CN100492921C - 一种接收机及接收无线信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种接收机及接收无线信号的方法，其关键在于增加了一个多支路校正与切换模块，用于将从多支路校正前切换模块输入的多路数字基带信号进行幅度和相位的校正，然后再根据切换策略进行切换，并输出一路经过校正的数字基带信号，最后由数字接收通道后段对输入的一路数字基带信号进行进一步的数字处理，输出bit流。由于本发明方案将切换前的多路数字基带信号进行了校正，使之在幅度和相位上保持一致，无需使用专门的同步信息，所以在信号发生变化需要切换时，可以迅速地进行切换，达到快速跟踪信道变化的目的。

Description

一种接收机及接收无线信号的方法

技术领域

本发明涉及无线接收技术，特别是涉及一种接收机及接收无线信号的方法。

背景技术

在无线通信系统或雷达系统中，需要通过某种装置来接收无线信号，该装置通常称为无线接收机或接收机。接收机的种类有很多，动态范围是衡量接收机优劣的一个重要的指标。

接收机的动态范围一般分为同时动态范围和非同时动态范围。其中，同时动态范围为大信号和小信号同时存在的情况下，接收机能够同时正确解调大信号和小信号的能力，其值一般为大信号和小信号功率比值的最大值。而非同时动态范围为接收机能够正确解调随时间起伏变化的信号的能力，其值一般为起伏变化的最大信号功率和最小信号功率的比值。接收机的非同时动态范围一般比其同时动态范围大，这是因为如果当大信号和小信号同时输入，接收机能够正确解调，那么当大信号和小信号非同时输入，由于没有相互干扰的问题，接收机就更能够正确解调。实际上，接收机可以利用模拟自动增益控制(AAGC)技术来达到扩展非同时动态范围的目的。

目前，AAGC技术一般可以分为两类：一类为单变增益支路，另一类为多固定增益支路。其中，单变增益支路的思想是采用一条支路来传输或处理所接收到的信号，但该条支路的增益是可变的；而多固定增益支路的思想是采用多条支路同时传输或处理所接收到的信号，但每一条支路的增益是固定的，而且不同支路的增益是不同的。

图1显示了由单变增益支路技术来接收无线信号的接收机的基本结构图。如图1所示，单变增益支路的接收机一般包括：上游模拟接收通道模块、变增益模拟接收通道、模拟到数字转换器、功率检测与AAGC控制模块、数字接收通道模块。

其中，上游模拟接收通道模块一般包括低噪声放大器，还可能包括混频器和滤波器等，主要用于对接收到的输入信号进行预处理。上游模拟接收通道模块的输入信号，即接收机输入信号为模拟带通信号。如果上游模拟接收通道模块中不包含模拟I&Q解调部分，则通过上游模拟接收通道模块以后输出一般仍然为模拟带通信号；而如果上游模拟接收通道模块中包含模拟I&Q解调部分，则输出为模拟I&Q信号。

变增益模拟接收通道模块一般包括多级的混频、滤波模块和放大模块等，并且可以在功率检测与AAGC控制模块的控制下改变其增益。

模拟到数字转换器用于将模拟信号转换为数字信号。当输入为一路模拟带通信号时，模拟到数字转换器包含一路ADC，即单通道模拟到数字转换器；而当输入为模拟I&Q信号时，模拟到数字转换器则包含I&Q两路ADC，即双通道模拟到数字转换器。

功率检测与AAGC控制模块是将模拟到数字转换器模块输出的信号进行处理，获得信号功率值，再根据信号功率值确定增益配置，然后在解调同步信号的控制下改变变增益模拟接收通道的增益大小。

数字接收通道模块用于将从模拟到数字转换器输入的信号进行滤波、抽取等处理，获得基带信号，然后将基带信号经过解调后获得bit流。这里，如果接收机为单载波接收机，数字接收通道模块将输出一路bit流；如果是多载波接收机，则输出多路bit流。

从图1中可以看到，变增益模拟接收通道、模拟到数字转换器、功率检测与AAGC控制构成一个反馈环路。当输入信号经过上游模拟接收通道模块、变增益模拟接收通道、模拟到数字转换器之后，功率检测与AAGC控制模块检测到输入信号功率的大小，并根据接收机自身的动态范围和一定的AAGC算法来将变增益模拟接收通道设置为一个合适的增益值。

单变增益支路技术的缺点在于：(1)由于是利用反馈环路来控制输入信号功率大小的，在输入信号发生变化时需要一定的反应时间才能更新接收机的增益大小，控制速度受到反应时间的制约。(2)功率检测与AAGC控制模块不能在任意时刻更新增益，而是需要在同步解调信号的控制下更新增益，即在同步边界上才能更新增益大小，否则会因为模拟器件增益的改变和随之产生的相位的变化而影响解调性能。这就要求接收机的增益在信号的持续期内保持不变，即需要进行同步AAGC，这不但增加了电路的复杂性，而且不能快速跟踪信道变化。(3)如果输入信号在信号持续期内发生大的变化，超过了单通道的非同时动态范围，则无论AAGC如何控制，都不能避免经过变增益模拟接收通道模块以后信号出现饱和或低于灵敏度的情况，这将导致误码率的增加。

在现有技术中，另外一类AAGC技术为多固定增益支路技术，其特点为：无需用反馈环路来控制增益大小，而是采用多条固定的不同增益大小的支路来放大输入信号，然后选择一路合适的支路输出，即在支路间进行切换。根据多固定增益支路技术构成的接收机一般又分为两种：一种是在解调前切换的多固定增益支路接收机，另一种是在解调后切换的多固定增益支路接收机。

图2显示了在解调前切换的多固定增益支路接收机的基本结构图。如图2所示，该接收机一般包括：上游模拟接收通道模块、M个固定增益支路模块、M个模拟到数字转换器、M个数字接收通道前段、多支路同步切换模块、数字接收通道后段。

其中，上游模拟接收通道模块与单变增益支路接收机相对应模块相同，此处不再赘述。

与单变增益支路接收机相比，固定增益支路模块一般也包括多级混频、滤波和放大模块，但其增益是固定的，而且M个固定增益支路模块之间的增益依次形成一定的梯级分布，称为梯级增益处理，比如：第一条支路的增益为80db，第二条增益支路为60db，第三条增益支路为40db，依此类推。当然，在实际应用中，相邻两条支路也可以使用不等间隔的增益差。

每一个模拟到数字转换器与单变增益支路接收机相对应模块相同，此处不再赘述。

数字接收通道模块用于将由模拟到数字转换器输入的信号进行多次滤波、抽取等处理，得到基带信号，再将基带信号经过解调得到bit流。如图2所示，在解调前切换的多固定增益支路接收机中，数字接收通道模块被多支路同步切换模块分成两个部分：一部分为M个数字接收通道前段，另外一部分为数字接收通道后段。M个数字接收通道前段是对由模拟到数字转换器输入的信号进行部分处理，再由多支路同步切换模块在解调同步信号的控制下进行同步切换，选出一路信号大小合适的支路的信号输出，然后由数字接收通道后段进一步进行数字处理，如解调等处理，最后输出bit流。这里，需要说明的是：多支路同步切换模块位于数字接收通道模块中间的哪个位置并没有严格的规定，与实际中接收机的设计相关，但只要位于解调处理前即可。

当解调前切换的多固定增益支路接收机接收到输入信号以后，先由上游模拟接收通道模块进行混频、滤波和放大等处理之后，再将信号经过M个固定增益支路分别改变信号功率大小，然后将信号分别经过M个模拟到数字转换器进行滤波、抽取等采样处理，得到数字信号，最后再经过M个数字接收通道前段，并由多支路同步切换模块选择一路适合大小信号的支路后，将信号由数字接收通道后段进行解调输出bit流。

另外，与单变增益支路接收机一样，解调前切换的多固定增益支路接收机的输入信号为模拟带通信号，如果上游模拟接收通道模块和固定增益支路模块包括模拟I&Q解调部分，则固定增益支路模块输出为模拟基带信号，即I路和Q路两路模拟低通信号；否则，输出信号为模拟带通信号。相应地，模拟到数字转换器也分别有包括一路ADC和包含I&Q两路ADC的情况。

最后，如果解调前切换的多固定增益支路接收机是单载波接收机，每一个数字接收通道输出一路bit流；如果是多载波接收机，则输出多路bit流。

解调前切换的多固定增益支路技术的缺点在于：(1)由于解调前进行的切换必须是同步切换，即在接收信号的同步边界上才能进行切换，这不但增加了电路的复杂性，而且不能使切换实时跟踪信道的变化。(2)一方面，输入信号虽然同时输入多个支路，但由于多个支路的电路特性不同，导致在进行切换前各支路信号在同一时刻的相位、幅度不一致。另一方面，接收机一般将整个信号持续内的信号同时进行解调，所以切换的时间粒度一般是大于信号持续期。如果输入信号在持续期内有较大的变化，变化范围超过了单支路的非同时动态范围时，无论多支路同步切换模块怎样切换，都无法使输出的信号在整个信号持续期内正常，这将影响信号持续期内的解调性能。

图3显示了解调后切换的多固定增益支路接收机的基本结构图。如图3所示，这种接收机与解调前切换的多固定增益支路接收机基本一样，所不同的是，数字接收通道模块并没有被多支路切换模块分为两个部分，信号是在完全进行解调之后才由多支路切换模块来选择一路信号大小合适的支路输出信号。由于可以直接从经过解调的信号中得到同步信号，所以解调后切换支路无需专门的解调同步信号来控制切换。

另外，需要说明的是：在实际应用中，接收机中也可以不包含上游模拟接收通道，即接收机输入信号可以输入到固定增益支路模块中。另外，模拟I&Q解调部分可以不包含于上游模拟接收通道模块中，而是包含于各个固定增益支路模块中，或者上游模拟接收通道模块和各个固定增益支路模块都不含模拟I&Q解调部分，而由数字部分通过数字方法从单路采样的数字带通信号中得到数字I&Q信号。

解调后切换的多固定增益支路技术的缺点在于：(1)由于需要先解调后切换，所以这种接收机需要M个包括解调部分的数字接收通道模块，这造成了资源的浪费。(2)与解调前切换的多固定增益支路技术一样，解调后切换的多固定增益支路技术仍然无法解决在信号持续期内信号发生较大变化的情况下，解调性能降低的问题。

由此可见，在现有技术中，还没有一种无需专门的同步信号控制就可以进行支路之间的切换，而且可以快速跟踪信号变化，保证在信号持续期内输入信号突变时的解调性能的接收机以及接收无线信号的方法。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种接收机，该接收机无需专门的同步信号控制就可以进行支路之间的切换，而且可以快速跟踪信号变化，保证在信号持续期内输入信号突变时的解调性能。另外，针对本发明提出的接收机，还提供了一种接收无线信号的的方法。为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：

一种接收机，至少包括多支路校正前处理模块和数字接收通道后段，该接收机进一步包括：

多支路校正与切换模块，用于将由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，并根据切换策略选择一路输出给数字接收通道后段。

较佳地，所述多支路校正与切换模块包括：

幅相校正模块，用于根据由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号和自身中的幅相校正系数来获得校正后的M路数字基带信号，并输出给M路选1路模块；

M路选1路控制模块，用于根据由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号和切换策略产生携带有支路号信息的切换控制信号，并将切换控制信号输出给M路选1路模块；

M路选1路模块，用于根据由M路选1路控制模块输入的切换控制信号，从幅相校正模块输入的M路数字基带信号中选择一路，并输出给数字接收通道后段。

较佳地，其特征在于，所述多支路校正与切换模块进一步包括：

幅相校正系数计算模块，用于将由多支路校正前处理模块或幅相校正模块输入的M路数字基带信号进行幅相校正系数的计算，并根据M路选1路控制模块输入的切换标志信号将幅相校正系数输出给幅相校正模块；

所述M路选1路控制模块进一步用于：根据由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号和切换策略产生切换标志信号，并输出给幅相校正系数计算模块。

较佳地，所述多支路校正与切换模块进一步包括：

M个幅相校正前馈环时延补偿模块，用于将由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号进行时延补偿，并输出给幅相校正模块；

或者，用于将由幅相校正系数计算模块输入的幅相校正系数进行时延补偿，并输出给幅相校正模块。

较佳地，所述多支路校正与切换模块进一步包括：

切换前馈环时延补偿模块，用于将由M路选1路控制模块输入的切换控制信号进行时延补偿，并输出给M路选1路模块；

或者，用于将由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号进行时延补偿，并输出给幅相校正模块；

或者，用于将由幅相校正模块输入的经过幅相校正的M路数字基带信号进行时延补偿，并输出给M路选1路模块。

较佳地，所述接收机进一步包括：

抽取滤波器，用于将由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号进行低通滤波和抽取处理，并输出给幅相校正模块。

较佳地，所述多支路校正前处理模块至少包括：

含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，用于将接收机输入信号进行含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收处理，获得模拟基带信号，再输出给M个单通道固定增益支路模块；

M个双通道固定增益支路模块，用于将由含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块输入的M路模拟基带信号进行梯级增益处理，并输出给M个双通道模拟到数字转换器；

M个双通道模拟到数字转换器，用于将由M个双通道固定增益支路模块输入的模拟基带信号进行采样处理，转换为数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

较佳地，所述多支路校正前处理模块至少包括：

M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块，用于将接收机输入信号进行梯级增益处理和模拟I&Q解调处理，获得模拟基带信号，并输出给M个双通道模拟到数字转换器；

M个双通道模拟到数字转换器，用于将从M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块输入的模拟基带信号进行采样处理，转换为数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

较佳地，所述多支路校正前处理模块进一步包括：

不含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，用于将接收机输入信号进行放大处理，或进一步包括混频和滤波处理，以获得模拟带通信号，并输出给M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块。

较佳地，该接收机进一步包括：

时延校正模块，用于对由M个双通道模拟到数字转换器输入的M路数字基带信号进行时延校正处理，并输出给多支路校正与切换模块。

较佳地，所述时延校正模块包括：

M个低通滤波器模块，用于根据由滤波器系数计算模块输入的滤波器系数，将由M个双通道模拟到数字转换器输入的数字基带信号进行低通滤波和时延处理，并输出给多支路校正与切换模块和时延校正系数计算模块；

时延校正系数计算模块，用于根据由M个低通滤波器模块输入的数字基带信号计算时延校正系数，并将时延校正系数输出给滤波器系数计算模块；

滤波器系数计算模块，根据由时延校正系数计算模块输入的时延校正系数得到滤波器系数，并输出给M个低通滤波器模块。

较佳地，所述时延校正模块进一步包括：

M个直流与I&Q平衡校正模块，用于将由M个双通道模拟到数字转换器输入的数字基带信号进行直流与I&Q平衡校正处理，并输出给M个低通滤波器模块。

较佳地，该接收机进一步包括：

M个抽取模块，用于将由M个低通滤波器模块输入的M路数字基带信号进行抽取处理，并输出给多支路校正与切换模块。

较佳地，所述多支路校正前处理模块至少包括：

M个单通道固定增益支路模块，用于将接收机输入信号进行梯级增益处理，并输出给M个单通道模拟到数字转换器；

M个单通道模拟到数字转换器，用于将由M个单通道固定增益支路模块输入的模拟带通信号进行采样处理，转换为数字带通信号，并输出给数字I&Q解调部分；

数字I&Q解调部分，用于将由M个单通道模拟到数字转换器输入的数字带通信号进行数字I&Q解调处理和低通滤波处理，获得数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

较佳地，所述多支路校正前处理模块进一步包括：

不含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，用于将接收机输入信号进行放大处理，或进一步包括混频和滤波处理，以获得模拟带通信号，并输出给M个单通道固定增益支路模块。

较佳地，该接收机进一步包括：

M个抽取模块，用于将由数字I&Q解调部分输入的M路数字基带信号进行抽取处理，并输出给多支路校正与切换模块。

较佳地，所述数字I&Q解调部分包括：

数字下变频模块，用于将由M个单通道模拟到数字转换器输入的数字带通信号进行下变频处理，获得数字I&Q信号，并输出给M个低通滤波器模块；

M个低通滤波器模块，用于将由数字下变频模块输入的数字I&Q信号进行低通滤波处理，获得数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块；

或者，所述数字I&Q解调部分包括：

M个单边带通滤波器模块，用于将由M个单通道模拟到数字转换器输入的数字带通信号进行单边带通滤波处理，并输出给数字下变频模块；

数字下变频模块，用于将由M个单边带通滤波器模块输入的数字带通信号进行下变频处理，获得数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

较佳地，所述数字I&Q解调部分进一步包括：

时延校正系数计算模块，用于根据由M个低通滤波器模块输入的数字基带信号计算时延校正系数，并将时延校正系数输出给滤波器系数计算模块；

滤波器系数计算模块，用于根据由时延校正系数计算模块输入的时延校正系数得到滤波器系数，并输出给所述M个低通滤波器模块。

较佳地，该接收机进一步包括：

校正信号注入模块，用于将接收机输入信号或校正信号注入模块自身产生的校正信号输出给多支路校正前处理模块。

较佳地，所述校正信号注入模块包括：

开关模块，用于将接收机输入信号或校正信号产生模块生成的校正信号输出给多支路校正前处理模块；

校正信号产生模块，用于生成校正信号，并输出给开关模块。

较佳地，所述校正信号注入模块包括：

开关模块，用于将接收机输入信号或校正信号转换模块生成的校正信号输出给多支路校正前处理模块；

校正信号转换模块，用于将来自发射机的信号转换为校正信号，并输出给开关模块。

本发明另一个发明目的是这样实现的：

一种无线信号接收方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

A、将接收机的输入信号经过多支路校正前处理，获得M路未经过幅相校正的数字基带信号；

B、对未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，再根据切换策略选择一路幅相校正后的数字基带信号；

C、将所选择的数字基带信号进行进一步的数字处理，获得比特流。

较佳地，所述步骤B为：

根据获得的M个幅相校正系数分别将未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，再根据产生的切换控制信号从幅相校正后的M路数字基带信号中选择一路；

所述切换控制信号产生的方法为：根据切换策略从未经过幅相校正的M路数字基带信号中确定一路作为被选中支路，产生携带有被选中支路所对应支路号的切换控制信号。

较佳地，所述M个幅相校正系数的获取方法为：根据幅相校正系数计算方法获得M个幅相校正系数。

较佳地，

步骤B所述对未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅度和相位校正之前，步骤B进一步包括：将未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅相校正前馈环时延补偿；或者，

步骤B所述获得M个幅相校正系数之后，步骤B进一步包括：将获得的M个幅相校正系数进行幅相校正前馈环时延补偿。

较佳地，

步骤B所述产生切换控制信号之后，所述切换控制信号产生的方法进一步包括：将产生的切换控制信号进行切换前馈环时延补偿；

步骤B所述将未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅度和相位校正之前，步骤B进一步包括：将未经过幅相校正的M路数字基带信号进行切换前馈环时延补偿；

步骤B所述进行幅度和相位校正和从幅相校正后的M路数字基带信号中选择一路之间进一步包括：将经过幅相校正的M路数字基带信号进行切换前馈环时延补偿。

较佳地，所述幅相校正系数计算方法为：

X1、各相邻支路对通过自身幅相校正窗口，对输入样点进行筛选，确定用来进行本次相对幅相校正计算的本次样点；

X2、各相邻支路对根据自身高增益支路上次功率值迭代和以及落入自身幅相校正窗口的高增益支路本次样点功率值计算自身高增益支路的本次功率值迭代和，根据自身低增益支路的上次功率值迭代和以及低增益支路本次样点功率值计算自身低增益支路的本次功率值迭代和，根据相邻支路对的上次互相关值迭代和以及相邻支路对本次样点互相关值计算相邻支路对的本次互相关值迭代和；

X3、各相邻支路对根据自身高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相邻支路对的本次互相关值迭代和计算各相邻支路对自身的相对幅相校正系数；

X4、根据所有相邻支路对的相对幅相校正系数获得M个幅相校正系数。

较佳地，所述幅相校正系数为幅相校正初始值；

步骤X1所述输入信号为：用于离线配置幅相校正系数初始值的输入信号或接收机输入信号；

所述步骤X2和步骤X3之间进一步包括：

各相邻支路对判断样点落入自身幅相校正窗口的次数是否达到预设值，如果是，则执行步骤X3；否则，返回步骤X1。

较佳地，所述幅相校正系数为幅相校正系数最新值；

步骤X1所述输入信号为：校正信号或接收机输入信号；

步骤B所述产生切换控制信号之后进一步包括：根据被选中支路情况产生切换标志信号，并根据切换标志信号将计算出来的M个幅相校正系数最新值配置为当前的M个幅相校正系数。

较佳地，所述切换策略为：

S1、从进行幅度和相位校正前的M路数字基带信号中确定一路增益最大但未饱和的支路，将其作为候补被选中支路；

S2、判断上一次M路选一路模块的输出样点是否由候补被选中支路的相邻低增益支路输出，而且本次样点在候补被选中支路中的功率不低于迟滞低门限，如果是，则将候补被选中支路的相邻低增益支路作为输出本次样点的被选中支路；否则，将候补被选中支路作为输出本次样点的被选中支路。

较佳地，所述步骤A和步骤B之间进一步包括：

对经过多支路校正前处理后获得的未经过幅相校正的M路数字基带信号进行低通滤波和抽取处理。

较佳地，所述步骤A包括：

AX1、将接收机输入信号进行含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收处理，获得M路模拟基带信号；

AX2、将M路模拟基带信号进行梯级增益处理，再进行采样处理，获得未经过幅相校正的M路数字基带信号。

较佳地，所述步骤A包括：

AY1、将接收机输入信号进行梯级增益处理和模拟I&Q解调处理，获得M路模拟基带信号；

AY2、将M路模拟基带信号进行采样处理，获得未经过幅相校正的M路数字基带信号。

较佳地，步骤AY1所述将接收机输入信号进行梯级增益处理之前进一步包括：

将接收机输入信号进行放大处理，或进一步包括混频和滤波处理，获得处理后的模拟带通信号。

较佳地，所述步骤A和步骤B之间进一步包括：

根据预先获取到的滤波器系数，对未经过幅相校正的M路数字基带信号进行时延校正处理。

较佳地，所述步骤A包括：

AZ1、将接收机输入信号进行梯级增益处理，获得处理后的M路模拟带通信号；

AZ2、将M路模拟带通信号进行采样处理，获得M路数字带通信号；

AZ3、将M路数字带通信号进行数字I&Q解调处理和低通滤波处理，获得未经过幅相校正的M路数字基带信号。

较佳地，步骤AZ1所述将接收机输入信号进行梯级增益处理之前进一步包括：

将接收机输入信号进行放大处理，或进一步包括混频和滤波处理，获得处理后的模拟带通信号。

较佳地，步骤AZ3所述低通滤波处理和获得未经过幅相校正的数字基带信号之间进一步包括：根据预先获取到的滤波器系数，对M路数字信号进行时延校正处理；

较佳地，所述滤波器系数的获取方法为：根据滤波器系数计算方法获得滤波器系数；

所述滤波器系数计算方法为：

Y1、各相邻支路对通过各自的时延校正窗口，对输入信号经过多支路校正前处理得到的样点进行筛选，确定用来进行本次时延校正计算的本次样点；

Y2、各相邻支路对根据各自的上次时延互相关值迭代和以及本次时延互相关功率值，计算各相邻支路对本次时延互相关值迭代和；

Y3、各相邻支路对根据各自的本次时延互相关值迭代和分别获得各相邻支路对的本次时延残差，并根据自身本次时延残差和上次相对时延校正系数确定各相邻支路对的本次相对时延校正系数；

Y4、各个相邻支路根据本次相对时延校正系数获得全体时延校正系数，并根据全体时延校正系数和事先设置的时延目标值获得滤波器系数。

较佳地，所述滤波器系数为滤波器系数初始值或滤波器系数最新值。

较佳地，如果滤波器系数为滤波器系数初始值，则步骤Y1所述输入信号为：用于离线配置滤波器系数初始值的输入信号或接收机输入信号；

所述步骤Y3和步骤Y4之间进一步包括：

各相邻支路对判断样点落入时延校正窗口的次数是否达到预设值，如果达到，则执行步骤Y4；否则，返回步骤Y1。

较佳地，如果滤波器系数为滤波器系数最新值，则步骤Y1所述输入信号为：校正信号或接收机输入信号。

综上所述，本发明提出的一种接收机和接收无线信号的方法具有以下优点：

(1)由于本发明切换前的多路数字基带信号经过了校正，其幅度和相位保持一致，一方面可以在任意的时刻切换，或者说可以逐点切换而无需同步信号的控制，减少同步电路设计的复杂性。另一方面，如果输入信号在信号持续期内发生突变，也可以立刻切换，达到快速跟踪信号变化的目的。

(2)由于本发明切换前的多路数字基带信号经过了校正，可以在任意的两条支路之间切换，不影响切换输出信号的幅相连续性，可以增加非同时动态范围，提高解调性能。

(3)本发明中的切换位于解调之前，所以在数字接收通道后段中只需要一个解调器即可，可以大大节约解调器资源。

附图说明

图1是现有技术中单变增益支路技术的接收机的基本结构图；

图2是现有技术中解调前切换的多固定增益支路接收机的基本结构图；

图3是现有技术中解调后切换的多固定增益支路接收机的基本结构图；

图4是本发明方案的接收机基本结构图；

图5是多支路校正前处理模块的第一种内部结构示意图；

图6是多支路校正前处理模块的第二种内部结构示意图；

图7是多支路校正前处理模块的第三种内部结构示意图；

图8a是数字下变频模块的第一种内部结构示意图；

图8b是数字下变频模块的第二种内部结构示意图；

图9是阶梯式的固定增益模块内部结构示意图；

图10是本发明中多支路校正与切换模块内部结构示意图；

图11是应用本发明方案的装置实施例一的结构示意图；

图12是应用本发明方案的装置实施例二的结构示意图；

图13是应用本发明方案的装置实施例三的结构示意图；

图14是本发明中校正信号注入模块的第一种内部结构示意图；

图15是本发明中校正信号注入模块的第二种内部结构示意图；

图16是应用本发明方案的装置实施例四的结构示意图；

图17是本发明实现接收无线信号方法的流程图；

图18是方法实施例一中实现计算幅相校正系数初始值方法的流程图；

图19是应用本发明方案的方法实施例一的流程图；

图20是应用本发明方案的方法实施例二的流程图；

图21是方法实施例三中实现计算滤波器系数初始值方法的流程图；

图22是应用本发明方案的方法实施例三的流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明作进一步地详细描述。

本发明的基本思想是：在接收机中增加一个多支路校正与切换模块，将由多支路校正前处理模块输入信号的幅度和相位进行校正，并根据校正前各支路信号的情况选择一条支路输出给数字接收通道进行进一步的数字处理，输出bit流。

图4为应用本发明方案的接收机基本结构图。如图4所示，本发明的接收机至少包括：

多支路校正前处理模块401、多支路校正与切换模块402、数字接收通道后段403。

其中，多支路校正前处理模块401，用于将接收机输入信号经过M路梯级增益处理、获取数字基带处理之后，输出M路数字基带信号给多支路校正与切换模块402。

这里所述的获取数字基带处理一般包括I&Q解调、采样等过程，还可能包括放大、混频等处理。

多支路校正与切换模块402，用于将由多支路校正前处理模块401输入的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，并根据切换策略选择一路信号输出给数字接收通道后段403。

数字接收通道后段403，用于将由多支路校正与切换模块402输入的一路数字基带信号进行进一步的数字处理，得到并输出bit流。

本发明中，接收机输入信号为模拟带通信号，来自如接收机天线等传感器，可能含有某种带宽的单个载波，也可能含有同带宽的多个载波甚至不同带宽的多个载波。接收机输入信号首先需要通过多支路校正前处理模块401处理为M路数字基带信号。在实际应用中，由于将接收机输入信号处理为M路数字基带信号的过程比较复杂，为了叙述简单，本发明将接收机输入信号处理为M路数字基带信号的部分统称为多支路校正前处理模块401。组成多支路校正前处理模块401的方式比较多，但按照数字基带获取方式的不同，多支路校正前处理模块401的组成情况大致有如图5、图6和图7等几种情况。数字基带获取指的是从模拟带通信号中得到数字基带信号，即数字I&Q信号的过程。

如图5所示，多支路校正前处理模块401可以包括：含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块501、M个双通道固定增益支路模块502、M个双通道模拟到数字转换器503。

其中，含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块501，一般包括低噪声放大器和模拟I&Q解调部分，也可能包括混频和滤波等部分，主要用于将输入信号进行放大处理，并将模拟带通信号解调为模拟基带信号，再输出给M个双通道固定增益支路模块502。

M个双通道固定增益支路模块502包括双通道固定增益支路模块502#1至双通道固定增益支路模块502#M，用于将由含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块501输入的模拟基带信号进行梯级增益处理，并将处理后的M路模拟基带信号输出给M个双通道模拟到数字转换器503。

M个双通道模拟到数字转换器503包括双通道模拟到数字转换器503#1至双通道模拟到数字转换器503#M，用于将由M个双通道固定增益支路模块502输入的模拟基带信号进行采样处理，转换为数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块402。

如图6所示，多支路校正前处理模块401也可以包括M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块601、M个双通道模拟到数字转换器602。

其中，M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块601包括：含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块601#1至含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块601#M，用于将接收机输入信号进行含模拟I&Q解调功能的梯级增益处理，并将处理后的M路模拟基带信号输出到M个双通道模拟到数字转换器602。

M个双通道模拟到数字转换器602包括双通道模拟到数字转换器602#1至双通道模拟到数字转换器602#M，用于将从M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块601输入的M路模拟基带信号进行采样处理，转换为M路数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块402。

当然，图6中还可以进一步包括不含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，其连接关系和功能与图5中的含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块501相似，只是不再包含模拟I&Q解调后输出模拟I&Q信号的功能，而是输出模拟带通信号。

如图7所示，多支路校正前处理模块还可以包括：M个单通道固定增益支路模块701、M个单通道模拟到数字转换器702、数字I&Q解调部分703。

其中，M个单通道固定增益支路模块701、M个单通道模拟到数字转换器702与图6中对应模块的功能和连接关系类似，只是处理的是模拟带通信号而不是模拟I&Q信号。

数字I&Q解调部分703，包括数字下变频模块7031和M个低通滤波器模块7032。其中，数字下变频模块7031包括DDC乘法器和数控振荡器(NCO)，用于将从M个单通道模拟到数字转换器702输入的数字带通信号的频谱搬移到0频率的位置，再输出给M个低通滤波器模块7032进行低通滤波处理，得到M路数字基带信号，即为M路数字复信号，表现为数字I&Q信号。这里，搬移到0频率位置的信号实际上分为I路和Q路两个并行的分支，即I路信号和Q路信号，然后分别输入低通滤波器模块7032进行低通滤波处理，可以滤除数字镜像和其它干扰信号，得到M路数字I&Q信号。因为数字I&Q信号的模值直接反映了接收机输入信号的包络形状，所以也可以称为复包络。图7并没有将I路和Q路信号分开描述，即表示一路复信号。

另外，数字下变频模块7031的内部结构可以为图8a或者图8b两种形式。如图8a所示，数字下变频模块7031可以包括M个DDC乘法器和一个NCO，M个DDC乘法器分别将从M个单通道模拟到数字转换器702输入的M路数字带通信号和共同的NCO输入的数字本振信号作相乘运算，完成频谱搬移，并输出给M个低通滤波器模块7032。如图8b所示，数字下变频模块7031也可以包括M个DDC乘法器和M个NCO，其作用与图8a类似，只是每一个DDC都有一个单独的NCO，此处不再赘述。

当然，图7中还可以进一步包括不含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，其连接关系和功能与图5中的含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块501相似，只是不再包含模拟I&Q解调后输出模拟I&Q信号的功能，而是输出模拟带通信号。

总之，接收机输入信号一般为模拟带通信号，需要由多支路校正前处理模块401处理为数字基带信号。至于I&Q解调是在模拟信号处理阶段中进行，还是在数字信号处理阶段中进行，这与实际的接收机设计相关，此处不再一一列举。

另外，数字接收通道后段403进行的数字处理是根据接收机输入信号而不同的。比如，对于多载波的情况，数字接收通道后段403需要进行多路的下变频、滤波、抽取和解调等处理过程，再输出多路bit流。而对于单载波的情况，则只需要进行一路滤波、抽取和解调等处理，然后输出一路bit流。

本发明中，多支路校正前处理模块401中所含的M个固定增益支路可以是含模拟I&Q解调功能的固定增益支路，也可以是双通道固定增益支路模块或单通道固定增益支路模块。由于整个接收通道中只要进行一次解调到模拟基带的处理，所以在模拟I&Q解调功能之前的模拟处理都是单通道的，而在模拟I&Q解调功能之后的模拟处理都是双通道的。双通道固定增益支路模块位于模拟I&Q解调功能之后，其并行的两个通道分别处理I路和Q路的模拟低通信号，由于已经混频到基带，所以在处理通道中没有混频级。单通道固定增益支路模块输入和输出都是模拟带通信号，但是输出信号频率较之输入信号频率可能已经发生变化，即在处理通道中可能有一级甚至多级混频处理。不管是双通道还是单通道固定增益支路模块，M个支路都是固定增益的，而且M个支路形成一定的增益梯级，使M个支路在同时刻的输出的信号在不饱和的情况下具有不同幅度，比如，第一条支路输出信号的幅度最大，第二条支路输出信号的的幅度次之，并依次类推。

梯级增益处理的方法一般有两种：一种是并行式方法，将每一个固定增益支路模块的增益设置为大小不同的增益，M个支路完全是并行的。另外一种是阶梯式方法，如图9所示。

图9中，公共固定增益级模块901是所有支路共用的。各支路的增益差主要是由固定增益梯级1模块902-1～固定增益梯级M-1模块902-M-1造成的。而专用固定增益级1模块903-1～专用固定增益级M模块903-M这些模块可以取相同的增益，也可以取不同的增益以形成进一步的增益差。

图9中的所有模块都可能含有混频级。为了减少电路复杂性和提高资源共用率，只要性能允许应该尽量将所有混频级放在靠上游的模块中。如果将所有混频级放到图9中的公共固定增益级或者更上游的电路中，会使整个接收机的资源最节省，这在最大增益支路和最小增益支路的增益差不大的情况下是完全可能的。但是不排除最大增益支路和最小增益支路的增益差较大的情况下图9中的固定增益梯级1～固定增益梯级M-1模块中含混频级的情况，这时在中间抽头引出的专用增益级中必须补齐相应的混频级，以使所有支路的输出频率相同。

多支路校正与切换模块402是实现本发明方案的关键，其内部结构如图10所示，多支路校正与切换模块402至少包括：幅相校正模块1001、M路选1路控制模块1002、M路选1路模块1003。

其中，幅相校正模块1001包括M个幅相校正乘法器，即幅相校正乘法器1001#1至幅相校正乘法器1001#M，用于根据由多支路校正前处理模块401输入的M路数字基带信号和配置在自身中的幅相校正系数来获得校正后的M路数字基带信号，并输出给M路选1路模块1003。

M路选1路控制模块1002，用于根据切换策略从多支路校正前处理模块401输入的M路数字基带信号中确定一条支路，产生携带有该支路号的切换控制信号，并输出给M路选1路模块1003。

M路选1路模块1003，用于根据由M路选1路控制模块1002输入的切换控制信号，从由幅相校正模块1001输入的M路数字基带信号中选择一路，并输出给数字接收通道后段403。

本发明中，为了在幅相校正模块1001中对从多支路校正前处理模块401输入的M路数字基带信号进行校正，需要为每一支路配置相应的幅相校正系数。幅相校正乘法器的作用其实就是将表示为复数的数字基带信号和表示为复数的幅相校正系数进行复数乘法运算，改变数字基带信号的幅度和相位，使所有幅度充分大而又不饱和的支路的数字基带信号的幅度和相位保持一致。至于信号幅度过小或过大，以致于低于灵敏度或发生饱和的支路，在经过校正后可能仍然无法使其幅度和相位与正常支路保持一致，但由于根据切换策略不会被作为输出经过校正的数字基带信号的支路，其校正情况不是本发明关心的问题，此处不再赘述。

本发明中，配置幅相校正系数的方式有两种：一种为离线配置方式，即在接收机开始接收无线信号之前就将M个幅相校正系数初始值预先配置给幅相校正模块1001，并且在接收机工作过程中始终保持不变。这里，所述的在开始接收无线信号之前将M个幅相校正系数初始值预先配置给幅相校正模块又包括两种情况：其一，是接收机在出厂前就将根据测试结果计算出来的幅相校正系数初始值固化到幅相校正模块中；其二，是接收机上电开始工作时，利用输入信号计算幅相校正系数初始值，并一次性配置给幅相校正模块。本发明中，离线配置方式适合于接收机各个支路电路的相对特性比较稳定的情况。这里所述的相对特性指两个支路间的传输函数的比，M个支路间的相对特性指的是M个支路之间的传输函数的比。在支路输出信号幅度比较大而又不饱和的情况下，电路可以认为是线性的，即可以用传输函数来描述。

另外一种方式是在线配置方法，指接收机在上电开始工作后，利用输入信号计算幅相校正系数初始值，再将其配置给幅相校正模块。然后，接收机定期或不定期地利用输入信号不断重新计算新的幅相校正系数，以补偿各个支路电路相对特性随时间的变化。本发明中，在线配置方法适合于接收机各个支路电路的相对特性不稳定的情况。

需要注意的是，幅相校正模块1001中的M个幅相校正乘法器有两个输入端，其中一个由多支路校正前处理模块401输入数字基带信号，另外一个由幅相校正模块1001内的幅相校正系数寄存器输入幅相校正系数。

对于离线配置的方式，幅相校正系数初始值可以一次性写入幅相校正系数寄存器中；而对于在线配置方式，则会将计算出来的新的幅相校正系数不断地写入到幅相校正系数寄存器中。

另外，本发明中，不管是离线配置还是在线配置，都可以用相似的方法进行M个幅相校正系数的计算，即幅相校正系数计算方法。

装置实施例一

本实施例中，接收机的各个支路电路的相对特性稳定，在接收机开始接收工作信号之前，一次性地计算和写入幅相校正系数初始值，即采用离线配置方法，并且在工作过程中不再改变幅相校正系数的值。

本实施例中，接收机包括：含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块1101、M个双通道固定增益支路模块1102、M个双通道模拟到数字转换器1103、幅相校正模块1104、M路选1路控制模块1105、M路选1路模块1106、数字接收通道后段1107。

其中，含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块1101，包括低噪声放大器和模拟I&Q解调部分，用于将接收机输入信号进行含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收处理，即放大、混频等处理，并将模拟带通信号解调为模拟基带信号，再输出给M个双通道固定增益支路模块1102。

M个双通道固定增益支路模块1102，包括双通道固定增益支路模块1102#1至双通道固定增益支路模块1102#M，用于将由含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块1101输入的模拟基带信号进行梯级增益处理，并将处理后的M路模拟基带信号输出给M个双通道模拟到数字转换器1103。这里，每一路的模拟基带信号是一个复信号，含I路和Q路两路并行的模拟信号。

M个双通道模拟到数字转换器1103，包括双通道模拟到数字转换器1103#1至双通道模拟到数字转换器1103#M，用于将由M个双通道固定增益支路模块1102输入的模拟基带信号进行采样处理，转换为数字基带信号，并分别输出给幅相校正模块1104和M路选1路控制模块1105。

幅相校正模块1104，包括幅相校正乘法器1104#1至幅相校正乘法器1104#M，用于根据由M个双通道模拟到数字转换器1103输入的数字基带信号和事先配置在自身中的幅相校正系数来获得校正后的数字基带信号，并输出给M路选1路模块1106。

M路选1路控制模块1105，用于根据本发明的切换策略，从M个双通道模拟到数字转换器1103输入的M路数字基带信号中确定一条支路，产生携带有该支路号的切换控制信号，再将切换控制信号输出给M路选1路模块1106。

M路选1路模块1106，用于根据由M路选1路控制模块1105输入的切换控制信号，从幅相校正模块1104输入的M路数字基带信号中选择一路，并输出给数字接收通道后段1107。

数字接收通道后段1107，用于将M路选1路模块1106输入的经过校正的一路数字I&Q基带进行进一步的数字处理，获得并输出bit流。

当接收机接收无线信号时，含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块1101先将信号形式为模拟带通信号的接收机输入信号进行放大、模拟I&Q解调等处理，获得模拟基带信号，并输出给M个双通道固定增益支路模块1102；在双通道固定增益支路模块1102中，M路模拟I&Q信号由各自的双通道固定增益支路模块经过梯级增益处理后，被输出给M个双通道模拟到数字转换器1103；M个双通道模拟到数字转换器1103将输入的M路模拟基带信号进行采样处理，得到数字基带信号，并输出给幅相校正模块1104和M路选1路控制模块1105；幅相校正模块1104将输入的信号进行幅相校正，使支路间的数字基带信号在幅度和相位上一致，并输出给M路选1路模块1106；M路选1路控制模块1105则根据M个双通道模拟到数字转换器1103输入的M路数字基带信号和切换策略，来确定幅度最大但未饱和的信号所在的支路，并通过携带有该支路号的切换控制信号通知给M路选1路模块1106；M路选1路模块1106根据由M路选1路控制模块1105输入的切换控制信号选择一路校正后的数字基带信号，输出给数字接收通道后段1107；数字接收通道后段1107将对M路选1路模块1106输入的校正后的数字基带信号进行进一步的滤波、抽取、解调等数字处理，得到并输出bit流。

在实际应用中，接收机也可以不包括含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块1101，而是将M个双通道固定增益支路模块1102替换为M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块，本发明方案也可以实现。

应用本实施例，可以将所有幅度充分大而又不饱和的支路之间的数字基带信号在幅度和相位上对齐，可以实现逐点切换，达到快速跟踪信号变化的目的。

装置实施例二

本实施例中，接收机采用在线配置方法来配置幅相校正系数初始值，并且在接收机工作的过程中，根据接收机输入信号的变化，不断地重新计算和写入新的幅相校正系数。

如图12所示，本实施例包括：M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块1201、M个双通道模拟到数字转换器1202、M个抽取滤波器模块1203、M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204、幅相校正模块1205、幅相校正系数计算模块1206、M路选1路控制模块1207、切换前馈环时延补偿模块1208、M路选1路模块1209、数字接收通道后段1210。

其中，M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块1201、M个双通道模拟到数字转换器1202、幅相校正模块1205、M路选1路控制模块1207、M路选1路模块1209、数字接收通道后段1210与装置实施例一中对应模块的功能相似，其区别在于：M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块1201不但可以将接收机输入信号进行梯级增益处理，而且可以进行模拟I&Q解调；M路选1路控制模块1207还将根据切换策略产生切换标志信号。

本实施例中，M个抽取滤波器模块1203，用于对由M个双通道模拟到数字转换器1202输入的数字基带信号作进一步的抽取处理，并分别输出给M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204、幅相校正系数计算模块1206和M路选1路控制模块1207。

M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204，用于将由M个抽取滤波器模块1203输入的数字基带信号进行时延补偿，并输出给幅相校正模块1205。

幅相校正系数计算模块1206，用于根据由M个抽取滤波器模块1203输入的数字基带信号进行幅相校正系数的计算，并根据M路选1路控制模块1207输入的切换标志信号，将计算出来的幅相校正系数输出给幅相校正模块1205。

在实际应用中，幅相校正系数计算模块1206还可以根据由幅相校正模块1205输入的经过幅相校正的数字基带信号进行幅相校正系数的计算，并根据M路选1路控制模块1207输入的切换标志信号，将计算出来的幅相校正系数输出给幅相校正模块1205，即构成一个反馈环。需要注意的是，如果幅相校正系数计算模块1206根据由幅相校正模块1205输入的数字基带信号进行幅相校正系数的计算时，由于此时的数字基带信号已经经过了幅相校正，所以在计算新的幅相校正系数时，需要去除原来幅相校正系数的影响。

切换前馈环时延补偿模块1208，用于将M路选1路控制模块1207输入的切换控制信号进行时延补偿，并输出给M路选1路模块1209。

本实施例中，当接收机接收无线信号时，接收机输入信号首先输入给M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块1201，进行梯级增益处理和模拟I&Q解调等处理，获得模拟基带信号，再输出给M个模拟到数字转换器1202；M个模拟到数字转换器1202将输入的M路模拟基带信号进行采样处理，得到数字基带信号，并输出给M个抽取滤波器模块1203；M个抽取滤波器模块1203将信号进行抽取，并分别输出给M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204、幅相校正系数计算模块1206和M路选1路控制模块1207；M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204将输入信号延时处理并输出给幅相校正模块1205，幅相校正系数计算模块1206根据M个抽取滤波器模块1203输入的M路数字基带信号计算M个幅相校正系数；M路选1路控制模块1207根据切换策略确定一条支路，产生切换控制信号并输出切换前馈环时延补偿模块1208，然后再到M路选1路模块1209，并根据判断是否需要切换到新的支路而产生切换标志信号，并将切换标志信号输出给幅相校正系数计算模块1206；幅相校正系数计算模块1206根据M路选1路控制模块1207输入的切换标志信号将计算出来的M个幅相校正系数配置给幅相校正模块1205；幅相校正模块1205根据由M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204输入的M路数字基带信号，和由幅相校正系数计算模块1206输入的幅相校正系数进行信号作复数相乘，使支路间的数字基带信号在幅度和相位上一致，即完成幅相校正，并输出给M路选1路模块1209；M路选1路模块1209根据由切换前馈环时延补偿模块1208输入的经过时延补偿的切换控制信号选择一路数字基带信号，并输出给数字接收通道后段1210；数字接收通道后段1210将由M路选1路模块1209输入的一路数字基带信号作进一步的抽取、滤波和解调等数字处理，最后得到并输出bit流。

本实施例中，由于接收机各支路可能会随时间和温度发生变化，导致各个支路电路的相对特性不稳定，所以采用了在线配置幅相校正系数的方法，则M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块1201、M个模拟到数字转换器1202、幅相校正模块1205、幅相校正系数计算模块1206、M路选1路控制模块1207、M路选1路模块1209、数字接收通道后段1210是必要的，其它模块可以根据实际情况进行取舍。

在实际应用中，为了节省数字资源，可以增加M个抽取滤波器模块1203，即先对需要算计的信号进行抽取，使输入幅相校正模块1205和幅相校正系数计算模块1206等模块的信号通过率减少，降低模块的数字处理量和对资源的需求。

为了在需要切换时给幅相校正模块1205及时重新配置最新的幅相校正系数，使当前样点或本次计算幅相校正系数的样点可以通过幅相校正模块1205进行幅相校正，图12中使用M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204来弥补幅相校正系数计算所产生的时延。在实际应用中，在幅相校正系数计算所产生的时延小于幅相校正模块的时延的情况下，M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204还可以位于幅相校正系数计算模块1206和幅相校正模块1205之间，即M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204用于将由幅相校正系数计算模块1206输入的M个幅相校正系数进行时延补偿之后，再输出给幅相校正模块1205。当然，在幅相校正系数计算所产生的时延和幅相校正模块的时延相等的情况下，可以不需要M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204。

另外，切换前馈环时延补偿模块1208的作用是为了保证对应于同一个样点的切换控制信号与经过校正的M路数字基带信号可以同时到达M路选1路模块。图12中的切换前馈环时延补偿模块1208模块位于M路选1路控制模块1207和M路选1路模块1209之间，适合于M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204和幅相校正模块1205的处理总延时大于M路选1路控制模块1207的处理延时的假设的。

但在实际应用中，如果M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204和幅相校正模块1205的处理总延时正好等于M路选1路控制模块1207的处理延时，就不用进行切换前馈环时延补偿，即不需要切换前馈环时延补偿模块1208。

在实际应用中，如果M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204和幅相校正模块1205的处理总延时小于M路选1路控制模块1207的处理延时，切换前馈环时延补偿模块1208就必须位于信号通道上。由于M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204、幅相校正模块1205和幅相校正系数计算模块1206这3个模块组成了一个前馈环，为了不和幅相校正前馈环的时延补偿产生耦合，切换前馈环时延补偿模块1208模块最好在这个前馈环之外插入，即连接关系可以为：M个抽取滤波器模块1203将抽取后的M路数字基带信号输出给切换前馈环时延补偿模块1208和M路选1路控制模块1207；切换前馈环时延补偿模块1208将M个抽取滤波器模块1203输入的M路数字基带信号进行时延补偿，再输出给M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204模块，其它模块的连接关系保持不变。连接关系也可以为：幅相校正模块1205将校正后的M路数字基带信号输出给切换前馈环时延补偿模块1208；由切换前馈环时延补偿模块1208进行时延补偿，再输出给M路选1路模块1209，其它的连接关系保持不变。但由于经过幅相校正之后，非同时动态的增加造成信号定点位宽有所增加，所以将切换前馈环时延补偿模块1208置于M个抽取滤波器模块1203模块和M个幅相校正前馈环时延补偿模块1204模块之间可以节约资源。

在实际应用中，如果各个支路电路的相对幅相特性稳定，只需要接收机在初始化时将计算出来的幅相校正系数一次性配置给幅相校正模块1205，并且以后不再更改，就可以没有幅相校正系数计算模块1206。

在实际应用中，当幅相校正系数计算模块1206接收到M路选1路控制模块1207输入的切换标志信号时，可以立即将最近计算出来的幅相校正系数配置给幅相校正模块1205，也可以只有在自上次配置幅相校正系数之后，幅相校正系数计算模块1206又计算出了新的幅相校正系数时，幅相校正系数计算模块1206才将新的幅相校正系数配置给幅相校正模块1205。

装置实施例三

本实施例中，接收机采用在线配置的方法来配置幅相校正系数初始值，可以在接收无线信号的过程中根据获得的M路数字基带信号重新计算幅相校正系数，并且将新的幅相校正系数的值配置给幅相校正模块，然后幅相校正模块将利用幅相校正系数新值来进行校正处理。

如图13所示，本实施例包括：校正信号注入模块1301、M个单通道固定增益支路模块1302、M个单通道模拟到数字转换器1303、时延校正模块1304、M个抽取模块1305、M个幅相校正前馈环时延补偿模块1306、幅相校正模块1307、幅相校正系数计算模块1308、M路选1路控制模块1309、切换前馈环时延补偿模块1310、M路选1路模块1311、数字接收通道后段1312。

其中，M个单通道固定增益支路模块1302、M个单通道模拟到数字转换器1303、M个幅相校正前馈环时延补偿模块1306、幅相校正模块1307、幅相校正系数计算模块1308、M路选1路控制模块1309、切换前馈环时延补偿模块1310、M路选1路模块1311、数字接收通道后段1312与装置实施二所对应的模块相似，其主要区别在于：M个抽取模块1305用于将输入的M路数字基带信号进行抽取而不再进行滤波处理；M个单通道固定增益支路模块1302不含模拟I&Q解调功能；M个单通道模拟到数字转换器1303每个只有一路ADC。

另外，在本实施例中，时延校正模块1304包括数字下变频模块1304S₁、M个低通滤波器模块1304S₂、时延校正系数计算模块1304S₃、滤波器系数计算模块1304S₄；时延校正模块1304用于根据由M个模拟到数字转换器1303输入的数字带通信号进行数字I&Q解调处理和时延校正处理，得到在时间完全一致的数字基带信号，并输出给M个抽取模块1305。

实际上，数字下变频模块1304S₁和M个低通滤波器模块1304S₂就是图7中的数字I&Q解调部分703，是多支路校正前处理模块401中的一部分，而本实施例中利用了数字I&Q解调部分703进行时延校正，为了名称上的统一，这里也可以将数字I&Q解调部分703、时延校正系数计算模块1304S₃和滤波器系数计算模块1304S₄统称为时延校正模块1304。

本实施例中，时延校正模块1304可以实现时延校正的原理为：数字下变频模块1304S₁将来自M个单通道模拟到数字转换器1303的数字带通信号的频谱搬移到中心频率为0频率的位置，并输出M个低通滤波器模块1304S₂；M个低通滤波器模块1304S₂对输入的信号进行低通滤波处理，以滤除数字镜像和其它干扰信号，根据滤波器系数进行时延校正，得到M路数字基带信号，输出给M个抽取模块1305和时延校正系数计算模块1304S₃；时延校正系数计算模块1304S₃根据M个低通滤波器模块1304S₂输入的M路数字基带信号信号计算M路信号的时延校正系数，并将时延校正系数输出给滤波器系数计算模块1304S₄，滤波器系数计算模块1304S₄根据输入的时延校正系数计算滤波器系数，再配置给M个低通滤波器模块1304S₂。

本文获取数字I&Q信号的叙述是基于先数字下变频再低通滤波的顺序的。在实际应用中，获取数字I&Q信号可以使用先单边带通滤波再数字下变频的顺序。即M个单通道模拟到数字转换器1303可以将数字带通信号先输出给M个单边带通滤波器模块，经过M个单边带通滤波器模块进行单边带通滤波和时延校正之后，再输出给数字下变频模块1304S₁。单边带通滤波为复数滤波器，是基于负采样频率之半到正采样频率之半之间的频率范围内的Nyquist带宽的，可以根据信号调制和收发数字与模拟本振设置的不同情况，只保留正频率轴或负频率轴上的信号谱。不管是信号频谱位于正频率轴还是负频率轴，只要是将信号频谱搬移到0频率，就统一称为下变频。在使用先单边带通滤波再数字下变频的顺序中，由于滤波器形式和处理顺序的改变，进行时延校正的滤波器系数也要相应改变。

在实际应用中，如果接收机多支路的电路特性比较稳定，也可以与配置幅相校正系数初始值一样，采用离线配置的方法来配置滤波器系数初始值。也就是说，在实际应用中，可以不包括时延校正系数计算模块1304S3和滤波器系数计算模块1304S₄，而是将时延校正系数事先保存在M个低通滤波器中。比如：可以使用EPROM和FLASH等非挥发性器件固化在低通滤波器中，也可以在上电和复位时一次性写入低通滤波器。

另外，校正信号注入模块1301，用于在接收机初始化或空闲时产生用于校正的信号，并输出给M个固定增益支路模块1302。

图14和图15显示了校正信号注入模块1301内部框图。如图14所示，校正信号注入模块1301包括开关模块1401和校正信号产生模块1402。其中，开关模块1401用于将从天线等传感器接收的接收机输入信号和校正信号产生模块1402产生的校正信号输出给M个固定增益支路模块1302。当然，开关模块1401需要分时传输上述的两种信号，在有接收机输入信号时必须输出接收机输入信号，在接收机初始化时或接收机空闲时可以输出校正信号用于校正系数的计算。在实际应用中，开关模块1401可以用电子开关来实现，而校正信号产生模块1402则可以用振荡器来实现。至于开关模块如何分时传输不同的信号，则可以由接收机中的系统时序信号来控制，比较容易实现，此处不再赘述。

如图15所示，校正信号注入模块1301也可以包括开关模块1501和校正信号转换模块1502，图14与图15相似，其区别主要在于：如果在实际应用中，接收机是与发射机并存的，那么校正信号可以不由振荡器自身产生，而是由发射机在发射信号时将要发射的信号输入给校正信号转换模块1502，校正信号转换模块1502再将由发射机输入的信号转换为可以用于校正的信号。

本实施例中，由于需要进行时延校正和幅相校正，所以，M个单通道固定增益支路模块1302、M个单通道模拟到数字转换器1303、数字下变频模块1304S₁、M个低通滤波器模块1304S₂、幅相校正模块1307、M路选1路控制模块1309、M路选1路模块1311、数字接收通道后段1312是必须的，而其它的模块都可以根据实际情况任意选择。当然，在实际应用中，接收机还可以包括不含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，其功能与连接关系与装置实施例一中的相应的模块类似，只是不含模拟I&Q解调功能，即校正信号注入模块1301的开关模块1401的输入来自不含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块和校正信号产生模块1402或校正信号转换模块1502，此处不再赘述。

装置实施例四

如图16所示，本实施例包括：校正信号注入模块1601、M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块1602、M个双通道模拟到数字转换器1603、时延校正模块1604、M个抽取模块1605、M个幅相校正前馈环时延补偿模块1606、幅相校正模块1607、幅相校正系数计算模块1608、M路选1路控制模块1609、切换前馈环时延补偿模块1610、M路选1路模块1611、数字接收通道后段1612。

本实施例与装置实施例三相似，其区别在于：由于本实施例的固定增益支路模块是含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块，即M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块1602，所以在本实施例中不包括数字I&Q解调部分；由于本实施例无法利用数字I&Q解调部分的低通滤波器进行时延校正，所以需要在接收机中增加M个低通滤波器模块1604S₁、时延校正系数计算模块1604S₂、滤波器系数计算模块1604S₃。其中，与装置实施例三相同，时延校正系数计算模块1604S₂和滤波器系数计算模块1604S₃可以根据实际情况任意选择。

实际应用中，还可以在M个双通道模拟到数字转换器1603和时延校正模块1604之间增加一个直流与I&Q平衡校正模块，用于去除电路误差，这里所述的电路误差包括由电路引入的I路和Q路信号中的直流误差，以及I路和Q路之间的幅度和相位误差。

本实施例其它模块的功能和连接关系与装置实施例三相似，此处不再详细叙述。

总之，在实际应用中，多支路校正前处理模块401中通过哪个部分实现I&Q解调；多支路校正与切换模块402中的幅相校正系数初始值是采用离线配置方法，还是采用在线配置方法，即是否包括幅相校正系数计算模块；固定增益支路模块是采用并行式或是阶梯式的；是否需要对信号进行抽取；是否需要在接收机工作过程中进行时延补偿；是否需要对幅相校正前的信号进行时延校正；时延校正系数是采用离线配置方法，还是采用在线配置方法，即是否包括时延校正系数计算模块和滤波器系数计算模块；是否包括直流与I&Q平衡校正模块；是否包括校正信号注入模块等都与实际设计接收机相关，可以根据实际情况产生不同的组合，这里就不再一一列举这些情况的组合所能组成的装置结构。

应用本发明方案，可以将模拟带通信号形式的接收机输入信号处理为在时间、幅度、相位上都对齐的数字基带信号，然后根据切换策略选择一路输出。由于本发明将信号的时间、幅度、相位都经过了校正，所以当根据切换策略需要从当前的一条支路切换到另外一条支路时，就可以逐点切换，即切换的时间粒度小于数字基带信号两个样点之间的时间距离，可以达到快速跟踪信号变化的目的，从而增加了非同时动态范围，提高了接收机的性能。

针对本发明提供的装置，本发明还提供了一种实现接收无线信号的方法，其核心思想是：接收机将接收机输入信号处理为M路数字基带信号以后，先将M路数字基带信号进行幅度和相位校正，再根据切换策略选择一路输出，最后进行数字处理获得bit流。

图17是本发明实现接收无线信号方法的流程图。如图17所示，本发明实现接收无线信号方法包括以下步骤：

步骤1701：多支路校正前处理模块将接收机输入信号转换为M路数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

多支路校正前处理模块一般通过梯级增益处理、基带解调、数字采样等过程，可以将信号形式为模拟带通信号的接收机输入信号转换为数字基带信号。

步骤1702：多支路校正与切换模块将获得的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，并根据切换策略选择一路数字基带信号输出给数字接收通道后段。

步骤1703：数字接收通道后段对输入的一路数字基带信号作进一步的数字处理，输出bit流。

本发明中，在支路输出信号幅度比较大而又不饱和的情况下，可以认为电路是线性的，可以用传输函数来描述。每一条支路的传输函数的形式为：

H_i(f)＝|H_i(f)|exp(jφ_i(f))，其中，f表示信号频率，φ表示相位，i表示支路所对应的支路号，1≤i≤M。

另外，在实际应用中，可以认为：

1)|H_i(f)|＝ρ_i|H(f)|，ρ_i>0，ρ_i表示支路的幅度响应值，可以随支路号i而不同，但是较短时间内可以认为是基本不变的；

2)

τ_i和

分别为支路的时延响应值和相位响应值，可能随支路号i而不同，但是较短时间内可以认为是基本不变的；

3)|H(f)|在系统频带内是平坦的，即使有一些不平坦也不需要进行带内均衡。

从以上的传输函数形式可以知道接收机输入信号通过M条支路后的信号的差异体现在M个时延特性值τ_i、M个幅度特性值ρ_i和M个相位特性值上，其中i＝1～M。但是，在实际应用中，如果接收机支路之间不存在时延误差，或者时延误差可以忽略的情况下，则接收机输入信号通过M条支路后的信号的差异就可以只体现在M个幅度特性值ρ_i和M个相位特性值

上，这正在本发明需要进行幅相校正的原因。也就是说，如果将经过多支路校正前处理模块获得的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，使所有支路中幅度充分大而又未饱和的信号在幅度和相位上保持一致，就可以在从M路选1路输出信号时达到逐点切换，快速跟踪信号变化。

在本发明中，多支路校正前处理方法可以有以下几种方法：

(1)参见图5，含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块将模拟带通信号进行放大、混频和模拟I&Q解调等处理，将接收机输入信号转换为模拟基带信号，并输出给M个双通道固定增益支路模块；M个双通道固定增益支路模块将模拟基带信号通过M条支路进行梯级增益处理，再输出给M个双通道模拟到数字转换器；M个双通道模拟到数字转换器对模拟基带信号进行采样处理，获得数字基带信号。

(2)参见图6，M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块首先将模拟带通信号通过M条含模拟I&Q解调功能的支路进行梯级增益处理，获得M路模拟基带信号，并输出给M个双通道模拟到数字转换器；M个双通道模拟到数字转换器对模拟基带信号进行采样处理，获得数字基带信号。

(3)参见图7，M个单通道固定增益支路模块首先将模拟带通信号通过M条支路进行梯级增益处理，并输出给M个单通道模拟到数字转换器；M个单通道模拟到数字转换器对模拟带通信号进行采样处理，获得M路数字带通信号，并输出给数字I&Q解调部分；数字I&Q解调部分将M路数字带通信号进行数字I&Q解调处理，获得数字基带信号。

当然，在上述第2种和第3种方法中，本发明在进行梯级增益处理之前，还可以首先将接收机输入信号进行放大和混频等处理。

这里，接收机输入的信号为模拟带通信号，为实信号。接收机进行I&Q解调也就是将实信号变换为复信号，是一个必要的步骤。需要注意的是，本发明所述的I&Q解调中的“解调”二字并不是通常意义上的恢复调制前的星座图上的信号符号，而是指先将带通信号的载波中心频率搬移到0频率的位置，然后进行低通滤波处理，以滤除镜像和其它干扰信号，获得I&Q信号的过程。这里的0频率即0Hz。如果在模拟信号处理阶段进行频率搬移和模拟低通滤波，就为模拟I&Q解调；如果在数字信号处理阶段进行频率搬移和数字低通滤波，则为数字I&Q解调。

对于多载波接收机，即接收机输入信号含有多个载波，需要在数字接收通道后段模块中，将接收到的数字基带信号进行进一步下变频处理，即将每一个载波的中心频率分别搬移到0频率的位置，再进行滤波、抽取处理，获得对应于多个载波的多路基带信号，最后经过解调得到多路bit流。

对于单载波接收机，即接收机输入信号只有一个载波，那么经过I&Q解调以后，已经可以获得唯一的基带信号了，就无需在数字接收通道后段模块进行下变频处理，而只需要进行滤波、抽取处理，然后经过解调得到一路bit流。

由于数字基带信号的模值从形状上反映了接收机输入信号的包络的形状，所以数字基带信号也常常被称为复包络。本发明下述的样点、数字基带信号或复包络的含义是一样的。其中，样点是数字基带信号的每一个采样点，而样点的功率就是该样点所在复包络的功率。

本发明中，多支路校正与切换模块将M路数字基带信号进行幅度和相位校正，其关键是需要给幅相校正模块配置幅相校正系数。配置幅相校正系数的方式一般分为两种：一种是离线配置方式，另外一种是在线配置方式。但不管采用哪种方式，幅相校正系数的计算过程是类似的。

为了更好地理解本发明方案，下面对幅相校正系数的计算方法进行详细的描述：

假设本发明的接收机共M条支路，M条支路的增益分别为G₁～G_M，其中，第1条支路的增益最高，第2条支路的增益次之，依此类推，第M条支路的增益最小。另外，规定第1条支路和第2条支路为第1对相邻支路对，其增益差，即G₁-G₂，为ΔG₁；第2条支路和第3条支路为第2对相邻支路，其增益差为ΔG₂；依此类推，第M-1条支路和第M条支路为第M-1对相邻支路对，其增益差为ΔG_M-1。

另外，校正前的数字基带信号可以表示为

${\tilde{x}}_k\left(n\right)=i_k\left(n\right)+{\mathrm{jq}}_k\left(n\right),$ i_k(n)和q_k(n)为[-1，1)范围的定点数，即复包络幅度

满足 $\left|{\tilde{x}}_k\left(n\right)\right|\≤1.$ 这里k表示第k条支路，n表示第n号样点，并且假设样点为经过了抽取率为R的抽取之后的，即样点间隔为RT_s。如果将

的功率定义为dBFS，则当 $\left|{\tilde{x}}_k\left(n\right)\right|=1$ 时，复包络功率则为0dBFS。

从上述的定义中可以很容易地知道，如果某支路信号校正前的功率为0dBFS，则表示该条支路为临界饱和。但在实际应用中，为了防止包络失真而导致ADC饱和，一般会为每一条支路分别设置包络回退BCE_k，当复包络功率大于-BCE_kdBFS时就可以认为该支路已经饱和。所以，当本发明利用切换策略选择输出第n号样点的支路时，就可以从所有第n号样点功率小于或等于-BCE_kdBFS的支路中选择一条信号幅度最大或增益最大的支路，并将其作为输出第n号样点的支路。

本发明中，计算幅相校正系数的方法包括以下步骤：

步骤1：各相邻支路对对输入样点进行筛选，确定将用于进行相对幅相校正计算的样点。

由于本发明有M条支路，同一输入信号经过多支路校正前处理模块401处理后的同一个样点在幅度和相位上不同，如果能计算出M条支路上同一个样点之间幅度和相位的差异，那么就可以对各条支路在幅度和相位进行不同的补偿，使补偿后的M条支路上的数字基带信号在幅度和相位上保持一致，从而达到校正的目的。

但是，从每对相邻支路对来说，并不是每一个样点都适合用来进行该相邻支路对的相对幅相校正计算。比如在某个样点上，某相邻支路对中的一个支路的ADC已经饱和，明显该支路的输出信号不能反映该支路增益的真实大小，所以该样点不应该用于计算该支路对相对幅相校正系数。所以，本发明为每一对相邻支路对设置了幅相校正窗口，幅相校正窗口位于接近ADC满刻度而又不致饱和的地方。规定只有落在幅相校正窗口中的信号样点才被选中来进行该相邻支路对的相对幅相校正计算，这称为幅相校正信号的筛选，其筛选条件可以用以下公式表示：

$\left\{\begin{array}{c}-{\mathrm{BCE}}_k-W_{\mathrm{AP},k}\&le;P_k\left(n\right)<-{\mathrm{BCE}}_k\\ {-\mathrm{BCE}}_k-W_{\mathrm{AP},k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}\left(n\right)<{-\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\end{array}\right.$

其中，1≤k≤M-1，AP表示幅相校正，BCE_k表示第k条支路的包络回退值，[-BCE_k-W_AP，k，-BCE_k)表示第k对相邻支路对的高增益支路的幅相校正窗口，[-BCE_k-W_AP，k-ΔG_k，-BCE_k-ΔG_k)表示第k对相邻支路对的低增益支路的幅相校正窗口。W_AP，k表示第k对相邻支路对幅相校正窗口宽度，W_AP，k最小可以取得接近0，最大可以取为无穷大。当W_AP，k取值为无穷大时，只要第k支路不饱和，样点就将落在第k对相邻支路对幅相校正窗口内。P_k(n)表示第k条支路的第n号样点的功率大小，P_k+1(n)表示第k+1条支路的第n号样点的功率大小，ΔG_k表示第k对相邻支路对的增益差。从以上公式可以知道，在第k对相邻支路对中，只有在第k条支路上的第n号样点的功率值在-BCE_k-W_AP，k和-BCE_k之间，同时，第k+1条支路上的第n号样点的功率值在-BCE_k-W_AP，k-ΔG_k和-BCE_k-ΔG之间时，第n号样点才能作为进行第k对相邻支路对相对幅相校正计算的样点。

在实际应用中，如果某样点落在多个相邻支路对的幅相校正窗口之中，则可以同时作为多个相邻支路对之间相对幅相校正计算的样点。

步骤2：根据各相邻支路对中高增益支路的上次功率值迭代和以及高增益支路的本次样点功率值来计算高增益支路的本次功率值迭代和，根据相邻支路对中低增益支路的上次功率值迭代和以及低增益支路的本次样点功率来计算低增益支路的本次功率值迭代和，根据相邻支路对的上次互相关值迭代和以及本次样点互相关值来计算相邻支路对本次互相关值迭代和。

假设n_Ap(l_AP，k)表示进行第k对相邻支路对本次幅相校正系数计算时的样点号，即第n号样点落在第k对相邻支路对的幅相校正窗口中，并且第n号样点是第l_AP，k次落入第k对相邻支路对的幅相校正窗口中；假设P_k，H(l_AP，k)和R_k，H(l_AP，k-1)分别为相邻支路对中高增益支路第l_AP，k次和第l_AP，k-1次功率值迭代和，即高增益支路的本次功率值迭代和以及高增益支路的上次功率值迭代和；P_k，L(l_AP，k)和P_k，L(l_AP，k-1)分别表示相邻支路对的低增益支路的第l_AP，k次和第l_AP，k-1次功率值迭代和，即低增益支路的本次功率值迭代和以及上次功率值迭代和；R_AP，k(l_AP，k)和P_k(l_AP，k-1)分别表示相邻支路对第l_AP，k次和第l_AP，k-1次的互相关值迭代和，即相邻支路对的本次样点互相关值迭代和以及上次互相关值迭代和。

高增益支路的功率值迭代和、低增益支路的功率值迭代和以及相邻支路对的互相关值迭代和的初始值设置为0，即上电或者复位之后，P_k，H(0)、P_k，L(0)和R_AP，k(0)的值为0。

高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和以及本次相邻支路对互相关值迭代和可以分别由以下的迭代公式表示：

$P_{k,H}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)=(1-{\mathrm{\&alpha;}}_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)){\left|{\tilde{x}}_k\left(n_{\mathrm{AP}}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right)\right|}^2+{\mathrm{\&alpha;}}_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)P_{k,H}(l_{\mathrm{AP},k}-1)$

$P_{k,L}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)=(1-{\mathrm{\&alpha;}}_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)){\left|{\tilde{x}}_{k+1}\left(n_{\mathrm{AP}}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right)\right|}^2+{\mathrm{\&alpha;}}_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)P_{k,L}(l_{\mathrm{AP},k}-1)$

$R_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)=(1-{\mathrm{\&alpha;}}_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)){\tilde{x}}_k\left(n_{\mathrm{AP}}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right){\tilde{x}}_{k+1}^{*}{\left(n_{\mathrm{AP}}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right)+\mathrm{\&alpha;}}_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)R_{\mathrm{AP},k}(l_{\mathrm{AP},k}-1)$

其中，α_AP，k(l_AP，k)表示第k对相邻支路对的α滤波上次值权重，简称α系数，

表示第n_Ap(l_AP，k)号样点的信号值，

表示

的共轭，

表示高增益支路的本次样点功率值，

表示低增益支路的本次样点功率值， ${\tilde{x}}_k\left(n_{\mathrm{AP}}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right){\tilde{x}}_{k+1}^{*}\left(n_{\mathrm{AP}}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right)$ 表示相邻支路对的本次互相关值。α_AP，k(l_AP，k)的取值与第k对相邻支路对的电路特性相关，一般在电路特性基本不变的时间尺度上取值近似为1，以形成相干累加的效果；而在电路特性发生较大变化的时间尺度上的取值近似为0，以去除上次电路特性对当前计算值的影响。

在实际应用中，可以设α_AP，k(l_AP，k)＝(θ_AP，k)＾((n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1))RT_S)，其中，θ_AP，k是与第k对相邻支路对电路特性有关的量，RT_S为样点之间的时间差值，一般非常小，接近于0。从α_AP，k(l_AP，k)＝(θ_AP，k)＾((n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1))RT_S)公式中可以知道，当第k对相邻支路对电路特性基本不变时，相邻两次落在第k对相邻支路对的幅相校正窗口样点的时间间隔应该不大，即(n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1))RT_S的值仍然非常小，则(θ_AP，k)＾((n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1))RT_S)是一个小于1但是非常接近1的数。而如果第k对相邻支路对电路特性变化较大时，相邻两次落在第k对相邻支路对的幅相校正窗口样点的时间间隔应该比较大，即(n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1))RT_S的值比较大，则(θ_AP，k)＾((n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1))RT_S)是一个接近于0的正数。

在实际应用中，由于将α_AP，k(l_AP，k)直接用于α滤波进行计算比较复杂，则可以生成一个n(l_AP，k)-n(l_AP，k-1)到(θ_AP，k)＾((n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1))RT_S)的转换表。n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1)的值可以利用计数器来得到，即计数器每隔RT_S就加1，在需要计算新的功率累计值时，根据计数器记录的n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1)从转换表中直接得到(θ_AP，k)＾((n_AP(l_AP，k)-n_AP(l_AP，k-1))RT_S)，并直接用于计算新的功率累计值，然后将计数器清零。

当然，在实际应用中，如果第k对相邻支路对可以保证在电路幅相特性基本不变的时间尺度上都有足够多的幅相校正信号样点，则可以将α_AP，k(l_AP，k)事先设置为一个小于1且接近于1的值，从而减少计算量。

步骤3：根据相邻支路对的高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相邻支路对的本次相关累计值来计算相邻支路对的相对幅相校正系数。

相邻支路对的相对幅相校正系数可以由以下公式表示：

$r_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)=a_k\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\exp \left({\mathrm{jb}}_k\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right)$

$={\left(\frac{P_{k,L}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)}{P_{k,H}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)}\right)}^{1/2}\frac{R_{\mathrm{AP},k}^{*}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)}{\left|R_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right|}$

其中，r_AP，k(l_AP，k)表示第k对相邻支路对的相对幅相校正系数，a_k(l_AP，k)表示第k对相邻支路对之间的幅度差异，b_k(l_AP，k)表示第k对相邻支路对之间的相位差异。根据前面的P_k，H(l_AP，k)、P_k，L(l_AP，k)和l_AP，k(l_AP，k)的计算公式，可以知道表示了第k对相邻支路对高增益支路相对于低增益支路的功率倍数，R_AP，k(l_AP，k)的复角度表示了第k对相邻支路对高增益支路相对于低增益支路的相位提前量。由于功率之比为幅度之比的平方，所以将

乘到高增益支路信号上之后，高低增益支路的输出信号的幅度就相同了。而将

乘到高增益支路信号上之后，高低增益支路的输出信号的相位就相同了。所以， $a_k\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)={\left(\frac{P_{k,L}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)}{P_{k,H}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)}\right)}^{1/2},$ 即第k对相邻支路对之间的幅度差异可以根据高增益支路和低增益支路的功率累计值计算得到，而 $\exp \left({\mathrm{jb}}_k\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right)=\frac{R_{\mathrm{AP},k}^{*}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)}{\left|R_{\mathrm{AP},k}\left(l_{\mathrm{AP},k}\right)\right|},$ 即第k对相邻支路对之间的相位差异可以根据互相关功率累计值及其共轭计算得到。

步骤4：根据所有相邻支路之间的相对幅相校正系数获得全体幅相校正系数。

为了计算全体幅相校正系数，需要事先将某一条支路确定为参考支路，参考支路确定之后就是固定的，每次计算全体幅相校正系数都要使用这个支路作为参考支路。每次计算全体幅相校正系数时，参考支路的幅相校正系数都为1，保持不变。其余支路都以该参考支路为标准来重新计算，得到新的幅相校正系数。

假设将第APREF条支路设置为参考支路，1≤APREF≤M，全体幅相校正系数的计算则可以用以下公式表示：

$c_{\mathrm{AP},k}=\underset{i=k}{\overset{\mathrm{APREF}-1}{\mathrm{\&Pi;}}}{r}_{\mathrm{AP},i},$ k＝1～APREF-1

c_AP，APREF＝1

$c_{\mathrm{AP},k}=\underset{i=\mathrm{APREF}}{\overset{k-1}{\mathrm{\&Pi;}}}\frac{1}{r_{\mathrm{AP},i}},$ k＝APREF+1～M

其中，r_AP，i表示第i对相邻支路对的相对幅相校正系数，1≤i≤M-1。当k≤APREF-1时，第k条支路的幅相校正系数为第k对到第APREF-1对相邻支路对的相对幅相校正系数的连乘积，即 $c_{\mathrm{AP},k}=\underset{i=k}{\overset{\mathrm{APREF}-1}{\mathrm{\&Pi;}}}{r}_{\mathrm{AP},i};$ 当k＝APREF时，第k条支路的幅相校正系数为1，即c_AP，APREF＝1；当k≥APREF+1，时，第k条支路的幅相校正系数为第APREF对到第k-1对相邻支路对的相对幅相校正系数的连乘积的倒数，即 $c_{\mathrm{AP},k}=\underset{i=\mathrm{APREF}}{\overset{k-1}{\mathrm{\&Pi;}}}\frac{1}{r_{\mathrm{AP},i}}.$ 也就是说，当第APREF条支路为参考支路时，只有第APREF条支路的信号在幅相校正前后维持不变，而其余所有支路的经过幅相校正之后的信号将向参考支路靠拢。

在实际应用中，当某样点落入多个相邻支路对的幅相校正窗口中时，可以先只计算相对幅相校正系数，等到处理完所有的有样点落入多个相邻支路对幅相校正窗口的情况之后，才统一进行全体幅相校正系数的计算。比如：当第n号样点分别落入第2对相邻支路对和第3对相邻支路对的幅相校正窗口中时，首先根据第2对相邻支路对的情况执行步骤2～步骤3，再根据第3对相邻支路对的情况执行步骤2～步骤3，最后进行全体幅相校正系数的计算，得到全体支路的幅相校正系数c_AP，k。

在实际应用中，接收机的各个支路之间可能具有时延误差，在时延误差超过一定限度之后，需要在幅相校正前对数字基带信号进行时延校正。

本发明中，时延校正的关键在于计算滤波器系数，滤波器系数的计算方法包括以下步骤：

步骤1：相邻支路对对数字基带信号的样点进行筛选，确定进行时延校正计算的样点。

与幅相校正系数的计算不一样的是，为了提高时延校正的精度，一般使用的样点是抽取之前的，即样点间隔为T_S。

与幅相校正系数的计算一样，在进行时延校正系数中，并不是任何一个样点都适合用来进行计算时延校正系数。增益过大会使信号饱和，导致失真，过小则会受到噪声的影响，也就是说，增益过大或者过小都会降低校正精度。同样，本发明为每一对相邻支路对设置了时延校正窗口，并规定只有落在时延校正窗口中的信号样点才被选中来进行该相邻支路对的相对时延校正计算。各相邻支路对需要对输入的信号样点进行判别，只有满足判别条件的信号样点才能用来进行时延校正计算。该判别条件可以用以下公式表示：

$\left\{\begin{array}{c}-{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}\&le;P_k\left(n\right)<-{\mathrm{BCE}}_k\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}\&le;P_k(n-1)<-{\mathrm{BCE}}_k\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}\&le;P_k(n-L)<-{\mathrm{BCE}}_k\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}\left(n\right)<-{\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}(n-1)<-{\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}(n-L)<-{\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\end{array}\right.$

其中，1≤k≤M-1，BCE_k表示第k对相邻支路对的包络回退值，[-BCE_k-W_T，k，-BCE_k)表示第k对相邻支路对的高增益支路的时延校正窗口，[-BCE_k-W_T，k-ΔG_k，-BCE_k-ΔG_k)表示第k对相邻支路对的低增益支路的时延校正窗口。其中W_T，k表示第k对相邻支路对时延校正窗口宽度，W_T，k最小可以取得接近0，最大可以取为无穷大。当W_T，k取值为无穷大时，相当于只要第k支路不饱和就落在第k对相邻支路对时延校正窗口内了。P_k(n)表示第k条支路的第n号样点的功率大小，P_k(n-1)表示第k条支路的第n-1号样点的功率大小，依次类推；同理，P_k+1(n)表示第k+1条支路的第n号样点的功率大小，P_k+1(n-1)表示第k+1条支路的第n-1号样点的功率大小，并依次类推。也就是说，只有当第k条支路上第n号样点至第n-L号样点同时落入第k对相邻支路对的高增益支路的时延校正窗口中，而且第k+1条支路上的第n号样点至第n-L号样点也同时落入第k对相邻支路对的低增益支路的时延校正窗口中时，这2L+2个样点才用来作为计算第k对相邻支路对之间的时延校正系数的样点。

在实际应用中，时延校正窗口也可以用其它方法来设定，只要能够筛选到适合用来进行时延校正计算的样点即可。比如：时延校正窗口还可以设置为：

$\left\{\begin{array}{c}-{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}\&le;P_k\left(n\right)<-{\mathrm{BCE}}_k\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}(n-L)<-{\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}(n-L+1)<-{\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}\left(n\right)<-{\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}(n+1)<-{\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ -{\mathrm{BCE}}_k-W_{T,k}-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\&le;P_{k+1}(n+L)<-{\mathrm{BCE}}_k-\mathrm{\&Delta;}{G}_k\end{array}\right.$

即：只有当第k条支路上第n号样点落入第k对相邻支路对的高增益支路的时延校正窗口中，第k+1条支路上的第n-L号样点至第n+L号样点落入第k对相邻支路对的低增益支路的时延校正窗口中时，这2L+2个样点值才用来计算时延校正。当然，如果选择样点的方法不一样，计算相邻支路对各样点之间相关功率也会有相应的差异，但其原理是相似的。

步骤2：根据相邻支路对的上次时延互相关值迭代和以及本次时延互相关值计算相邻支路对本次时延互相关值迭代和。

由于步骤1筛选出来的共有2L+2个样点，其中，第k条支路有L+1个样点，第k+1条支路也有对应的L+1样点。所以，如果将第k条支路上所述的L+1样点分别与第k+1条支路上所述的L+1样点进行互相关计算，则可以得到2L+1个不同的互相关值迭代和。

第k对相邻支路对之间的2L+1个互相关累计值的初始值，即上电或复位之后的值，都设置为0，即：

R_T，k(0，-L)＝...＝R_T，k(0，-1)＝R_T，k(0，0)＝R_T，k(0，1)＝...＝R_T，k(0，L)＝0

相邻支路对之间的2L+1个互相关值迭代和的计算可以由以下的迭代公式表示为：

R_T，k(l_T，k，d)＝(1-α_T，k(l_T，k))ρ_T，k(l_T，k，d)+α_T，k(l_T，k)R_T，k(l_T，k-1，d)

d＝-L，-L+1，...，-1，0，1，...L-1，L

其中，T表示时延校正，d表示时延差，l_T，k表示第k对相邻支路对互相关计算的次数，R_T，k(l_T，k，d)表示第k对相邻支路对之间时延为d的第l_T，k次或本次互相关值，R_T，k(l_T，k-1，d)表示相邻支路对之间时延为d的第l_T，k-1次或上次互相关值，ρ_T，k(l_T，k，d)表示相邻支路对的本次互相关值，α_T，k(l_T，k)表示第k对支路对α滤波上次值权重，简称为α系数。α系数的含义与幅相校正系数计算中的α系数含义相似，也可以采取类似的处理方法，此处不再赘述。从以上的公式可以知道，相邻支路对的上次互相关值迭代和以及本次互相关值的加权平均值即为本次相邻支路对的互相关值迭代和。

其中，相邻支路对的本次互相关值可以表示为：

${\mathrm{\&rho;}}_{T,k}(l_{T,k},d)=\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{x}}_k(n_T\left(l_{T,k}\right)+d){\tilde{x}}_{k+1}^{*}\left(n_T\left(l_{T,k}\right)\right)& d=-L,...,-2,-1\\ {\tilde{x}}_k\left(n_T\left(l_{T,k}\right)\right){\tilde{x}}_{k+1}^{*}\left(n_T\left(l_{T,k}\right)-d\right)& d=\mathrm{0,1},...,L-1,L\end{array}\right.$

n_T(l_T，k)表示本次相邻时延校正系数计算使用的样点号。当d＝-L，...，-2，-1时，表示第k条支路上的第n+d号样点与第k+1条支路上第n号样点之间的互相关值；当d＝0，1，...，L-1，L时，

表示第k条支路上的第n号样点与第k+1条支路上第n-d号样点之间的互相关值。

在实际应用中，相邻支路对的本次互相关值还可以表示为：

${\mathrm{\&rho;}}_{T,k}(l_{T,k},d)=\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{L+1+d}\underset{i=0}{\overset{L+d}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{x}}_k(n\left(l_{T,k}\right)-i+d){\tilde{x}}_{k+1}^{*}(n\left(l_{T,k}\right)-i),d=-L,...,-2,-1\\ \frac{1}{L+1-d}\underset{i=0}{\overset{L-d}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{x}}_k(n\left(l_{T,k}\right)-i){\tilde{x}}_{k+1}^{*}(n\left(l_{T,k}\right)-i-d),d=\mathrm{0,1},...,L-1,L\end{array}\right.$

这里计算相邻支路对的本次互相关功率的方法与前一种方法基本类似，所不同的是：后一种方法比前一种方法有更好的精度，但是复杂度更高。因为前一种方法是将第k条支路上的某一个样点与第k+1条支路上的某一个样点进行互相关计算，而后一种方法是将第k条支路上的多个样点与第k+1条支路上的多个样点之间进行互相关计算，再将计算出来的值进行平均，作为相邻支路对之间的互相关值。例如：当d＝-L+2且L≥2时，本次互相关值可以表示为 $\frac{1}{3}\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{x}}_k(n\left(l_{T,k}\right)-i-L+2){\tilde{x}}_{k+1}^{*}(n\left(l_{T,k}\right)-i),$ 也就是说，第k支路上的第n-L+2号、第n-L+1号、第n-L号分别与第k+1条支路上的第n号、第n-1号、第n-2号样点的共轭分别进行相乘计算，再将其平均值作为该相邻支路对时延为-L+2时的本次互相关值。

在实际应用中，还可能存在其它计算相邻支路对之间互相关值的形式，只要可以表示相邻支路对之间互相关的关系即可，此处不再一一列举。

步骤3：根据相邻支路对本次时延互相关值迭代和获得相邻支路对之间的本次时延残差。

这里，第k对相邻支路对之间的时延残差是指第k条支路上的信号落后于第k+1条支路上的信号的时间。第k对相邻支路对之间的时延残差τk可以用下式计算：

${\mathrm{\&tau;}}_k=\mathrm{Re}\left\{\frac{\underset{d=-L}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}d{R}_{T,k}(l_{T,k},d)}{\underset{d=-L}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{T,k}(l_{T,k},d)}\right\}$

其中，R_T，k(l_T，k，d)表示第k对相邻支路对第l_T，k次即本次时延为d的互相关值，Re{}表示取实部运算。例如：某相邻支路对的高增益支路和低增益支路各筛选出4个样点，对应为4个时刻，高低增益支路的同号样点对应相同时刻。如果只有相邻支路对之间时延值为2的互相关计算值存在，其余各样点通过互相关计算所得的值均为0，则 ${\mathrm{\&tau;}}_k=\mathrm{Re}\left\{\frac{2R_{T,k}(l_{T,k},2)}{R_{T,k}(l_{T,k},2)}\right\}=2.$ 也就是说，高增益支路的第3个样点和低增益支路的第1个样点最相关，则可以认为高增益支路的第3个样点和低增益支路的第1个样点在分为多支路前其实为同一个样点的可能性最大，只是由于相邻支路对之间存在时延差异，使高增益支路的信号落后了低增益支路的信号时延值为2的时间。实际上，τ_k可以为整数，但是大多数情况下不是整数，而且可能为正数、负数或0。

步骤4：根据相邻支路对之间的本次时延残差和上次相对时延校正系数确定相邻支路之间的本次相对时延校正系数。

时延残差τ_k其实就是相邻支路对之间本次相对时延校正系数，但经过多次时延校正计算，相邻支路对之间存在第l_T，k-1次或上次相对时延校正系数。如果将相邻支路对之间的本次相对时延残差叠加到相邻支路对之间的上次相对时延校正系数上，就可以很容易得到相邻支路本次相对时延校正系数。相邻支路本次相对时延校正系数r_T，k(n_T)可以用下式计算：

r_T，k(n_T)＝r_T，k(n_T-1)-τ_k

其中，r_T，k(n_T-1)表示第k对相邻支路对上次相对时延校正系数，r_T，k(n_T)表示第k对相邻支路对本次相对时延校正系数。上面的式子是说，如果在将第k支路延时r_T，k(n_T-1)个样点的情况下其输出信号落后第k+1支路τ_k个样点，应该将其延时调整为r_T，k(n_T-1)-τ_k个样点，才能和第k+1支路信号在时间上对齐。需要注意的是，这里n_T和本发明中其它公式中n_T(l_T，k)含义不同，n_T表示相对时延校正系数的更新次数，而n_T(l_T，k)表示与l_T，k对应的样点号。

根据步骤4中的分析可以知道，如果只考虑第k支路和第k+1支路间的时延关系，将第k支路信号延时r_T，k(n_T)个样点而第k+1支路信号不动，就可以和k+1支路信号对齐了。在实际应用中，r_T，k(n_T)可以为整数，但是大多数情况下不是整数，而且可能为正数、负数或0。

步骤5：根据相邻支路对之间的本次相对时延校正系数获得全体时延校正系数。

当某相邻支路对计算出新的相对时延校正系数之后，为了将M条支路的信号在时间上对齐，需要事先设定一条参考支路和时延目标值τ_normal，并以参考支路为准，重新计算M条支路的时延校正系数，即全体时延校正系数。这里，时延目标值是指用于时延校正的低通滤波器的群时延要求。

假设将第TREF条支路作为参考支路，将参考支路的群时延设定为τ_normal，则参考支路的时延校正系数始终保持为0，而其它的支路则向参考支路靠拢。M路时延校正系数可以表示为：

$c_{T,k}=\underset{i=k}{\overset{\mathrm{TREF}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{T,i},$ k＝1～TREF-1

c_TREF＝0

$c_{T,k}=-\underset{i=\mathrm{TREF}}{\overset{k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{T,i},$ k＝TREF+1～M

需要注意的是，这里的k并不表示第k对相邻支路对，而是表示第k条支路。当k＝1～TREF-1时，第k条支路的时延校正系数就是从自身支路所在的相邻支路对到参考支路所在的相邻支路对相对时延校正系数之和。比如：接收机共5条支路，第3条支路为参考支路，第1条和第2条支路为第1对相邻支路对，并依此类推。那么，如果第1对相邻支路对的相对时延校正系数为0.1，第2对相邻支路对的相对时延校正系数为0.2，则第1支路相对于参考支路的时延校正系数为0.3，第2条支路相对于参考支路的时延校正系数为0.2。当k＝TREF+1～M时，其方法与此类似，此处不再赘述。

步骤6：根据全体时延校正系数和时延目标值获得全体滤波器系数。

从步骤5可以知道，参考支路的低通滤波器群时延设置为τ_normal，为了能够将M条支路的信号在时间上对齐，则应该使第k支路的滤波器系数对应的群时延为τ_normal+c_T，k，其中，k＝1～M，然后再将滤波器系数配置给M个低通滤波器。

在实际应用中，如果相邻支路对之间的时延残差非常小，或者说未超过事先设定的时延门限值，则可以不计算时延校正系数。即使需要计算时延校正系数，虽然相邻支路对的信号并没有在时间上完全对齐，但只要不影响系统性能，可以定时或不定时地计算时延校正系数，而不需要频繁地进行时延校正。

当接收机输入信号经过幅相校正之后，需要根据切换策略选择一路输出信号。在实际应用中，M路选1路控制模块根据切换策略来选择输出数字基带信号支路的方法很多，比如可以采用以下的方法实现：

步骤X1：M路选1路控制模块根据校正前数字基带信号确定1路增益最大但未饱和的支路，将其作为候补被选中支路。

如果存在包络回退，M路选1路控制模块判断支路是否已经饱和的条件并不是判断复包络功率是否达到0dBFS，而是判断是否达到-BCEkdBFS，如果达到，则判断为已经饱和，否则，就判断为未饱和。

步骤X2：M路选1路控制模块判断前一次样点是否由候补被选中支路的相邻低增益支路输出，而且本次样点在候补被选中支路中的功率不低于迟滞低门限，如果是，则将候补被选中支路的相邻低增益支路作为输出本次样点的被选中支路；否则，将候补被选中支路作为输出本次样点的被选中支路。

在相邻支路的切换中，如果只设置-BCE_kdBFS一个门限，由于候补被选中支路信号可能在-BCE_k dBFS附近发生小幅度波动，容易造成在两个相邻支路之间频繁切换，可能导致不连续，影响解调性能。所以，本发明中可以设置高低双门限，即切换迟滞。也就是说，将-BCE_k dBFS设置为迟滞高门限，将-(BCE_k+HYSAB_k)dBFS设置为迟滞低门限。在已经确定第k条支路为不饱和的最大输出支路的时候，如果第k+1条支路为输出上次样点的支路，则当第k条支本次样点功率不低于-(BCE_k+HYSAB_k)dBFS时，应该继续将第k+1条支路作为本次样点的输出支路，否则从第k+1条支路切换到第k条支路。

方式实施例一

图11显示了本实施例中接收机的基本结构示意图。参见图11，本实施例采用离线配置幅相校正系数的方法，即在接收机开始工作之前，先计算出M条支路的幅相校正系数初始值，再将其配置给幅相校正模块1104，并且在接收机工作期间不再更改。这包括两种情况，一种是在将接收机上电之前就将校正系数配置在接收机中，这种情况下配置的系数是掉电或者复位也不失去信息的；另一种是在接收机每次复位之后一次性的写到接收机中，不掉电或者不复位就不失去信息，但是掉电或者复位之后信息会失去，所有每次上电或者复位之后都要做一次性写入的操作。

图18显示了本实施例中计算幅相校正初始值方法的流程图。如图18所示，计算幅相校正初始值方法包括以下步骤：

步骤1801：将各相邻支路对中高增益支路的上次功率值迭代和、低增益支路的上次功率值迭代和、上次互相关值迭代和均设置为0。

在实际应用中，还可以先为各相邻支路对设置相对幅相校正系数初始值，再根据相对幅相校正系数初值计算得到全体幅相校正系数，并配置给幅相校正模块。然后以此为基础，开始幅相校正系数的初始化过程，即开始计算真的幅相校正系数初始值。

步骤1802：各相邻支路对根据各自的幅相校正窗口对通过多支路校正前处理模块处理后获得的样点进行筛选，确定用来进行本次相对幅相校正计算的样点。

步骤1803：各相邻支路对根据自身高增益支路的上次功率值迭代和以及落入自身幅相校正窗口的本次样点功率值计算自身高增益支路的本次功率值迭代和，根据自身低增益支路的上次功率值迭代和以及本次样点功率值计算自身低增益支路的本次功率值迭代和，根据相邻支路对的上次互相关值迭代和以及本次样点互相关值计算相邻支路对的本次互相关值的迭代和。

本实施例中，步骤1802和步骤1803与本发明中所述的幅相校正系数计算方法中的步骤1和步骤2相似，此处不再赘述。

步骤1804：各相邻支路对判断样点落入自身幅相校正窗口的次数是否达到预设值，如果达到，则执行步骤1805；否则，返回步骤1802。

在幅相校正系数计算方法中，利用l_AP，k来记录第k对相邻支路对有样点落入的次数。如果要得到理想的全体幅相校正系数，就需要每一对相邻支路对都有相当多的样点落入幅相校正窗口。至于每一对相邻支路对中多少次有样点落入幅相校正窗口，则需要根据实际的情况预先设置，即需要确定一个样点落入幅相校正窗口的次数的预设值。当所有相邻支路对的样点落入幅相校正窗口次数达到预设值以后，才继续进行步骤1805；否则，各相邻支路对继续等待合适的样点。

这里，需要注意的是，各相邻支路对的l_AP，k、P_k，H(l_AP，k)、P_k，L(l_AP，k)和R_AP，k(l_AP，k)在上电或者复位之后的初始值为0，但每次有某个样点落入某相邻支路对的幅相校正窗口中，l_Ap，k就增加1，相应地P_k，H(l_AP，k)、P_k，L(l_AP，k)和R_AP，k(l_AP，k)就将被更新，而且作为上次功率值迭代和来计算下一次有样点落入时的新的P_k，H(l_AP，k)、P_k，L(l_AP，k)和R_AP，k(l_AP，k)值。也就是说，在幅相校正系数初始值的过程中，P_k，H(l_AP，k)、P_k，L(l_AP，k)和R_AP，k(l_AP，k)的值将不会清0。

实际上，除非下一次复位，P_k，H(l_AP，k)、P_k，L(l_AP，k)和R_AP，k(l_AP，k)的值以及l_AP，k的值都不会被清零，在工作期开始后会将初始化得到的这些值作为初值。

步骤1805：各相邻支路对根据自身高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相邻支路对的本次相关值迭代和来计算自身相邻支路对的相对幅相校正系数。

在实际应用中，各个相邻支路对可以同时根据信号样点计算相对幅相校正系数，即输入信号并不针对某一个相邻支路对，而是在各个支路的动态范围之间变化，而各个相邻支路对同时进行步骤1802～步骤1805，直到完成所有的相邻支路对的相对幅相校正系数计算；各个相邻支路对也可以分时计算相对幅相校正系数，也就是说，将输入信号的功率控制到刚好落入某一个相邻支路对的幅相校正窗口中，等该相邻支路对的相对幅相校正系数计算完成之后，再将输入信号的功率控制到刚好落入另一个相邻支路对的幅相校正窗口中，计算另外一个相邻支路对的相对幅相校正系数，并重复此过程，直到完成所有的相邻支路对的相对幅相校正系数计算。

步骤1806：根据所有相邻支路对之间的相对幅相校正系数获得M个幅相校正系数。

本实施例中，步骤1805和步骤1806与幅相校正系数计算方法中的步骤3和步骤4相同，此处不再赘述。

步骤1807：将M个幅相校正系数配置给幅相校正模块。

当将幅相校正系数初始值配置给幅相校正模块以后，接收机就可以从天线接收无线信号了，并且在之后都不更改。这里，所述的将全体幅相校正系数配置给幅相校正模块其实就是将全体幅相校正系数写入幅相校正模块内的M个幅相校正系数对应的寄存器中。

本实施例中假设使用离线配置方式，如果接收机有校正信号注入模块，那么用于离线配置幅相校正系数初始值的输入信号就可以是校正信号，或者可以直接从天线输入端注入适合于用作校正的信号；如果接收机没有校正信号注入模块，那么用于离线配置幅相校正系数初始值的输入信号可以是直接从天线输入端注入适合于用作校正的信号。

当然，在实际应用中，如果采用在线配置幅相校正系数初始值，则输入信号就可以是接收机输入信号或者校正信号。

本实施例中，当为接收机配置了幅相校正系数初值之后，就可以开始接收无线信号，并将其处理为bit流输出。

图19显示了本实施例实现接收无线信号方法的流程图。如图19所示，本实施例实现接收无线信号的方法包括以下步骤：

步骤1901：含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块将接收机输入信号进行放大和模拟I&Q解调等处理，获得模拟基带信号，并输出给M个双通道固定增益支路模块。

在实际应用中，含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块还可能对接收机输入信号进行混频和滤波等处理。

步骤1902：M个双通道固定增益支路模块将输入的模拟基带信号进行梯级增益处理，并输出给M个双通道模拟到数字转换器。

步骤1903：M个双通道模拟到数字转换器将M路模拟基带信号进行采样处理，获得M路数字基带信号并分别输出给M个幅相校正乘法器和M路选1路控制模块。

步骤1904：M个幅相校正乘法器根据事先保存的幅相校正系数，将输入的M路数字基带信号进行幅相校正处理，并输出给M路选1路模块；M路选1路控制模块根据切换策略选择输出当前样点的支路，并通过切换控制信号将支路号通知给M路选1路模块。

本步骤中，输入给M个幅相校正乘法器的M个幅相校正系数就是本实施例中事先通过离线配置的方式配置给幅相校正模块1104的M个幅相校正系数初始值。

步骤1905：M路选1路模块根据切换控制信号从经过幅相校正后的M路数字基带信号中选择一路输出给数字接收通道后段。

步骤1906：数字接收通道后段对输入的数字基带信号进行进一步的数字处理，并输出bit流。

方法实施例二

图12显示了本实施例中接收机的基本结构示意图。参见图12，本实施例采用在线配置幅相校正系数的方法，即接收机上电复位时，幅相校正系数计算模块计算出M条支路的幅相校正系数初始值，将其配置给幅相校正模块1205。之后，幅相校正系数计算模块继续计算M条支路新的幅相校正系数，并将新的幅相校正系数重新配置给幅相校正模块1205。

至于M条支路的幅相校正系数初始值的计算和配置过程与方法实施例一中的方法相似，此处不再赘述。

图20显示了本实施例实现接收无线信号方法的流程图。如图20所示，当幅相校正模块配置了幅相校正系数初始值之后，本实施例实现接收无线信号方法包括以下步骤：

步骤2001：含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块将接收机输入信号进行梯级增益处理和模拟I&Q解调处理，获得M路模拟基带信号，并输出给M个双通道模拟到数字转换器。

步骤2002：M个双通道模拟到数字转换器将模拟基带信号进行采样处理，获得并输出数字基带信号给M个抽取滤波器模块。

步骤2003：M个抽取滤波器模块将输入的数字基带信号进行低通滤波和抽取处理，并输出给幅相校正前馈环时延补偿模块、幅相校正系数计算模块和M路选1路控制模块。

步骤2004：M路选1路控制模块根据切换策略确定输出本次样点的支路号，产生携带有该支路号信息的切换控制信号和表示是否发生切换的切换标志信号，并将切换控制信号输出给切换前馈环时延补偿模块，将切换标志信号输出给幅相校正系数计算模块。

本步骤中，M路选1路控制模块根据切换策略可以知道输出本次样点支路号和输出上次样点的支路号是否相同，并由此产生切换控制信号和切换标志信号。如果M路选1路控制模块发现应该输出n号样点的支路与输出n-1号样点的支路相同，则切换控制信号中的支路号仍然与输出n-1号样点的支路号相同，切换标志信号指示当前样点不需要切换；否则，切换控制信号中的支路号将为新的支路号，切换标志信号指示当前样点需要切换。比如：可以将切换标志信号设计为一个1bit的信号。如果当前样点需要切换，则切换标志信号为1；否则，切换标志信号为0。

步骤2005：幅相校正系数计算模块进行校正信号的筛选和计算，并根据切换标志信号和幅相校正系数最新值判断是否将计算出来的幅相校正系数最新值配置给幅相校正模块，如果是，则将幅相校正系数最新值配置给幅相校正模块；否则，不作配置。

幅相校正系数计算模块计算新的幅相校正系数的方法与计算幅相校正系数初始值的方法基本相似，只是每次有合适的样点落入校正窗口时都直接根据已经存在的上次功率值迭代和以及本次样点功率值计算新的幅相校正系数。计算幅相校正系数最新值方法的步骤为：

Y1、幅相校正系数计算模块通过各相邻支路对的幅相校正窗口，对输入样点进行筛选，确定用来进行本次相对幅相校正计算的样点；

Y2、各相邻支路对根据自身高增益支路的上次功率值迭代和以及落入自身幅相校正窗口的本次样点功率计算自身高增益支路的本次功率值迭代和，根据自身低增益支路的上次功率值迭代和以及本次样点功率值计算自身低增益支路的本次功率值迭代和，根据相邻支路对的上次互相关值迭代和以及本次样点互相关值计算本次相邻支路对的互相关值迭代和；

Y3、各相邻支路对根据自身高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相邻支路对的本次相关值迭代和来计算自身相邻支路对的相对幅相校正系数；

Y4、幅相校正系数计算模块根据所有相邻支路对的相对幅相校正系数获得全体幅相校正系数最新值。

在实际应用中，输入幅相校正系数计算模块的信号可以是未经过幅相校正的M路数字基带信号，也可以是已经经过幅相校正的M路数字基带信号。不管是经过幅相校正前的信号，还是幅相校正后的信号，幅相校正系数计算的方法都基本相似，其区别在于：如果是幅相校正后信号的样点，则需要在计算之前去除原来幅相校正系数的影响，即先将经过幅相校正的M路数字基带信号除以原来的幅相校正系数，恢复为经过幅相校正之前的M路数字基带信号，然后再进行幅相校正系数计算；或者直接用已经经过幅相校正的M路数字基带信号的样点进行计算，最后将计算出来的幅相校正系数乘以原来的幅相校正系数，获得真正的幅相校正系数的最新值。

本步骤中，所述幅相校正系数计算模块判断是否需要将幅相校正系数最新值配置给幅相校正模块的方法为：当幅相校正系数计算模块接收到M路选1路控制模块输入的当前样点的切换标志信号时，幅相校正系数计算模块根据切换标志信号判断是否当前样点是否有切换，如果有切换，幅相校正系数计算模块再判断在上一次给幅相校正模块配置过幅相校正系数后是否计算过新的幅相校正系数，如果有，则将幅相校正系数最新值配置给幅相校正模块。相反地，如果切换标志信号指示当前样点不需要切换，或者幅相校正系数计算模块在上一次给幅相校正模块配置过幅相校正系数后还没有计算过新的幅相校正系数，则幅相校正系数就不需要更新。

在实际应用中，如果M路选1路控制模块向幅相校正系数计算模块发送的切换标志信号指示当前样点需要切换，那么，不管是否计算出新的幅相校正系数，幅相校正系数计算模块也可以向幅相校正模块配置幅相校正系数。该幅相校正系数有可能是在上次配置给幅相校正模块之后新计算出来的幅相系数最新值，也可能就是上次的幅相校正系数，即只是将原来的系数值重新配置了一次，并不会改变幅相校正模块幅相校正系数的值。

另外，在实际应用中，M路选1路控制模块也可以定时将幅相校正系数新值配置给M个幅相校正乘法器，而不管是否需要从一条支路切换到另外一条支路。

步骤2006：幅相校正前馈环时延补偿模块将经过时延补偿处理的M路数字基带信号输出给幅相校正乘法器。

本实施例中，幅相校正前馈环时延补偿模块、幅相校正系数计算模块、M路选1路控制模块其实是同时对输入的数字基带信号进行处理。比如：当前处理的样点为n号样点，幅相校正系数计算模块根据n号样点计算幅相校正系数，M路选1路控制模块根据切换策略确定输出当前样点的支路，并产生切换控制信号和切换标志信号。如果需要从一条支路切换到另外一个支路，M路选1路控制模块则向幅相校正系数计算模块发送的切换标志信号会指示当前样点需要切换，而且幅相校正系数计算模块在上一次给幅相校正模块配置过幅相校正系数后计算过新的幅相校正系数，则幅相校正系数计算模块立即将计算出来的新的幅相校正系数配置给幅相校正模块。与此同时，n号样点在经过幅相校正前馈环时延补偿模块后，在幅相校正系数配置的同时输出给M个幅相校正乘法器，M个幅相校正乘法器就根据新配置的幅相校正系数来对n号样点进行幅度和相位校正，再输出给M路选1路模块。

步骤2007：M个幅相校正乘法器根据幅相校正系数最新值对输入的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，再输出给M路选1路模块。

本实施例中，M个幅相校正乘法器将根据最新配置给幅相校正模块中的幅相校正系数对M路数字基带信号进行校正，也就是说，在第一次在线计算出幅相校正系数新值之前，M个幅相校正乘法器是根据幅相校正初始值进行校正的。之后，都是根据步骤2005配置给幅相校正模块的幅相校正系数最新值来进行校正的。

步骤2008：M路选1路模块根据通过切换前馈环时延补偿模块进行时延补偿的切换控制信号，从输入的经过校正的M路数字基带信号中选择1路输出给数字接收通道后段。

步骤2009：数字接收通道后段将接收到的数字基带信号进行进一步的数字处理，输出bit流。

方法实施例三

图13显示了本实施例中接收机的基本结构示意图。参见图13，本实施中的接收机与方法实施例二中所应用的接收机基本相似，其区别在于：本实施例的各支路具有时延误差，需要利用时延校正模块对信号进行时延校正。另外，本实施例中在处理模拟信号中不含有模拟I&Q解调功能，而是由数字I&Q解调部分来进行I&Q解调处理。本实施例中的时延校正是利用了数字I&Q解调部分中的M个低通滤波器模快来实现，即将数字I&Q解调部分、时延校正系数计算模块和滤波器系数计算模块构成了时延校正模块。当然，在实际应用也可以不利用数字I&Q解调部分中的M个低通滤波器模快来实现时延校正，而是另外增加M个低通滤波器模快来实现时延校正。

本实施例中，当接收机需要进行初始化时，需要先将校正信号注入模块中开关打到触点2，利用校正信号注入模块产生的校正信号进行幅相校正系数计算和滤波器系数计算，并将计算出来的幅相校正系数初始值和滤波器系数初始值分别配置给幅相校正模块和M个低通滤波器，然后再将校正信号注入模块中开关打到触点1，准备从天线接收输入信号。

本实施例中幅相校正系数初始值的计算方法与方法实施例一中的幅相校正系数初始值的计算方法相同，此处不再赘述。

图21显示了本实施例进行滤波器系数初始值计算方法的流程图。如图21所示，本实施例进行滤波器系数初始值计算方法包括以下步骤：

步骤2101：根据各相邻支路对事先设置的相对时延校正系数初值，获得全体时延校正系数，再根据全体时延校正系数获得全体滤波器系数，并分别配置给M个低通滤波器。

步骤2102：将各相邻支路对的所有上次互相关值的迭代和和上次相对时延校正系数设置为0。

步骤2103：各相邻支路对通过各自的时延校正窗口，对输入信号经过多支路校正前处理模块处理得到的样点进行筛选，确定用来进行本次时延校正计算的样点。

步骤2104：各相邻支路对根据各自的上次时延互相关值迭代和以及本次时延互相关值计算本次时延互相关值迭代和。

步骤2105：各相邻支路对根据各自的本次时延互相关值迭代和分别获得各相邻支路对的本次时延残差，并根据自身本次时延残差和上次相对时延校正系数确定各相邻支路对的本次相对时延校正系数。

步骤2106：各相邻支路对判断样点落入时延校正窗口的次数是否达到预设值，如果达到，则执行步骤2107；否则，返回步骤2103。

与计算幅相校正系数初值时一样，只有大量样点落入时延校正窗口后计算出来的时延校正系数才比较可靠。所以，这里预先设置了落入校正窗口的次数，至于该预设值的大小则根据实际情况确定。

本实施例中，所有的相邻支路对可以同时根据输入信号进行相对时延校正系数的计算，即同时执行步骤2102～步骤2106，只有所有的相邻支路对都有足够的样点落入校正窗口中，计算出所有相邻支路对的相对时延校正系数以后，才开始执行步骤2107。在实际应用中，也可以先将校正信号的功率控制在某一个相邻支路对的时延校正窗口中，集中对该相邻支路对进行相对时延校正系数的计算，再依次计算其它的相邻支路对，然后才开始执行步骤2107。

步骤2107：各个相邻支路根据本次相对时延校正系数获得全体时延校正系数，并根据全体时延校正系数和事先设置的时延目标值获得滤波器系数初始值，并分别配置给M个低通滤波器。

与计算幅相校正系数初始值一样，在实际应用中，计算滤波器系数初始值的输入信号可以是离线配置滤波器系数初始值的输入信号，还可以是接收机输入信号，其应用环境与方法实施一中所述的计算幅相校正系数初始值相同，此处不再赘述。

本实施例中，当接收机配置了幅相校正系数初始值和滤波器系数初始值之后，接收机就可以开始工作，接收无线信号，输出bit流。

图22显示了本实施例实现接收无线信号方法的流程图。如图22所示，本实施例实现接收无线信号的方法包括以下步骤：

步骤2201：校正信号注入模块将接收机输入信号传输给M个单通道固定增益支路模块，M个单通道固定增益支路模块将接收机输入信号进行梯级增益处理，并输出给M个单通道模拟到数字转换器。

步骤2202：M个单通道模拟到数字转换器和数字下变频部分将信号分别进行采样处理和下变频处理，获得数字I&Q信号，并输出给M个低通滤波器模块。

步骤2203：M个低通滤波器模块将数字I&Q信号进行低通滤波，并根据滤波器系数进行时延校正，获得数字基带信号，再输出给M个抽取模块和时延校正系数计算模块；时延校正系数计算模块根据输入的数字基带信号计算时延校正系数，并将新的时延校正系数发送给滤波器系数计算模块计算滤波器系数新值，并配置给M个低通滤波器模块。

本步骤2203的目的是计算新的滤波器系数，其方法与计算滤波器系数初始值的方法相似，其区别在于，计算滤波器系数新值时，将直接在滤波器系数初始值基础上开始进行，而且也无需判断样点落入时延校正窗口的次数是否达到预设值。计算滤波器系数新值的方法包括以下步骤：

H1、时延校正系数计算模块通过各相邻支路对的时延校正窗口，对输入的样点进行筛选，确定用来进行本次时延校正计算的本次样点；

H2、时延校正系数计算模块根据各相邻支路对的上次时延互相关值迭代和以及本次时延互相关值计算各相邻支路对的本次时延互相关值迭代和；

H3、时延校正系数计算模块根据各相邻支路对的互相关值迭代和分别获得各相邻支路对的本次时延残差，并根据本次时延残差和上次相对时延校正系数确定各相邻支路对的本次相对时延校正系数；

H4、时延校正系数计算模块根据各相邻支路对本次相对时延校正系数获得全体时延校正系数，并将全体时延校正系数发送给滤波器系数计算模块；

H5、滤波器系数计算模块根据全体时延校正系数和事先设置的时延目标值获得滤波器系数最新值。

步骤2204～步骤2210与方法实施例二中的步骤2003～步骤2009相似，只是步骤2205不再进行滤波处理，只进行抽取处理即可，此处不再赘述。

在实际应用中，如果接收机的结构如图16所示，其接收无线信号的方法与本实施例相似，其区别仅仅在于接收机输入信号先在模拟信号处理阶段中进行了I&Q解调，再进行数字采样，得到数字基带信号，然后利用专门的时延校正模块进行时延校正。由于其方法与本实施例类似，此处不再赘述。

另外，如果接收机中包括直流与I&Q平衡校正模块，则需要将从多支路校正前处理模块中输出的数字基带信号先进行直流与I&Q平衡校正处理，去除由电路引入的误差，即去除电路引入的I路和Q路信号中的直流误差，以及I路&Q路之间的幅度和相位的误差。然后，再进行时延校正和幅相校正等处理过程。

应用本发明方案，可以在各个支路上各自将信号形式为模拟带通信号的接收机输入信号先转换为数字基带信号，再经过幅相校正，将各支路间的数字基带信号在幅度和相位上对齐。如果接收机的支路有不可忽略的时延误差，则需要在幅相校正之前将数字基带信号先进行时延校正，使各支路的信号样点在时间对齐。之后，再进行幅相校正，将数字基带信号在幅度和相位上对齐。这样，本发明就可以实现逐点切换，达到提高解调性能、增加非同时动态范围的目的。

在实际应用中，多支路校正前处理中如何获取数字基带信号；幅相校正系数初始值是采用离线配置方法，还是采用在线配置方法；是否需要对信号进行抽取；是否需要在接收机工作过程中进行时延补偿；是否需要对幅相校正前的信号进行时延校正；时延校正系数是采用离线配置方法，还是采用在线配置方法；是否进行直流与I&Q平衡校正处理；是否利用校正信号进行时延和幅相的校正等都与实际情况相关，可以产生不同的组合，这里就不再一一列举这些情况的组合所能组成接受无线信号的方法。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (39)

1、一种接收机，至少包括多支路校正前处理模块和数字接收通道后段，其特征在于，该接收机进一步包括：

多支路校正与切换模块，用于将由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，并根据切换策略选择一路输出给数字接收通道后段；

其中，所述多支路校正与切换模块包括：

幅相校正模块，用于根据由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号和自身中的幅相校正系数来获得校正后的M路数字基带信号，并输出给M路选1路模块；

M路选1路控制模块，用于根据由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号和切换策略产生携带有支路号信息的切换控制信号，并将切换控制信号输出给M路选1路模块；

M路选1路模块，用于根据由M路选1路控制模块输入的切换控制信号，从幅相校正模块输入的M路数字基带信号中选择一路，并输出给数字接收通道后段。

2、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述多支路校正与切换模块进一步包括：

幅相校正系数计算模块，用于将由多支路校正前处理模块或幅相校正模块输入的M路数字基带信号进行幅相校正系数的计算，并根据M路选1路控制模块输入的切换标志信号将计算出来的幅相校正系数输出给幅相校正模块；

所述M路选1路控制模块进一步用于：根据由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号和切换策略产生切换标志信号，并输出给幅相校正系数计算模块。

3、根据权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述多支路校正与切换模块进一步包括：

M个幅相校正前馈环时延补偿模块，用于将由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号进行时延补偿，并输出给幅相校正模块；

或者，用于将由幅相校正系数计算模块输入的幅相校正系数进行时延补偿，并输出给幅相校正模块。

4、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述多支路校正与切换模块进一步包括：

切换前馈环时延补偿模块，用于将由M路选1路控制模块输入的切换控制信号进行时延补偿，并输出给M路选1路模块；

或者，用于将由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号进行时延补偿，并输出给幅相校正模块；

或者，用于将由幅相校正模块输入的经过幅相校正的M路数字基带信号进行时延补偿，并输出给M路选1路模块。

5、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述接收机进一步包括：

抽取滤波器，用于将由多支路校正前处理模块输入的M路数字基带信号进行低通滤波和抽取处理，并输出给幅相校正模块。

6、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述多支路校正前处理模块至少包括：

含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，用于将接收机输入信号进行含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收处理，获得模拟基带信号，再输出给M个双通道固定增益支路模块；

M个双通道固定增益支路模块，用于将由含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块输入的M路模拟基带信号进行梯级增益处理，并输出给M个双通道模拟到数字转换器；

M个双通道模拟到数字转换器，用于将由M个双通道固定增益支路模块输入的模拟基带信号进行采样处理，转换为数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

7、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述多支路校正前处理模块至少包括：

M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块，用于将接收机输入信号进行梯级增益处理和模拟I&Q解调处理，获得模拟基带信号，并输出给M个双通道模拟到数字转换器；

M个双通道模拟到数字转换器，用于将从M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块输入的模拟基带信号进行采样处理，转换为数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

8、根据权利要求7所述的接收机，其特征在于，所述多支路校正前处理模块进一步包括：

不含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，用于将接收机输入信号进行放大处理，或进一步包括混频和滤波处理，以获得模拟带通信号，并输出给M个含模拟I&Q解调功能的固定增益支路模块。

9、根据权利要求6至8任一项所述的接收机，其特征在于，该接收机进一步包括：

时延校正模块，用于对由M个双通道模拟到数字转换器输入的M路数字基带信号进行时延校正处理，并输出给多支路校正与切换模块。

10、根据权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述时延校正模块包括：

M个低通滤波器模块，用于根据由滤波器系数计算模块输入的滤波器系数，将由M个双通道模拟到数字转换器输入的数字基带信号进行低通滤波和时延处理，并输出给多支路校正与切换模块和时延校正系数计算模块；

时延校正系数计算模块，用于根据由M个低通滤波器模块输入的数字基带信号计算时延校正系数，并将时延校正系数输出给滤波器系数计算模块；

滤波器系数计算模块，根据由时延校正系数计算模块输入的时延校正系数得到滤波器系数，并输出给M个低通滤波器模块。

11、根据权利要求10所述的接收机，其特征在于，所述时延校正模块进一步包括：

M个直流与I&Q平衡校正模块，用于将由M个双通道模拟到数字转换器输入的数字基带信号进行直流与I&Q平衡校正处理，并输出给M个低通滤波器模块。

12、根据权利要求10所述的接收机，其特征在于，该接收机进一步包括：

M个抽取模块，用于将由M个低通滤波器模块输入的M路数字基带信号进行抽取处理，并输出给多支路校正与切换模块。

13、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述多支路校正前处理模块至少包括：

M个单通道固定增益支路模块，用于将接收机输入信号进行梯级增益处理，并输出给M个单通道模拟到数字转换器；

M个单通道模拟到数字转换器，用于将由M个单通道固定增益支路模块输入的模拟带通信号进行采样处理，转换为数字带通信号，并输出给数字I&Q解调部分；

数字I&Q解调部分，用于将由M个单通道模拟到数字转换器输入的数字带通信号进行数字I&Q解调处理和低通滤波处理，获得数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

14、根据权利要求13所述的接收机，其特征在于，所述多支路校正前处理模块进一步包括：

不含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收通道模块，用于将接收机输入信号进行放大处理，或进一步包括混频和滤波处理，以获得模拟带通信号，并输出给M个单通道固定增益支路模块。

15、根据权利要求13或14所述的接收机，其特征在于，该接收机进一步包括：

M个抽取模块，用于将由数字I&Q解调部分输入的M路数字基带信号进行抽取处理，并输出给多支路校正与切换模块。

16、根据权利要求15所述的接收机，其特征在于，所述数字I&Q解调部分包括：

数字下变频模块，用于将由M个单通道模拟到数字转换器输入的数字带通信号进行下变频处理，获得数字I&Q信号，并输出给M个低通滤波器模块；

M个低通滤波器模块，用于将由数字下变频模块输入的数字I&Q信号进行低通滤波处理，获得数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块；

或者，所述数字I&Q解调部分包括：

M个单边带通滤波器模块，用于将由M个单通道模拟到数字转换器输入的数字带通信号进行单边带通滤波处理，并输出给数字下变频模块；

数字下变频模块，用于将由M个单边带通滤波器模块输入的数字带通信号进行下变频处理，获得数字基带信号，并输出给多支路校正与切换模块。

17、根据权利要求16所述的接收机，其特征在于，所述数字I&Q解调部分进一步包括：

时延校正系数计算模块，用于根据由M个低通滤波器模块输入的数字基带信号计算时延校正系数，并将时延校正系数输出给滤波器系数计算模块；

滤波器系数计算模块，用于根据由时延校正系数计算模块输入的时延校正系数得到滤波器系数，并输出给所述M个低通滤波器模块。

18、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，该接收机进一步包括：

校正信号注入模块，用于将接收机输入信号或校正信号注入模块自身产生的校正信号输出给多支路校正前处理模块。

19、根据权利要求18所述的接收机，其特征在于，所述校正信号注入模块包括：

开关模块，用于将接收机输入信号或校正信号产生模块生成的校正信号输出给多支路校正前处理模块；

校正信号产生模块，用于生成校正信号，并输出给开关模块。

20、根据权利要求18所述的接收机，其特征在于，所述校正信号注入模块包括：

开关模块，用于将接收机输入信号或校正信号转换模块生成的校正信号输出给多支路校正前处理模块；

校正信号转换模块，用于将来自发射机的信号转换为校正信号，并输出给开关模块。

21、一种无线信号接收方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

A、将接收机的输入信号经过多支路校正前处理，获得M路未经过幅相校正的数字基带信号；

B、对未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，再根据切换策略选择一路幅相校正后的数字基带信号；

该步骤包括：根据获得的M个幅相校正系数分别将未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅度和相位校正，再根据产生的切换控制信号从幅相校正后的M路数字基带信号中选择一路；

其中，切换控制信号产生的方法为：根据切换策略从未经过幅相校正的M路数字基带信号中确定一路作为被选中支路，产生携带有被选中支路所对应支路号的切换控制信号；

C、将所选择的数字基带信号进行数字处理，获得比特流。

22、根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述M个幅相校正系数的获取方法为：根据幅相校正系数计算方法获得M个幅相校正系数。

23、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，

步骤B所述对未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅度和相位校正之前，步骤B进一步包括：将未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅相校正前馈环时延补偿；或者，

步骤B所述获得M个幅相校正系数之后，步骤B进一步包括：将获得的M个幅相校正系数进行幅相校正前馈环时延补偿。

24、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，

步骤B所述产生切换控制信号之后，所述切换控制信号产生的方法进一步包括：将产生的切换控制信号进行切换前馈环时延补偿；

步骤B所述将未经过幅相校正的M路数字基带信号进行幅度和相位校正之前，步骤B进一步包括：将未经过幅相校正的M路数字基带信号进行切换前馈环时延补偿；

步骤B所述进行幅度和相位校正和从幅相校正后的M路数字基带信号中选择一路之间进一步包括：将经过幅相校正的M路数字基带信号进行切换前馈环时延补偿。

25、根据权利要求22至24任一项所述的方法，其特征在于，所述幅相校正系数计算方法为：

X1、各相邻支路对通过自身幅相校正窗口，对输入信号经过多支路校正前处理或幅相校正处理后获得的样点进行筛选，确定用来进行本次相对幅相校正系数计算的样点；

X2、各相邻支路对根据自身高增益支路上次功率值迭代和以及落入自身幅相校正窗口的高增益支路本次样点功率值计算自身高增益支路的本次功率值迭代和，根据自身低增益支路的上次功率值迭代和以及低增益支路本次样点功率值计算自身低增益支路的本次功率值迭代和，根据相邻支路对的上次互相关值迭代和以及相邻支路对本次样点互相关值计算相邻支路对的本次互相关值迭代和；

X3、各相邻支路对根据自身高增益支路的本次功率值迭代和、低增益支路的本次功率值迭代和，以及相邻支路对的本次互相关值迭代和计算各相邻支路对自身的相对幅相校正系数；

X4、根据所有相邻支路对的相对幅相校正系数获得M个幅相校正系数。

26、根据权利要求25所述的方法，其特征在于，所述幅相校正系数为幅相校正初始值；

步骤X1所述输入信号为：用于离线配置幅相校正系数初始值的输入信号或接收机输入信号；

所述步骤X2和步骤X3之间进一步包括：

各相邻支路对判断样点落入自身幅相校正窗口的次数是否达到预设值，如果是，则执行步骤X3；否则，返回步骤X1。

27、根据权利要求25所述的方法，其特征在于，所述幅相校正系数为幅相校正系数最新值；

步骤X1所述输入信号为：校正信号或接收机输入信号；

步骤B所述产生切换控制信号之后进一步包括：根据被选中支路情况产生切换标志信号，并根据切换标志信号将计算出来的M个幅相校正系数最新值配置为当前的M个幅相校正系数。

28、根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述切换策略为：

S1、从进行幅度和相位校正前的M路数字基带信号中确定一路增益最大但未饱和的支路，将其作为候补被选中支路；

S2、判断上次M路选一路模块的输出样点是否由候补被选中支路的相邻低增益支路输出，而且本次样点在候补被选中支路中的功率不低于迟滞低门限，如果是，则将候补被选中支路的相邻低增益支路作为输出本次样点的被选中支路；否则，将候补被选中支路作为输出本次样点的被选中支路。

29、根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述步骤A和步骤B之间进一步包括：

对经过多支路校正前处理后获得的未经过幅相校正的M路数字基带信号进行低通滤波和抽取处理。

30、根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述步骤A包括：

AX1、将接收机输入信号进行含模拟I&Q解调功能的上游模拟接收处理，获得M路模拟基带信号；

AX2、将M路模拟基带信号进行梯级增益处理，再进行采样处理，获得未经过幅相校正的M路数字基带信号。

31、根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述步骤A包括：

AY1、将接收机输入信号进行梯级增益处理和模拟I&Q解调处理，获得M路模拟基带信号；

AY2、将M路模拟基带信号进行采样处理，获得未经过幅相校正的M路数字基带信号。

32、根据权利要求31所述的方法，其特征在于，步骤AY1所述将接收机输入信号进行梯级增益处理之前进一步包括：

将接收机输入信号进行放大处理，或进一步包括混频和滤波处理，获得处理后的模拟带通信号。

33、根据权利要求30至32任一项所述的方法，其特征在于，所述步骤A和步骤B之间进一步包括：

根据预先获取到的滤波器系数，对未经过幅相校正的M路数字基带信号进行时延校正处理。

34、根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述步骤A包括：

AZ1、将接收机输入信号进行梯级增益处理，获得处理后的M路模拟带通信号；

AZ2、将M路模拟带通信号进行采样处理，获得M路数字带通信号；

AZ3、将M路数字带通信号进行数字I&Q解调处理和低通滤波处理，获得未经过幅相校正的M路数字基带信号。

35、根据权利要求34所述的方法，其特征在于，步骤AZ1所述将接收机输入信号进行梯级增益处理之前进一步包括：

将接收机输入信号进行放大处理，或进一步包括混频和滤波处理，获得处理后的模拟带通信号。

36、根据权利要求34所述的方法，其特征在于，步骤AZ3所述低通滤波处理和获得未经过幅相校正的数字基带信号之间进一步包括：根据预先获取到的滤波器系数，对M路数字信号进行时延校正处理。

37、根据权利要求36所述的方法，其特征在于，所述滤波器系数的获取方法为：根据滤波器系数计算方法获得滤波器系数；

所述滤波器系数计算方法为：

Y1、各相邻支路对通过各自的时延校正窗口，对输入信号经过多支路校正前处理得到的样点进行筛选，确定用来进行本次时延校正计算的样点；

Y2、各相邻支路对根据各自的上次时延互相关值迭代和以及本次时延互相关功率值，计算各相邻支路对本次时延互相关值迭代和；

Y3、各相邻支路对根据各自的本次时延互相关值迭代和获得各相邻支路对的本次时延残差，并根据自身本次时延残差和上次相对时延校正系数确定各相邻支路对的本次相对时延校正系数；

Y4、各个相邻支路根据本次相对时延校正系数获得全体时延校正系数，并根据全体时延校正系数和事先设置的时延目标值获得滤波器系数。

38、根据权利要求37所述的方法，其特征在于，所述滤波器系数为滤波器系数初始值或滤波器系数最新值。

39、根据权利要求38所述的方法，其特征在于，如果滤波器系数为滤波器系数初始值，则步骤Y1所述输入信号为：用于离线配置滤波器系数初始值的输入信号或接收机输入信号；

所述步骤Y3和步骤Y4之间进一步包括：

各相邻支路对判断样点落入时延校正窗口的次数是否达到预设值，如果达到，则执行步骤Y4；否则，返回步骤Y1。

40、根据权利要求38所述的方法，其特征在于，如果滤波器系数为滤波器系数最新值，则步骤Y1所述输入信号为：校正信号或接收机输入信号。

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