率放大，通过并联多个功率放大单元而构成功率放大器的技术(非专利文献1)。

图1示出了功率放大器的基本结构的以往示例。该以往的功率放大器由多个F级放大电路构成。各F级放大电路由场效应晶体管(FiledEffect Transistor，也称为FET)、连接FET漏极的λ/4传输线、电容器C、谐调电路、电阻、用于将来自电压Vdd的直流电源连接到FET上的RF扼流圈(也称为RFC)、以及向FET提供必要信号输入电平的驱动器构成。通过使各F级放大电路的λ/4传输线在输出侧连接，将来自多个F级放大电路的输出信号合成，构成发送输出信号。

另外，通过切断驱动器的输出，可以停止对应的F级放大电路的动作。

各F级放大电路一般具有如图2所示的输入输出功率特性(也称为输入输出特性)以及对应电源效率(即输出信号的功率与电源供给的直流功率的比，以下只称为效率)的输入功率特性。输出功率位于饱和输出功率Ps附近(或者输入功率位于饱和输入功率附近)时，可以获得高效率，但输入输出特性呈很强的非线性。另外，在输入输出功率小的区域内，输入输出特性呈现良好的线性，但效率却显著降低。

图1所示的以往的结构主要应用于恒定振幅(振幅一定)的发送输入信号的放大，所以，即使存在输入输出特性的非线性，也不会造成严重问题。因此，通过使各F级放大电路在饱和输出的状态下工作，可以获得高效率。在图1的以往的结构中，通过对工作的F级放大电路的个数进行控制，可以获得多个发送输出信号的功率级。即，可以进行发送功率控制。而且，即使在不同的发送功率级上也能获得高效率。

另外，还公知有以下的以往的技术：为了防止因无线发送机的发送频率变化而导致的合成输出信号的相互调制失真的恶化，对并联设置的晶体管功率放大器的前级的可变衰减器的衰减量进行控制，不会使两个晶体管功率放大电路的工作状态产生很大的差异(专利文献1)。

非专利文献1：Alireza Shirvani，David K.Su，and Bruce A.Wooley，“A CMOS RF Power Amplifier With Parallel Amplification forEfficient Power Control，”IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS.VOL.37，NO.6，JUNE 2002.

专利文献1：特开2001-237651号公报

图1所示的以往的结构适于恒定振幅信号的高效率放大以及发送功率控制。然而，存在着如下的问题：非恒定振幅信号时的发送功率控制的功率级是离散的，不能获得连续的输出功率级。

而且，还存在着如下的问题：在使用该以往结构进行非恒定振幅信号(振幅非一定信号)的功率放大时，由于各F级放大电路的强非线性，发送输出信号中会产生很大失真。

另外，即使在进行非恒定振幅信号的发送输出信号的功率控制(即，该平均功率的控制)的情况下，也存在着所获得的平均功率级是离散的，不能获得连续的平均输出功率级的问题。

发明内容

因此，本发明是鉴于以上的问题点而作出的，其目的在于：提供一种在恒定振幅信号的情况下，在连续的功率范围内能够控制输出功率，另一方面，在非恒定振幅信号的情况下，能够进行高效率放大的功率放大器，和提供一种在连续的功率范围内能够控制平均输出功率的功率放大器。

并且提供一种在输出频带内，能够更加低失真并且高效率地生成非恒定振幅的输出信号的高效率功率放大器。

为了达到上述目的，本发明的功率放大器是一种输入输入信号10，并响应该输入信号，将放大后的信号作为输出信号11输出的功率放大器1(图3)，其由以下各单元构成：

并联连接的N(N是大于等于2的整数)个功率放大单元12，使其响应上述输入信号10，并输出放大信号；

输出合成单元14，其合成来自该N个功率放大器12的各个信号，并将其作为该功率放大器的输出信号11输出；以及

振幅控制单元15，其根据上述输入信号10的振幅，从上述N个功率放大器12中选择应该动作的功率放大单元。

上述功率放大器也可以具有如下的特征：即上述振幅控制单元15由对该功率放大器的输入信号的振幅进行调整的N个并联的振幅调整器以及控制器构成，该控制器为了使上述输出信号的振幅相对于上述输入信号的振幅变成实际上连续的函数，从上述N个功率放大单元中选择应该动作的功率放大单元并使其动作，而且对上述振幅调整器进行控制。

另外，上述功率放大器也可以具有使上述控制器根据上述输入信号的振幅选择上述功率放大单元，并对上述振幅调整器进行控制的特征。

根据本发明的功率放大器，输出功率相对于输入功率可以变为连续的函数，其结果是在连续的功率范围内可以进行高效率的发送功率控制。

根据本发明的一实施例的功率放大器，补偿各功率放大单元的输入输出特性的非线性，构成等效线性放大器，并且，通过按照输入信号的瞬时功率来组合等效线性放大器，可以构成线性的、高效率的放大器。由此，即使对于非恒定振幅的发送输入信号也能实现高效率、线性的放大。另外，在使用N个功率放大单元的情况下，通过增大N可以扩大能够进行高效率放大的输入输出功率范围。该特征在对峰值-平均值功率比(PAPR)大的非恒定振幅信号进行放大时特别有利。另外，在该情况下，通过调整输入信号的平均功率可以连续地控制输出信号的平均功率。

另外，根据本发明的其他实施例的功率放大器，通过根据调制信号的振幅对工作的饱和放大单元的个数进行控制，可以生成AM调制波或者QAM调制波的发送输出信号。另外，各饱和放大单元只对来自本机振荡器的恒定振幅信号进行放大，所以可以进行高效率的动作。因此，本发明实施例结构的整体也变为高效率。另外，通过设置足够数量的饱和放大单元，或者通过设置用于补偿误差成分的线性放大单元，可以生成在发送频带内失真低的发送输出信号。

附图说明

图1是表示以往例的线性功率放大器的方框图。

图2是表示F级放大电路的输入输出功率特性的曲线图。

图3是本发明的基本实施例的功率放大器的方框图。

图4是本发明实施例1的功率放大器的方框图。

图5是本发明实施例2的功率放大器的方框图。

图6是本发明实施例3的功率放大器的方框图。

图7是本发明实施例7的功率放大器的方框图。

图8是表示本发明实施例1的功率放大器的输入输出功率特性的曲线图。

图9是表示本发明实施例2的功率放大器的输入输出功率特性的曲线图。

图10是表示本发明实施例2的等效线性放大器的输入输出功率特性的曲线图。

图11是对本发明实施例3的振幅调整器的功率放大单元的非线性进行补偿的方法的说明图。

图12是本发明实施例8的高效率发送信号发生器的方框图。

图13是本发明实施例9的高效率发送信号发生器的方框图。

图14是本发明实施例10的高效率发送信号发生器的方框图。

图15是本发明实施例11的高效率发送信号发生器的方框图。

图16是本发明实施例12的高效率发送信号发生器的方框图。

图17是本发明实施例13的高效率发送信号发生器的方框图。

图18是本发明实施例的输出合成电路的方框图。

图19是本发明实施例的可变输出匹配电路的方框图。

图20是本发明实施例的饱和输出单元的导通/切断结构例的方框图。

图21是表示本发明实施例的调制信号和发送输出信号的曲线图。

具体实施方式

本发明特别适用于无线通信发送机内的功率放大器，但不仅限于此，也可以应用于具有其他用途的功率放大器。

[基本实施例]

图3示出了本发明的基本实施例的功率放大器1。功率放大器1由N(N是大于等于2的整数)个功率放大单元12、输出合成单元14、以及振幅控制单元15构成。在本实施例中，利用振幅控制单元15调整发送输入信号10的功率，并将调整后的功率供给各功率放大单元12。振幅控制单元15根据输入信号进行功率放大单元12的导通/切断控制。输出合成单元14将来自正在动作(即，导通状态)的各功率放大单元12的输出信号合成为大致等于功率之和，并将其作为发送输出信号11输出。

功率放大单元12可以是例如使用FET等的放大元件的放大电路。该输入输出特性和效率特性一般与图2所示的F级放大器的特性类似。如果将功率放大单元12的饱和输出功率设为Ps，则可达到使输出为几乎接近该饱和功率Ps的高效率。

振幅控制单元15可以是包括微处理器的电路，能够根据来自发送输入信号10的信息控制其他电路元件。

振幅控制单元15为了使发送输出信号11的振幅相对于发送输入信号10的振幅为连续函数，进行N个功率放大单元12的导通/切断控制，以及对输入到其中的信号的功率调整系数进行控制。

[实施例1]

图4示出了本发明的实施例1的功率放大器101。功率放大器101由N(N是大于等于2的整数)个功率放大单元112、N个振幅调整器113、功率合成器114、以及控制器115构成。振幅控制单元15由N个振幅调整器113和控制器115构成。在本实施例中，利用各控制调整器113调整发送输入信号110的功率，并将调整后的功率供给各功率放大单元112。控制器115控制各振幅调整器113的功率调整系数，并且进行功率放大单元112的导通/切断控制。功率合成器114将来自正在动作(即，导通状态)的各功率放大单元112的输出信号合成为大致等于功率之和，并将其作为发送输出信号111输出。

功率放大单元112可以是例如使用FET等的放大元件的放大电路。该输入输出特性和效率特性一般与图2所示的F级放大器的特性类似。如果将功率放大单元112的饱和输出功率设为Ps，则可达到使输出为几乎接近该饱和功率Ps的高效率。

控制器115可以是包含微处理器的电路，能够根据来自发送输入信号110的信息控制其他电路元件。

振幅调整器113可以是公知的任意的调整器，响应来自控制器115的控制信号，对发送输入信号的振幅进行调整。

控制器115为了使发送输出信号111的振幅相对于发送输入信号110的振幅为连续函数，进行N个功率放大单元112的导通/切断控制，以及对振幅调整器113的功率调整系数进行控制。对于该控制，不失一般性，在N＝2的情况下，参照图8进行说明。

在图8所示的曲线图中，曲线a、b分别表示功率放大单元112-1和112-2的输入输出特性。例如将发送输入信号110的功率和所希望的发送输出信号111的功率的关系设为曲线c。在该情况下，将两个功率放大单元112-1和112-2的饱和输出功率分别设为Ps1、Ps2(Ps1＜Ps2)，将分别与其对应的输入功率设为P_a、P_b，并且，将发送输入信号110的功率设为x。

关于事先规定的输入功率级P₁、P₂、P₃，发送输入信号功率x在x≤P₁的范围内时，只选择功率放大单元112-1。并且，通过调整振幅调整器113-1的功率调整系数，当x从0变化到P₁时，向功率放大单元112-1的输入从0变化到Pa。由此，功率放大器112-1输出0～Ps1的功率。

接着，发送输入信号功率x在P₁＜x≤P₂的范围内时，只选择功率放大单元112-2。并且，通过调整振幅调整器113-2的功率调整系数，当x从P₁变化到P₂时，功率放大单元112-2的输出功率为Ps1～Ps2。

另外，发送输入信号功率x在P₂＜x≤P₃的范围内时，同时选择功率放大单元112-1和112-2，通过同时调整振幅调整器113-1和113-2，使得当x从P₂变化到P₃时，功率放大单元112-1和112-2的输出功率的和被调整为Ps2～Ps1+Ps2。

由此，发送输出信号111的功率在从0到(Ps1+Ps2)的范围内，如图8的曲线所示，可以获得连续的输入输出特性。并且，发送输入信号功率x在大于等于P₁的范围内，由于功率放大单元112-1和112-2分别在靠近饱和输出功率的领域内动作，所以可以获得高效率。

一般情况下，在图4所示的本实施例的结构中，输出功率在从0到∑Psi(Psi是各功率放大单元112-i的饱和输出功率)的范围内可以实现连续的输入输出特性。另外，发送输入信号功率x在大于等于Ps1(假设Ps1＜Psi，i＝2、3，…，N)的功率范围内可以获得高效率。另外，输入输出功率特性为连续函数的情况下，输入输出振幅特性也为连续函数。

[实施例2]

图5示出了本发明的实施例2的功率放大器102。功率放大器102与功率放大器101类似，但在功率放大器102中，在振幅调整器113和功率放大单元112之间插入有用于补偿功率放大单元112的非线性前置补偿器(Pre-distorter：也称为PD)116。各PD116和各功率放大单元112形成N个等效线性放大器117。各等效线性放大器117具有相同的增益值G。图9示出了各等效线性放大器117的输入输出特性(曲线a)以及作为其基础的功率放大单元112的输入输出特性(曲线b)。如果将功率放大单元112的饱和输出功率设为Ps，则等效线性放大器117在0～Ps的输出范围内具有线性的输入输出特性。另外，等效线性放大器117的效率在特定的输出功率(例如图9的P0)中，与功率放大单元112的效率相同。因此，等效线性放大器117的效率的输出具有几乎接近其最大输出功率Ps的高效率。

控制器115进行N个功率放大单元112的导通/切断控制(即，等效线性放大器117的导通/切断)，并且，对振幅调整器113的功率调整系数进行适当的控制。对于该控制，不失一般性，在N＝2的情况下，参照图10进行说明。

将两个等效线性放大器117-1和117-2的最大输出功率设为Ps1、Ps2(Ps1＜Ps2)。当发送输入信号110的功率x在x≤(Ps1/G)的范围内时，只选择等效线性放大器117-1。并且，将振幅调整器113-1的功率调整系数设为1。由此，发送输出信号111的功率为Gx。

接着，当发送输入信号110的功率x在(Ps1/G)＜x≤(Ps2/G)的范围内时，只选择等效线性放大器117-2。并且，将振幅调整器113-2的功率调整系数设为1。此时的发送输出信号111的功率也为Gx。

另外，当发送输入信号110的功率x在(Ps2/G)＜x≤[(Ps1+Ps2)/G]的范围内时，同时选择等效线性放大器117-1和117-2，并使其动作，将振幅调整器113-1、113-2的功率调整系数分别设定为Ps1/(Ps1+Ps2)、Ps2/(Ps1+Ps2)。其结果，发送输出信号111的功率为G[Ps1/(Ps1+Ps2)]x+G[Ps2/(Ps1+Ps2)]x＝Gx。因此，发送输出信号111在从0到(Ps1+Ps2)的范围内可以保证线性的输入输出特性。另外，发送输入信号功率x在大于等于Ps1/G的情况下，由于等效线性放大器117-1和117-2分别在接近最大输出功率的区域内动作，所以为高效率。

一般情况下，在图5所示的本实施例的结构中，输出功率在从0到∑Psi(Psi是各等效线性放大器117-i的饱和输出功率)的范围内可以实现连续的输入输出特性。另外，发送输入信号功率x在大于等于Ps1/G(假设Ps1＜Psi，i＝2、3，…，N)的功率范围内可以获得高效率。

另一方面，发送输入信号110是非恒定振幅信号的情况下，控制器115根据发送输入信号110的瞬时功率，进行如上所述的等效线性放大器117的选择和振幅控制器13的控制，由此，可以实现线性放大。

[实施例3]

图6示出了本发明的实施例3的功率放大器103。功率放大器103与放大器102类似，但在功率放大器103中，不同点在于，利用振幅调整器113来实现PD116的功能，该PD116用于补偿功率放大单元112的非线性。本实施例中的振幅调整器113的功率调整量由以下两部分构成：第1调整量，用于构成补偿功率放大单元112的非线性的等效线性放大器119；和第2调整量，用于将发送输入信号110的功率调整到等效线性放大器119的输入范围内。

各振幅调整器113首先形成增益为G、最大输出功率为Ps的等效线性放大器119，然后利用与图5所示的实施例2相同的方法设定第2调整量。将由该第2调整量调整后的发送输入信号110的功率设为图11中的x1。接着，由于与x1对应的所希望的输出功率111为Gx1，所以调整器将x1调整为x2，以使功率放大单元112输出Gx1。振幅调整器113的总的功率调整量为第1调整量和第2调整量的积。

[实施例4]

在图5或图6所示的结构中，可以将各等效线性放大器117、119的最大输出功率设为相同。在这种情况下，控制器115可以如下地对功率放大单元112和振幅调整器113进行控制。即，将各等效线性放大器117、119的最大输出功率设为Ps，将r设为1～N的整数。当发送输入信号110的功率x在[(r-1)Ps/G]＜x≤(rPs/G)时，选择r个功率放大单元112，将分别与其对应的振幅调整器113的功率控制系数设定为1/r。由此，由于各个动作的等效线性放大器117、119输出G(1/r)x的功率，所以发送输出信号111的功率为Gx。

另外，在上述的x的范围内，各个动作的等效线性放大器117、119的输出功率在[Ps(r-1)/r]～Ps的范围内。在r＝1以外(即，x大于等于Ps/G)的情况下，由于各个动作的等效线性放大器117、119在接近最大输出功率的区域内动作，所以为高效率。在该高效率中可以放大的输入输出功率的范围是10log(N)(dB)。

[实施例5]

在图5或图6所示的结构中，可以将各等效线性放大器117、119的第i(i＝1、2、…、N)个最大输出功率设为2^(i-1)。在该情况下，控制器115可以如下地对功率放大单元112和振幅调整器113进行控制。即，将r设为1～(2N-1)的整数，当发送输入信号110的功率x在[(r-1)Ps/G]＜x≤(rPs/G)时，用N位二进制数表示r，使在该二进制数中为1的各位的编号(其中将LSB设为第1位，将MSB设为第N位)所对应的等效线性放大器117、119动作。而且，将第i个动作的等效线性放大器117、119所对应的振幅调整器113的功率调整系数设为2(i-1)/r。由此，第i个动作的等效线性放大器117、119输出G[2(i-1)/r]x的功率，发送输出信号111的功率为∑{G[2(i-1)/r]x}(i为动作的等效线性放大器)，由于∑2^(i-1)＝r，所以作为发送输出信号111的功率结果为Gx。

另外，在上述的x的范围内，各个动作的等效线性放大器117、119的输出功率在[Ps(r-1)/r]～Ps的范围内。在r＝1以外(即，x大于等于Ps/G)的情况下，由于各个动作的等效线性放大器117、119在接近最大输出功率的区域内动作，所以为高效率。在该高效率中可以放大的输入输出功率的范围是10log(2^N-1)(dB)。

[实施例6]

在上述实施例的任意一项中，控制器15可以根据所希望的发送输出信号111的平均功率，相对于振幅调整器113，设定功率调整量α。即，控制器115根据上述实施例所示的发送输入信号110的瞬时功率，将所设定的功率调整系数和功率调整量α的积提供给各振幅调整器113。功率调整量α可以根据所希望的发送输出信号111的平均功率来设定。在将本实施例应用于上述实施例的情况下，对于恒定振幅信号，可以进行在连续的功率范围内的发送功率控制。另外，将本实施例应用于实施例2～5的情况下，对于非恒定振幅信号，可以进行在连续的功率范围内的发送功率控制。

[实施例7]

图7示出了本发明的实施例7的功率放大器104。功率放大器104与图4所示的功率放大器101类似，但在线性功率放大器104中，其特征在于，发送输入信号110经过发送功率控制用振幅调整器118，供给各振幅调整器113。控制器115可以根据所希望的发送输出信号111的平均功率对发送功率控制用振幅调整器118设定一定的功率调整量α。

另外，图7示出了在图6的结构中设置发送功率控制用振幅调整器118的示例，但即使在图4或图5所示的实施例的结构中也可以设置发送功率控制用振幅调整器118。

以下，对将本发明应用于高效率发送信号发生器时的实施例进行说明。然而，本发明不仅限于发送信号发生器，还可以应用于所有种类的功率放大器。

[实施例8]

图12示出了本发明的实施例8的高效率发送信号发生器201。高效率发送信号发生器201由恒定振幅本机振荡器222、N(N为大于等于2的整数)个饱和放大单元212、输出合成电路214、以及振幅控制部215构成。振幅控制单元15由振幅控制部215构成，功率放大单元12由饱和放大单元212构成。作为输出合成电路214，优选可以将动作的各饱和放大单元212的输出几乎无损失地进行合成的合成电路。饱和放大单元212例如可以使用利用了FET的F级放大电路等。各饱和放大单元212的饱和输出功率可以设为相等，也可以设为不同的饱和输出功率。

在图12的结构中，本机振荡器222输出一定振幅的余弦波cos(ω_ct+φ₀)。此处，ω_c＝2πf_c，f_c是规定的频率，φ₀是初始相位。由于不失一般性，所以假定φ₀＝0，即使本机振荡器222的输出作为cos(ω_ct)也不妨碍。将调制信号210设为a(t)。振幅控制部215根据调制信号a(t)的瞬时值对导通的饱和放大单元212的个数进行控制。因此，导通的饱和放大单元212的个数n是调制信号a(t)的函数。

参照图21，对导通的饱和放大单元212的个数n的设定方法进行说明。在图21中，作为一例，将饱和放大单元的个数设为n＝4。图21(a)示出了调制信号a(t)的波形的一例。调制信号a(t)的调制范围如图所示介于0和a₀之间。将导通的饱和放大单元212的个数n如下设定。

公式1

n = \{\begin{matrix} 0, & 0 \leq a (t) \leq \frac{1}{2 N} a_{0} \\ i, & \frac{2 i - 1}{2 N} a_{0} < a (t) \leq \frac{2 i + 1}{2 N} a_{0}, 1 \leq i \leq (N - 1) \\ N, & \frac{N - 1}{2 N} a_{0} < a (t) \leq a_{0} \end{matrix}

导通的饱和放大单元212对本机振荡器222的输出信号进行放大，输出b₀cos(ω_ct)。此处，(1/2)b₀ ²为饱和输出功率。用s(t)表示发送输出信号211，在n个饱和放大单元212导通的情况下，s(t)＝nb₀cos(ω_ct)＝b(t)cos(ω_ct)。此处，b(t)＝nb₀是s(t)的包络线波形。图21(b)示出了b(t)的波形。另外，图21(b)中的波形c(t)是将图21(a)所示的调制信号a(t)乘以(4b₀)/a₀所得的波形，是所希望的s(t)的包络线波形。以下，将c(t)cos(ω_ct)称为所希望的发送输出。另一方面，b(t)是将c(t)量化的图形。此处，设e(t)＝b(t)c(t)，e(t)是误差成分，具有|e(t)|≤(1/2)b₀的性质。可以将b(t)看作是c(t)和e(t)的叠加。当事先规定了c(t)的最大值，即(Nb₀)时，通过增大N，可以减小b₀，因此，可以减小误差成分e(t)。

在上述说明中，将各饱和放大单元212的饱和输出功率设为相同，但也可以以2次幂的关系将饱和输出功率设为b₀、2b₀、4b₀、…、2^N-1b₀。在该情况下，根据导通的饱和放大单元212的组合，可以获得0、b₀、2b₀、3b₀、…、(2^N-1)b₀这样的b(t)的电平。该情况下也是，当规定了所希望的发送输出信号s(t)的最大振幅，即(2^N-1)b₀时，使N足够大，可以减小b₀，由此，可以将噪声成分e(t)抑制在规定值以下。

在图12的结构中，由于各饱和放大单元212导通时在饱和点动作，所以为高效率。如果各饱和放大单元212具有相同的效率η，则图12的结构的整体效率η_T为

公式2

η = \frac{Σ p_{i}}{Σ \frac{p_{i}}{η}} = η

为高效率。在公式2中，Pi表示导通的饱和放大单元212的输出功率。

另外，在图12的结构中，发送输出信号211是被调制信号210调制的振幅调制波(AM波)。

[实施例9]

图13示出了本发明实施例9的高效率发送信号发生器202。在实施例9中，高效率发送信号发生器202由恒定振幅局部发生器212、N(N为大于等于2的整数)个饱和放大单元212、输出合成电路214、振幅控制部215、极坐标调制处理部216、以及相位调制器217构成。与图12的结构例8的结构相比，在实施例9中，不同点在于，新设置了将调制信号210分解为振幅成分218和相位成分219而输出的极坐标调制处理部216和相位调制器217。

调制信号210是复合信号，可以表示为a(t)exp(jφ(t))。此处，a(t)和φ(t)分别为调制信号210的振幅成分和相位成分。极坐标调制处理部216将调制信号210分解为振幅成分218和相位成分219，并输出振幅成分a(t)和相位成分φ(t)。在相位调制器217中，利用φ(t)对本机振荡器222的输出信号cos(ω_ct)进行相位调制，输出相位调制波cos(ω_ct+φ(t))。该相位调制波与图12的实施例8所说明的处理相同，通过多个饱和放大单元212、输出合成电路214以及振幅控制部215，利用a(t)进行振幅调制。结果，发送输出信号211变成了对调制信号210进行振幅·相位调制的调制波a(t)cos(ω_ct+φ(t))，即正交振幅调制波(QAM波)。

另外，由于各饱和放大单元212导通时在饱和点动作，所以为高效率。图13结构的整体的效率η_T同样用公式2表示，由于η_T＝η，所以是高效率。

[实施例10]

图14示出了本发明实施例10的高效率发送信号发生器203。与图12所示的实施例8的结构相比较，在实施例10中，不同点为：新设置了振幅调制部220和线性放大单元221。参照图21对该实施例进行说明。在图14的结构中，假设不考虑线性放大单元221的输出，则发送输出信号211的振幅为图21(b)所示的b(t)。将线性放大单元221的增益设为k。振幅调制部215以-(1/k)e(t)的形式将上述e(t)＝b(t)c(t)提供给振幅调制部220。振幅调制部220对本机振荡器222的输出，根据-(1/k)e(t)进行振幅调制，输出-(1/k)e(t)cos(ω_ct)。因此，线性放大单元221输出-e(t)cos(ω_ct)。如果将其代入到计算式中，则发送输出信号211的振幅为-e(t)+b(t)＝c(t)。此处，c(t)为上述所希望的s(t)的包络线波形。因此，在图14所示的实施例10的结构中，发送输出信号211为所希望的发送输出。

图14的结构的整体的效率η_T为η_T＝{Ps(t)/(P_DC1+P_DC2)}。此处，Ps(t)＝(1/2)c²(t)，P_DC1是线性放大器221所消耗的直流功率，P_DC2是导通的各饱和放大单元212所消耗的直流功率的和。在各饱和放大单元212的效率相同的情况下，

。由此，η_T为

公式3

η_{T} = \frac{1}{\frac{P_{DC 1}}{P_{S} (t)} + \frac{1}{η}}

在公式3中，由于Ps(t)随时间变化，所以η_T也随时间变化，作为该时间平均的η_T(时间平均)为

公式4

\overset{&OverBar;}{η_{T}} = \frac{1}{\frac{P_{DC 1}}{\overset{&OverBar;}{P_{S} (t)}} + \frac{1}{η}}

一般情况下，线性放大器的效率比较低，但如图12所示的实施例8所说明的那样，通过增大饱和放大单元212的个数N，可以减小e(t)，所以可以使线性放大单元221的输出信号非常小。该情况下，即使线性放大单元221的效率很低，P_DC1也非常小。因此，所以，如果平均来看，则图14的实施例10的结构整体的效率为高效率。

[实施例11]

图15示出了本发明的实施例11的高效率发送信号发生器204。与图13所示的实施例9的结构相比较，在实施例11中，不同点在于，新设置了振幅调制部220和线性放大单元221。另外，与图14所示的实施例10的结构相比较，在实施例11中，不同点在于，将来自本机振荡器222的输出信号通过相位调制器217进行相位调制后，提供给各饱和放大单元212和振幅调制部220。振幅调制部220和线性放大单元221的动作与图14的实施例10相同。

在本实施例的情况下，线性放大单元221输出-e(t)cos(ω_ct+φ(t))，发送输出信号211为c(t)cos(ω_ct+φ(t))，是所希望的发送输出。另外，与图14所示的实施例10所说明的理由相同，图15的结构的整体效率如果平均来看是高效率。

[实施例12]

图16示出了本发明的实施例12的高效率发送信号发生器205。与图12所示的实施例8的结构相比较，在实施例12中，不同点在于，在输出合成电路214的后面新设置了频带限制滤波器230，从频带限制滤波器230输出的信号为发送输出信号。

在实施例12的结构中，频带限制滤波器230将发送信号频带外的上述误差成分e(t)的频率成分除去，由此，发送输出信号211的包络变得平滑，同时，除去从饱和放大单元212输出的高频波成分。与实施例12的结构相同，即使对于图13的实施例9的结构，也能在输出合成电路214的后面设置平滑滤波器230。

另外，即使对于图14及图15所示的实施例10及实施例11的结构，也能在输出合成电路214的后面设置平滑滤波器或者频带限制滤波器230。在这些情况下，频带限制滤波器230除去从饱和放大单元212中输出的高频波成分。

[实施例13]

图17示出了本发明的实施例13的高效率发送信号发生器206。与图12所示的实施例8的结构相比，在实施例13中，不同点在于，输出合成电路214由振幅控制部215控制。

在实施例13的结构中，振幅控制器215根据各饱和放大单元212的导通/切断，调整输出合成电路214的电特性，将输出合成电路214的功率损失抑制为最小。

(其他实施例)

图18示出了本发明的其他实施例的高效率发送信号发生器所使用的输出合成电路的示例。在上述实施例8至实施例11的任意一个实施例中，输出合成电路214可以使用例如图18(a)所示的结构。18(a)所示的输出合成电路214是将来自各饱和放大单元212的输出进行简单地连接并输出的电流合成电路。

图18(b)示出了输出合成电路214的另一结构例。图18(b)所示的输出合成电路214将来自各饱和放大单元212的输出连接之后，经过输出匹配电路280输出。

图18(c)示出了输出合成电路214的其他结构例。在上述实施例8至实施例11的任意一个实施例中，输出合成电路214可以使用例如图18(c)所示的结构。18(c)所示的输出合成电路214将来自各饱和放大单元212的输出接线之后，经过输出可变输出匹配电路281输出。可变输出匹配电路281根据来自振幅控制部215的控制，按照各饱和放大单元212的导通/切断，调整其电特性，由此，将输出合成电路214中的功率损失抑制为最小。

图19示出了图18所示的可变输出匹配电路281的结构的一例。图19所示的可变输出匹配电路281由并联设置的多个开放或者接地的电抗282构成。电抗282的开放和接地状态的切换，由被振幅控制部215控制的开关283的切换来进行。可变输出匹配电路281的电气特性是通过改变接地的并联电抗282的个数来进行调整。

图20示出了在上述实施例的任意一个中，利用振幅控制部215对饱和放大单元212的导通/切断进行控制的具体结构例。例如，在图20(a)所示的结构中，饱和放大单元212由饱和放大器300和设置在其RF输入侧的RF开关301构成。振幅控制部215通过RF开关301的振幅控制输入端子，对RF开关301的导通/切断进行控制。由此，实现饱和放大单元212的导通/切断。

在图20(b)所示的另一结构中，饱和放大单元212由饱和放大器300和偏置控制电路302构成。振幅控制部215通过偏置控制电路302的振幅控制输入端子，对偏置控制电路302的状态进行控制，由此，实现饱和放大单元212的导通/切断。

本发明的功率放大器可以应用于例如移动电话系统的基站和移动局内的发送机和高效率发送信号发生器，也可以在各种各样的需要功率放大器的技术领域中使用。

Claims

1.一种功率放大器(1)，用于输入输入信号(10)，并且响应于该输入信号，将放大后的信号作为输出信号(11)输出，其包括：

并联连接的N个功率放大单元(12)，其响应上述输入信号(10)而输出所放大的信号，N是大于1的整数，并且第i个功率放大单元的最大输出功率是第(i-1)个功率放大单元的最大输出功率的2倍，i＝2、…、N；

输出合成单元(14)，其合成来自该N个功率放大单元(12)的各个信号，并将所合成的信号作为该功率放大器的输出信号(11)输出；以及

振幅控制单元(15)，其根据上述输入信号(10)的振幅，从上述N个功率放大单元(12)中选择应导通的功率放大单元，

上述振幅控制单元(15)包括：并联的N个振幅调整器，其对该功率放大器的输入信号的振幅进行调整；和控制器，其为了使上述输出信号的振幅相对于上述输入信号的振幅成为连续的函数，从上述N个功率放大单元(12)中选择应导通的功率放大单元并且对上述振幅调整器进行控制。

2.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，在上述输出信号的功率在(r-1)Ps到rPs的范围内的情况下，上述控制器在由N位二进制数来表示r时，导通与在该二进制数中为1的各位编号对应的功率放大单元，其中将其LSB设为第一位，将其MSB设为第N位，并控制与这些导通的功率放大单元对应的振幅调整器，以使这些已导通的功率放大单元的每一个在[(r-1)/r]2^(i-1)Ps至2^(i-1)Ps的范围内来输出功率，其中Ps为第1个功率放大单元的最大输出功率，r为从1到(2^N-1)的整数，i为导通的上述功率放大器的编号。

3.根据权利要求1所述的功率放大器，其中上述控制器控制上述N个并联的振幅调整器，进而使其对上述输出信号的功率进行控制。

4.根据权利要求1所述的功率放大器，通过用于功率控制的振幅调整器把上述输入信号提供给上述N个并联的振幅调整器的每一个。