CN100512253C - 具有延迟修正功能的多载波接收机和发射机 - Google Patents

Abstract

一种接收N个载频的多载波接收机，包括N个A/D转换器，每个A/D转换器以采样率fs对每个载波的接收信号进行模数转换；N个正交检测器，分别接收N个A/D转换器发送的输出，并对输出进行数字正交检测；2N个LPF，只允许N个正交检测器输出的所需频段通过；以及N个延迟修正装置，每个修正装置利用分数延时滤波器，修正多载波接收机中每个载波的处理延迟偏差，修正的时间单位小于1/fs。该延迟修正装置具有例如M级移位寄存器，工作在fs并产生M/fs的延迟；以及分数延时滤波器，它工作在fs，包括偶数个抽头系数，它产生的延迟与M/fs相差0.5/fs。

Description

具有延迟修正功能的多载波接收机和发射机

技术领域

本发明涉及一种具有延迟修正功能的多载波接收机和发射机，更具体地说，本发明涉及这样一种多载波接收机，它在处理多载波时，在接收部分抑制各个载波的延时偏差，以及这样一种发射机，它具有延时修正功能，修正发射和反馈之间的延迟，进行失真分析。

背景技术

图15的配置图示出了传统多载波接收机的一个例子。

在同一张图中，标号101所指的是双工机(DUP)，它有一个滤波器，一端连接到能够收发多载波的天线(未示出)，该双工机利用收发频率的不同，分离发往天线的发射信号和从天线来的接收信号。

标号102所指的是低噪声放大器，它将接收信号放大到所需值。

标号103所指的是BPF(带通滤波器)，它仅提取接收所需的频带。

标号104到108对应于各个接收机，每个接收机用于特定的载波频率。此后将其称为“单载波接收机109”。单载波接收机109按照待接收的载波数量来提供，BPF 103的输出被分配并输入到各个接收机。

标号104所指的是混频器，它执行从射频频段到能够通过窄带BPF 105的中间频率的频率转换。

标号105所指的是窄带BPF。在本例中，假定采用SAW(表面声波)滤波器作为窄带BPF。SAW滤波器通常构造成两级级连形式，以便应用到无线设备时能够得到衰减。因此，采用了两级配置。

标号106所指的是A/D转换器，它将模拟信号转换成数字信号。

标号107所指的是正交检测器，它以数字化形式正交检测出基带I/Q信号的中间频率信号。

标号108所指的是LPF，它删除正交检测器107所产生的两倍频率分量，并进行带宽限制。

作为与本发明相关联的另一相关现有技术，众所周知在无线通信设备上应用了用于实现细微延迟的分数延时滤波器(参见例如专利文档1(日本公开专利第2001/217892号))。

图16的框图示出了移动通信系统——例如W-CDMA(宽带码分多址)系统或类似系统——中采用的传统基站设备的发射机的配置。

在该图中，各个输入基带信号被提供给数字调制器1001，进行例如带宽限制之类的处理，使得基带信号的每个I和Q相位向上转换到IF(中频)，并进行数字正交调制。D/A(数/模)转换器1002将基带信号转换成模拟I和Q相位。这些I和Q相位被提供给变频器1003，在变频器1003中对它们进行正交调制，并向上转换到RF(射频)信号。从变频器1003输出的信号由功率放大器1004进行功率放大，之后由未示出的天线进行发射。

图17的配置图给出了图16所示数字调制器1001的一个例子。

假定N(其中N：大于或等于2的整数)个基带信号的I分量输入到该图中的数字调制器1001。在这种情况下，数字调制器1001具有N个带限滤波器1001a、1001b、...、1001c，N个向上滤波器(upfilter)1001d、1001e、...、1001f，和N个数字正交调制部件1001g、1001h、...、1001i。基带信号f₁的I分量的频段在带限滤波器1001a中被限制成预定形式。采样频率(采样率)由向上滤波器1001d向上转换，数字正交调制部件1001g进行数字正交调制，从而得到正交调制的IF信号，其中采样率是例如92.16MHz。类似的，基带信号f₂、......、f_N的各个I分量的频段也分别在带限滤波器1001b、......、1001c中被限制成预定形式。采样频率(采样率)由向上滤波器1001e、......、1001f向上转换，数字正交调制部件1001h、......、1001i分别进行数字正交调制，从而得到多个正交调制的IF信号，其中采样率是例如92.16MHz。

这样得到的N个I分量的正交调制的多个IF数字信号由加法器1001j相加。这样，得到的IF信号中，各个基带信号f₁到f_N的I分量通过正交调制合成。I分量的IF合成信号被送到图16所示的D/A转换器1002。

类似地，基带信号f₁到f_N的Q分量也需要进行类似处理，使得从数字调制器1001得到Q分量的IF合成信号，其中Q分量通过正交调制合成，之后将IF合成信号输送到图16所示的D/A转换器1002。

在图16中，从数字调制器1001输出的I分量的IF合成信号和Q分量的IF合成信号由D/A转换器1002分别转换成模拟IF合成信号。I分量的IF合成信号和Q分量的IF合成信号在变频器1003中通过正交调制合成，形成用于一个信道的RF信号。

通过集成多个前述单个载波接收机109，可以实现一个多载波接收机，这主要是因为A/D转换器106的动态范围和采样频率的限制。这是一种非常普通的接收机配置。迄今为止，在这种配置下没有出现问题。但是，最近发现，延迟时间偏差表明形成多载波形式的处理过程中出现了问题，形成多载波形式的处理过程也就是再次将进行接收处理的多个载波合并为一个，并通过接收部分和基带信号处理器(位于单载波接收机109的后一级的框)之间的接口，发送该载波给基带信号处理器的处理。

在CDMA 2000系统的多载波模式下执行多载波通信的接收机中，基带信号处理器通常以传播各个载波所需的彼此相等的次数工作。也就是说，它并不控制各个载波的延时偏差。假定不做这样的规定，并且延时偏差会改变，那么基带信号处理器必须总能利用DLL或类似设备控制正在进行多载波通信的任意信道中载波之间的延时偏差，并进行复杂的处理，从而修正每个载波的延时偏差。即使进行这种处理，基带信号处理器的接口也通常在速度尽可能低的采样频率上实现，以减少成本和大小。时间分辨率在减少的采样频率上是不够的。因为采样频率通过复杂信号处理(内插或类似处理)返回到高采样频率，之后进行修正，所以接口的配置效率不高。因此，要指定多载波接收机侧的延时偏差使之落入预定范围。

但是，一般来说，因为部件的个体不同和温度的改变，模拟部分总会有延时偏差。具体而言，滤波器部件，例如DUP 101、BPF 103和窄带BPF105的延时较大，偏差也会增加。后面会通过例子解释CDMA 2000接收机中采用的设备的延时偏差。在DUP 101中，它的偏差导致了±50nsec，在窄带BPF 105的SAW滤波器中，它们的偏差分别导致了+60nsec/-50nsec(两级配置)。预想的最差的延时偏差导致+110nsec/-100nsec。这可能会超过具有收发功能的传输放大设备的接口全球标准的限定值(±102nsec@cdma2000)，该标准称为“CPRI(通用公共无线接口)”。

因此，相关现有技术适于通过增加各个模拟构成部件的成本和大小来减少各个载波所产生的延时偏差，以便减少延时偏差。例如，在希望很好地确保每个SAW滤波器中所需频带附近的带外衰减量时，延时偏差也增加了。因此，希望减少每个SAW滤波器的带外衰减量，而增加多级连接的数量。但是，在现有方法中，每当SAW滤波器级数增加1，增益就减少约10dB，所以还需要额外提供放大器。这样，所有这些部件的连续变化，它们的温度变化等等都必须进行管理，而因为部件数量的增加，大批量生产就会变得困难。

发明内容

本发明针对上述背景提出。本发明的一个目的是提供一种多载波接收机，它在接收部分抑制各个载波的延迟偏差，而不会增加各个模拟部分配置的成本和大小。

在图16所示的发射部分中，功率放大器1004在RF信号功率放大过程中产生失真。这样，需要反馈并分析功率放大器1004的输出，并基于分析的结果修正失真。

因此需要考虑到，如图16所示，功率放大器1004的一部分输出信号被送到混频器1005，在其中它们被向下转换成模拟IF信号，模拟IF信号由A/D转换器1006转换成数字信号，由数字正交检测器1007进行正交检测，得到数字调制器1001输出的I和Q相位的IF合成信号，这些I和Q相位的IF合成信号被设置为反馈信号，与数字调制器1001输出的用作发射信号的I和Q相位的IF合成信号相比较，由此检测出功率放大器1004所产生的失真，修正数字调制器1001输出的I和Q相位的发射信号，从而根据检测的结果，消除功率放大器1004中产生的失真。

但是，因为D/A转换器1002、变频器1003、功率放大器1004、混频器1005、A/D转换器1006和数字正交检测器1007所需的处理时间，这样得到的I和Q相位的反馈信号有延迟。因此在数字调制器1001输出的I和Q相位的发射信号中，出现了时序偏移。这样，很难分析功率放大器1004的失真。

于是，对I和Q相位的反馈信号相对于I和Q相位的发射信号的延迟量进行检测。按照检测出的延迟量修正每个I和Q相位发射信号和每个I和Q相位反馈信号之间的时序偏移。这样，可以分析出功率放大器1004的失真。如果这种情况下，检测出的I和Q相位发射信号和反馈信号之间的延迟量能够精确到一个取样，那么将脉冲信号作为输入基带信号(或IF合成信号)，分析脉冲信号响应。也可以采用普通的已调波(IF合成信号)作为发射信号，求发射信号和反馈信号之间的相关，从而能够检测出延迟。但是，通过这种方式以一个取样的精度检测延迟来修正延迟量时，无法进行高精度的延迟修正。即使以这种精度进行了延迟补偿，比较I和Q相位的发射信号及其反馈信号以检测功率放大器1004产生的失真，这种失真检测的精度也无法让人满意，所以无法实现高精度的失真修正。

本发明的另一目的是提供一种具有延迟修正功能的发射机，该发射机解决了上述问题，能够以高精度检测出每个发射信号和每个反馈信号之间的延迟量，并以高精度修正发射信号和反馈信号之间的时序偏移。

为了实现上述目的，本发明提供了一种接收N个(其中N：大于等于1的整数)载频的多载波接收机，包括N个A/D转换器，每个A/D转换器以采样率fs(例如8/Tc)对每个载波的接收信号进行模数转换；1到N个延迟修正装置，按照数字信号处理，修正各个载波的延迟时间，修正的时间单位小于1/fs(例如Tc/8)。

本发明还提供了一种执行包括N个(其中N：大于等于1的整数)载频的无线通信的多载波接收机，包括N个A/D转换器，每个A/D转换器以采样率fs对每个载波的接收信号进行模数转换；N个正交检测器，分别接收N个A/D转换器发送的输出，并对输出进行数字正交检测；2N个滤波器，只允许N个正交检测器输出的低频部分通过；以及用于每个载波的N个延迟时间修正装置，每个修正装置安置在A/D转换器和正交检测器之间，或者正交检测器和滤波器之间，或者在滤波器之后的一级上，或者在滤波器内部，每个延迟时间修正装置利用分数延时滤波器，修正多载波接收机内部每个载波的处理延迟时间偏差，修正的时间单位等于或小于1/2fs。

多载波接收机中的每个延迟时间修正装置包括一个移位寄存器，它工作在采样率fs，产生M/fs的延迟(其中M：大于0的整数)；分数延迟滤波器，具有偶数个抽头系数，它工作在采样率fs，产生与M/fs相差0.5/fs的延迟差；以及选择电路，选择移位寄存器和分数延迟滤波器的输出，并输出所选择的输出。

为了实现上述目的，本发明提供了一种具有延迟修正功能的发射机，包括数字调制器，对I和Q相位的多个输入基带信号和输出信号进行数字调制；D/A转换器，将数字调制器输出的I和Q相位的信号转换成模拟信号；变频器，对D/A转换器输出的I和Q相位的模拟信号进行正交调制，并向上转换成RF频带内的信号；以及功率放大器，对变频器的输出信号进行功率放大，该发射机执行多个信道的传输，发射机包括混频器，它向下转换功率放大器的输出信号；A/D转换器，将混频器的输出信号转换成数字信号；数字正交检测器，对A/D转换器的输出信号进行正交检测，输出I和Q相位的信号；延迟检测器，分别提供数字调制器输出的I和Q相位的信号作为发射信号和提供数字正交检测器输出的I和Q相位的信号作为反馈信号，并以取样时间单元的精度，检测出每个发射信号和反馈信号的粗略延迟量，以小于取样时间单元的时间单元的精度，检测出每个发射信号和反馈信号的细微延迟量，作为发射信号和反馈信号之间的时序偏移；和一个延迟修正器，其根据该延迟检测器所检测的该粗略延迟量和该细微延迟量修正发射信号和反馈信号之间的该时序偏移。

采用按照本发明的多载波接收机，可以降低针对每个模拟部分的延时偏差的精度要求。因此，可以降低模拟部分的成本和大小。

在按照本发明的发射机中，延迟检测器和延时修正器的采用使得它能够以高精度在开始时存在时序偏移的每个发射信号和每个反馈信号之间进行时序匹配。失真补偿算法用于对发射信号和反馈信号之间的每个取样进行比较。

通过阅读后附说明书，本发明的其他属性和优点会更加明显。

附图说明

通过参考后续描述，结合附图，可以更好地理解本发明的结构和操作的组成和方式，以及本发明的其他目的和优点，在附图中，相同的标号表示相同的部件。

图1的配置图示出了按照本发明的多载波接收机的第一实施例的基本部件；

图2的配置图示出了按照本发明的多载波接收机的第二实施例的基本部件；

图3给出了图1和2所示滤波器的延迟修正原理；

图4的配置图示出了按照本发明的多载波接收机的第三实施例的基本部件；

图5的配置图示出了按照本发明的多载波接收机的第四实施例的基本部件；

图6是示出了图5所示第四实施例所采用的F-BPF的脉冲响应图；

图7的配置图示出的一个特定例子说明了图5所示的F-BPF503和移位寄存器501；

图8的配置图说明了按照本发明的具有延迟修正功能的发射机的一个实施例的基本部件；

图9的配置图示出了图8所示延迟检测器和延迟修正器中的粗略延迟检测/修正部分的一个特定例子，及其外围部分；

图10(a)和10(b)的图典型地示出图9中RAM的存储状态以及粗略延迟检测/修正；

图11(a)-11(d)示意性示出了图8所示延迟检测器中细微延迟检测处理的原理；

图12的框图说明了图9的DSP的一个特定例子；

图13的特性图示出了图12所示延迟生成LPF的脉冲响应；

图14(a)和14(b)通过比较，示出了发射信号TX和反馈信号RX在图12所示粗略延迟检测/修正部分进行细微延迟修正前后的波形；

图15的配置图示出了传统多载波接收机的一个例子；

图16的框图示出了移动通信系统——例如W-CDMA系统或类似系统中采用的传统基站设备的发射机的配置；以及

图17的配置框图示出了图16所示数字调制器的一个例子。

具体实施方式

下面结合附图，解释本发明的优选实施例。

第一优选实施例

图1的配置图示出了按照本发明的多载波接收机的第一实施例的基本部件，它只示出了与图16不同的构成部分，以及它们的外围。标号201指示了F-LPF(分数低通滤波器)。对应于图16所示部件的构成部分都分别标上了相同的标号，因此这里省略重复描述。

在该图中，第一实施例包括图16所示配置中LPF 108后面一级中的F-LPF 201。顺便提一下，也可以将LPF 108和F-LPF 201组合在一起，使得LPF 108能够参与F-LPF 201所发挥的作用。但是，这些功能以部件形式示出是为了便于理解。HPF、LPF和BPF的任何一个都可以作为F-LPF 201采用，只要满足它们的功能。

第二优选实施例

图2的配置图示出了按照本发明的多载波接收机的第二实施例的基本部件。它只示出了与图16不同的构成部分，以及它们的外围。标号202指示了F-BPF(分数带通滤波器)。对应于图16所示部分的构成部分都分别标上了相同的标号，因此这里省略重复描述。

在该图中，第二实施例包括图16所示配置中A/D转换器106和正交检测器107之间的F-BPF 202。顺便提一下，HPF、LPF和BPF的任何一个都可以作为F-BPF 202采用，只要满足它们的功能。

下面结合图3，说明滤波器延迟修正的原理。

图3示出了针对给定LPF设计的脉冲响应，这些响应从每4个取样中提取，其位置分别偏移0到4个取样。也就是，该图中的一个缺省响应对应于由86个系数组成的原始脉冲响应。这些脉冲响应通过从86个系数中提取对应于4 X T+偏移(其中T＝0，1，2，...，21)个时刻的21个系数得到。根据光滑连接提取点得到的线，很明显能认识到，延迟时间随着偏移而改变。在由BPF构成时也完全一样，求出一组缺省系数，然后，以能得到必要的分辨率的单元，即上述LPF的例子中所述的4个单元进行提取。当F-LPF 201、F-BPF202等等是所谓的横向类型FIR(有限脉冲响应)滤波器时，提取的脉冲响应可以设置成它们自身的抽头系数。

这样，就可以以所需用于每个载波的分辨率执行所需的延迟偏移修正。

第三优选实施例

图4的配置图示出了按照本发明的多载波接收机的第三实施例的基本部件，它适用于CDMA蜂窝电话基础设施的RRU(远程无线单元，也称为前向基站或扩展基站)。标号401和402分别是移位寄存器。对应于图16和图1所示部分的构成部分分别标以相同的标号。

在该图中，第三实施例包括图16和图1所示配置中A/D转换器106和正交检测器107之间的移位寄存器401，以及针对I和Q相位的LPF 108和F-LPF 201之间的移位寄存器402。顺便提一下，A/D转换器106之前的部件与图16所示配置相同。因此，第三实施例与第一实施例的不同在于提供了移位寄存器401和402。

移位寄存器401是级数可变移位寄存器，它工作在8/Tc频率(其中Tc：原始信号源的翻转时间，或码元时间)，对应于A/D转换器106的采样率，并且以Tc/8为单位调整延迟时间。

移位寄存器402是级数可变移位寄存器，它工作在2/Tc频率，对应于LPF 108的输出速率，并且以Tc/2为单位调整延迟时间。后面将会说明，可以单独应用移位寄存器401和移位寄存器402中的任意一个，或者进行组合应用。

F-LPF 201是数字滤波器，能够重置每个抽头系数，调整移位寄存器401和移位寄存器402无法调整的较小或较细微的延迟时间。设置补偿细微延迟时间的抽头系数的方法类似于图3。

图4提供了两个移位寄存器的原因是，因为采样频率一般随着后续块的出现而减小，每个单级移位器的时间分辨率也减小。假定例如基于CPRI±102nsec@cdma2000的指定值等于Tc/8，具有Tc/8时间分辨率的设备用作A/D转换器106，实现数字处理的延迟修正。这样，当A/D转换器8工作在8x过采样时，从A/D转换器106取得输出信号的移位寄存器401能够以Tc/8的精度改变延迟时间。之后，在正交检测器107中，移位寄存器401的输出乘上正交本地信号(例如1，0，-1，0，...和0，1，0，-1，...)。LPF 108是例如多相抽样滤波器，其频率特性是LPF特性，其进行镜像消除和所需的带宽限制。当LPF 108作为所谓的匹配滤波器在cdma2000中实现，使得S/N比达到最大时，它的3dB带宽导致对应于一个载波的一半(0.6144MHz)带宽。LPF 108进行下采样，因此时间分辨率减小到对应于接口速率的Tc/2。这样，移位寄存器402的时间分辨率达到Tc/2。

因为移位寄存器401精度较高，因此所有事情都可以由移位寄存器401来实现。但是，当移位量较大时，例如需要(11/8)Tc的移位时，移位寄存器401需要执行3次取样移位，剩余的延迟量通过移位寄存器402的四次取样移位来实现，这样带来的优点是，各个移位寄存器的级数只有较小程度的减少。通常情况下，希望所有事情都由移位寄存器401实现。

顺便提一下，有时候延时量的偏差不仅仅是+，还会有-。例如当移位寄存器401是10级移位寄存器的情况，那么第五级的输出与缺省(也就是延时量0)的状态相关联，适于减/加。

第三实施例的移位寄存器可实现的延迟量修正严格取决于工作时钟，在一个时钟时间单位内完成。这是因为图4所示的所有框都与公共时钟(8/Tc)的沿(上升沿或下降沿)同步，移位寄存器401中时钟相位的改变即使发生，本身也没有什么意义。如果需要完成对应于一个时钟时间或更少时间的延迟量修正，则由F-LPF 201或类似设备来完成延迟量修正。

第四优选实施例

图5的配置图示出了按照本发明的多载波接收机的第四实施例的基本部件。标号501指示移位寄存器，标号502指示选择器，标号503指示F-BPF。对应于图16、图1和图4所示部分的构成部分分别标以相同的标号。

在该图中，第四实施例包括图1所示配置中A/D转换器106和正交检测器107之间的移位寄存器401、移位寄存器501、F-BPF 503和选择器502。顺便提一下，A/D转换器106之前的部件与图16所示配置相同。因此，与图4所示第三实施例相比，第四实施例在封装上更为精细，它与第三实施例的不同在于分数延时滤波器(F-BPF503)和类似设备的插入位置。

F-BPF 503是产生的延迟或超前等于系统所需时间分辨率的两倍(例如51nsec)的数字滤波器，它固定地只包括一组由偶数个组成的抽头系数。

移位寄存器501是固定的延迟移位寄存器，等于F-BPF503抽头数量的一半。当F-BPF 503是包含8个抽头的脉冲响应类型BPF时，移位寄存器501导致了四或五级的移位寄存器。在设置成四级时，F-BPF 503的通带会有+51nsec的修正效果。在设置成五级时，则F-BPF 503的通带会有-51nsec的修正效果。

选择器502在选择F-BPF 503的输出或移位寄存器501的输出时，在分辨率上修正的延迟量等于系统所需分辨率的两倍。

在各个单载波接收机109生产或维护时，根据利用测试装置测出的延迟时间的结果，决定移位寄存器401的级数和选择器502的选择状态(参见图16)，并通过多载波接收机中提供的未示出的CPU(中央处理单元)写入并存储在未在该图示出的非易失性存储器中。经此操作，读取该非易失性存储器，以将写入的内容设置到每个单载波接收机109的移位寄存器401和选择器502。这些工作操作可以是自动的，从而大幅度减少生产成本。

现在假定A/D转换器106工作在9.8304MHz，移位寄存器401可以修正的延迟时间单元是1/9.8304MHz＝102nsec。这样，对给定的基准延迟而言，任何载波的延迟时间都可以保持在-51～+51nsec范围内。具有最大延迟的载波和具有最小延迟的载波之间的延迟时间差有102nsec。此时，在采用具有最大或最小延迟的载波作为新的基准延迟时，它落入CPRI标准的界限。考虑各个模拟部分延迟的变化，可以认为载波不再满足该标准。在给出一定余量的基础上，该标准基本满足，执行等于两倍标准的分辨率(51nsec)的修正。

图6示出了第四实施例所采用的F-BPF 503的脉冲响应。

因为在该图中，抽头系数是偶数形式并且是对称的，脉冲响应中心附近出现两个最大抽头系数。对脉冲响应进行平整化，在它的两个取样之间出现了最大值。因为假定到达最大值的点显示出组延迟时间，因此得到对应于采样时间间隔的1/2单位延迟。因为F-BPF 503用作简单延迟装置，从而能够转换成没有频率特性的移位寄存器401，所以在至少所需频段内的频率特性小得可以忽略。这种滤波器的设计比较容易，抽头数量相对较少。它可以设计作为例如具有8个抽头的BPF，允许通过图6的所需频段。

这里再次给出假定多载波能够适应延迟偏差的一个例子。

现在让我们考虑两个载波f1和f2的工作状态。假定模拟部分，例如DUP 101(见图15)和SAW滤波器105(见图16)的延迟偏差之和相对于设计基准值是f1时的112nsec，f2时的50nsec。这种情况下，在CPRI标准中，f1无法实现，因为延迟偏差超过了10nsec，而f2落入通带。因此，要改变f1。或者延迟f2 51nsec，在这种情况下，减小移位寄存器401的延迟量(也就是-102nsec)，令f1和f2都满足标准。

可以预见，如果每个实际部件的假定最差延迟偏差只是相对于[背景技术]给出的+110nsec/-100nsec和标准有了细微的变化，则这种延迟偏差只有在延迟偏差分布的下侧或上侧被拉向分布的中央方向时，才会满足标准。

考虑这样一种配置(此后称为“最小配置”)，从图5中移去移位寄存器401，只能选择最小配置来执行半时钟的修正，也就是51nsec单位(通过F-BPF 503)的修正，或者什么都不做(通过移位寄存器501)。但是，因为F-BPF 503和类似设备是分别存在于f1和f2中的电路，通过BPF是为了能够对f1完成基于51nsec的修正，并选择移位寄存器，而对f2不做修正。如果以这种方式工作，f1的延迟偏差会有61nsec，f2的延迟偏差会有50nsec，这样延迟偏差就能够满足标准。

图7的配置例子说明了适合最小配置的F-BPF 503和移位寄存器501。

在该图中，F-BPF 503和移位寄存器501整合在一起。虚线表示，作为选择，选择器502可以选择对应于移位寄存器501的第四抽头的输出。选择器502可以选择三种类型的延迟：-0.5、0和+0.5取样，以F-BPF 503的延迟作为基准。

尽管上面给出了四种优选实施例，它们仅仅是本发明的一些例子。本发明并不局限于这些实施例中特别给出的数字值、处理过程和实现装置(硬件)。它们可以互不相同。

因为LPF 108或类似设备的下采样率在进行延迟修正的普通方法中变得较大，因此作为整个接收部分电路规模增大，在该进行延迟修正的普通方法中将A/D转换器106的采样时钟设置成接口所规定的至少两次或更多次的时间分辨率，并且只提供移位寄存器401给各个载波。另一方面，按照本发明，可以防止电路规模增大。

在蜂窝移动通信环境中，将本发明应用到基站设备会有深远的影响。将无线部分与基站相分离，从而实现新近蜂窝系统中的远程安装的趋势渐趋明显。这种情况下，应用本发明减小了基站(也就是基带信号处理器)的负载。这样，将本发明应用于基站设备接收机能够减少基础设施成本。这在基础设施成本最终转嫁给用户负担的移动通信环境中有很大的好处。

本发明包括接收特定接收信号的多根天线，正如与多载波无关的AAA(自适应阵列天线)和MIMO(多输入多输出)。因此，本发明甚至可以应用于具有多个接收部分的这样一种接收机。尽管相位合成此时已经在AAA和MIMO中执行，但是每个接收部分相当于码片速率级的较大延迟时间偏差可以通过本发明同时修正。

图8的配置图说明了按照本发明的具有迟修正功能的发射机的一个实施例的基本部分。标号1008指示了延迟检测器，标号1009指示了延迟修正器，标号1010指示了失真检测器，标号1011指示了DPD(数字预失真器)。对应于图17所示部分的构成部分分别标以相同的标号。

在该图中检测出功率放大器1004所产生的失真时，CDMA发射信号输入到数字调制器1001作为基带的I和Q相位。这种发射信号在图17所示的数字调制器1001中分别转换成IF信号(这种情况下，IF信号产生I和Q相位的发射信号TX)，该IF信号接着被提供给DPD 1011。DPD 1011对I和Q相位发射信号TX应用的失真特性与功率放大器1004所产生的失真特性相反。D/A转换器1002将发射信号TX转换成模拟IF信号。变频器1003将同一信号转换成1信道的正交调制的RF信号，之后由功率放大器1004进行功率放大。在DPD 1011中加入适当的失真特性时，功率放大器1004所产生的失真被这种失真特性消除。这样，可以从功率放大器1004中得到I和Q相位的无失真发射信号。

功率放大器1004输出的一些RF信号被送到混频器1005，在该处它们被转换成IF信号，IF信号又由A/D转换器1006转换成数字信号。之后，在数字正交检测器1007中，它们被检测出来，作为I和Q相位来激励信号(这种情况下，它们是I和Q相位的反馈信号RX)。

这里，数字调制器1001所输出的I和Q相位的发射信号TX被送到延迟检测器1008。数字正交检测器1007所输出的I和Q相位的反馈信号RX被送到延迟检测器1008。检测出I和Q相位反馈信号RX相对于发射信号TX的延迟量。延迟修正器1009例如按照检测出的延迟量修正I和Q相位反馈信号RX的延迟量，从而修正相对于I和Q相位发射信号TX的时间偏移。失真检测器1010基于I和Q相位的发射信号TX和反馈信号RX执行分析处理，从而检测出功率放大器1004所产生的I和Q相位的反馈信号RX的失真分量。DPD1011的失真特性基于检测出的失真分量设置，从而能够消除功率放大器1004所产生的失真分量。

这里，延迟检测器检测I和Q相位的反馈信号RX相对于I和Q相位的发射信号TX的延迟量，其每个时间单元短于一个取样时间。这样，可以以高精度修正I和Q相位的发射信号TX和反馈信号RX之间的时序偏移，并以高精度检测I和Q相位的反馈信号RX的失真。因此，即使在发送信息信号时，也可以高精度抑制发送信号TX中功率放大器1004所产生的失真。

为此，作为对I和Q相位的发射信号TX和反馈信号RX的延迟量的检测，延迟检测器1008以1个取样单位执行粗略延迟检测，以小于1个取样时间为时间单位进行小的或细微延迟检测。I和Q相位的反馈信号RX或发射信号TX之间的延迟量的修正基于粗略延迟检测和细微延迟检测得到的延迟量来进行。这样，可以以小于1个取样单位的时间单位，高精度地修正I和Q相位的发射信号TX和反馈信号RX之间的时序偏移，并高精度地检测出失真。

图9的配置图示出了图8所示延迟检测器1008和延迟修正器1009的特定例子，及其外围部分。标号1012和1013指示了RAM，标号1014指示地址生成器，标号1015指示粗略延迟检测/修正部分，标号1016指示限幅器，标号1017指示载波泄漏消除器，标号1018指示DSP(数字信号处理器)。与图8所示部分相关联的构成部分都分别标以相同的标号。

在该图中，限幅器1016对数字调制器1001(见图8)输出的I和Q相位的发射信号TX的峰值功率进行抑制。DPD 1011对其应用与功率放大器1004(见图8)相反的失真特性。载波泄漏消除器1017修正后续级D/A转换器1002和变频器1003上产生的I和Q相位的不平衡，将修正结果发送给它们相应的D/A转换器1002。此外，粗略延迟检测/修正部分1015主要进行粗略延迟检测和修正，DSP 1018进行细微延迟检测和修正。将这两者组合等同于图8所示的延迟检测器1008和延迟修正器1009。

在检测粗略延迟时，利用已知的脉冲信号作为I和Q相位的发射信号TX，检测出发射信号TX和反馈信号RX之间的时序偏移(延迟量)。也就是说，其中I和Q相位中的至少一个由脉冲信号组成的发射信号TX，而不是正常的发射信号，被送到粗略延迟检测/修正部分1015。此外，数字正交检测器1007输出的I和Q相位的反馈信号RX也被送到粗略延迟检测/修正部分1015。

粗略延迟检测/修正部分1015具有RAM 1012和1013，以及地址生成器1014等等。粗略延迟检测在厂家生产和维护时进行。延迟量检测操作开始时，地址生成器1014开始生成RAM 1012和1013的写地址。与此同时，I和Q相位至少一个脉冲信号(可能是上采样之后的信号)被送入数字调制器1001的任一载波(见图8)。这样，从限幅器1016输出的I和Q相位的发射信号TX被发送到上述DPD1011，甚至送到粗略延迟检测/修正部分1015，其中I和Q相位的发射信号TX的后续取样依次存储在它们对应的写地址中，这些地址由地址生成器1014为相应RAM 1012产生。此时，地址生成器1014检测到提供的每个取样I和Q相位的发射信号TX的值。在检测出每个取样的峰值时，它以A_PTX形式记下存储了峰值I和Q相位的对应RAM 1012的写地址(此后称为“峰值地址”)。

数字正交检测器1007所输出的I和Q相位反馈信号(脉冲信号)RX也送到粗略延迟检测/修正部分1015。串行取样依次存储在相应RAM 1013中，其写地址与地址生成器1014所生成的RAM 1012的写地址相同。即使在这种情况下，地址生成器1014也会检测出I和Q相位反馈信号RX的值。在检测出它的峰值时，它以A_PRX形式记下存储了峰值的对应RAM 1013的写地址(峰值地址)。

图10的示意图典型地示出了图9所示RAM 1012和1013的存储状态。在该图中(a)指示了发射信号TX的脉冲存储在RAM 1012中的状态，图(b)指示了反馈信号RX存储在RAM 1013中的状态。水平轴指示了地址，竖直轴指示了信号值。尽管没有在图中示出，图10(a)和10(b)所示出的一个地址单元都对应于每个脉冲信号的一个取样间隔。

图10(a)所示RAM 1012中发射信号TX峰值处的地址A_PTX和图10(b)所示RAM 1013中反馈信号RX峰值处的地址A_PRX之差，也就是下面的差引起取样单元中每个发射信号TX和每个反馈信号RX之间的时序偏移(延迟量)：

ΔA_P＝A_PRX-A_PTX

顺便提一下，当假定上述W-CDMA系统中数字调制器1001输出的发射信号TX的采样频率为92.16MHz时，一个取样的时间间隔为约10nsec，在RAM 1012和1013中每一个地址间隔等于约10nsec。顺便提一下，每个峰值的检测可以由DSP 1018完成，而不是地址生成器。

这样，在I和Q相位发射信号TX存储在RAM 1012中，I和Q相位反馈信号RX存储在RAM 1013中一段预定时间后，RAM 1012和1013转入图10所示存储状态。地址生成器1014生成读地址，在读地址处读取RAM 1012和1013。但是，这种情况下，RAM 1013的读地址由峰值地址之间的ΔA_P所修改，以使得RAM 1012和1013的读地址的峰值地址彼此相等。也就是说，读出的RAM 1013的峰值地址A_PRX’设置成A_PRX’＝A_PRX-ΔA_P＝A_PTX。因此，假定写入的地址是A_WRX，RAM 1013的读地址A_PRX表示成下式：

A_PRX＝A_WRX-ΔA_P

由于这种地址修正，在读入RAM 1012和1013的相同时序中，读入存储在RAM 1012中的I和Q相位的发射信号TX的峰值和存储在RAM 1013中的I和Q相位的反馈信号RX的峰值。这样，这些发射信号TX和反馈信号RX的延迟量以取样时间间隔单位进行修正。延迟量被固定地存储并用于修正后续操作中的每个粗略延迟。因为延迟量因其长期变化或类似原因而改变，操作中实际上需要更高精度的延迟检测。

因此，以取样单元修正了延迟量的I和Q相位发射信号TX和反馈信号RX，由粗略延迟检测/修正部分1015输出，被送入DSP 1018，进行细微延迟检测/修正的处理。

下面在描述DSP 1018中进行的细微延迟检测处理之前，首先结合图11解释细微延迟检测的原理。

图11(a)概要示出了I和Q相位的每个发射信号TX的时间波形，以及在对应于I和Q相位反馈信号RX的一个例子的反馈信号Rxa(i)峰值附近的时间波形。假定Ts是一个取样时间间隔。假定通过粗略延迟修正，反馈信号RXa(i)领先发射信号TX Ts/4的时间。标记·指示了从RAM 1012和1013读取的取样数据。信号TX和RXa(i)取样也示出了这样的取样数据间隔。此外，信号TX和RX分别指示了从RAM 1012和1013读取的信号。还有，位于水平轴的......，n-1，n，......指示随意采样点。通常给出信号TX和RX的i，用以指示随时间增加的采样点的索引(对应于地址生成器1014所产生的读地址)。

图11(b)示出了反馈信号RXa(i)延时Ts/4的情况。这种情况下，每个反馈信号RX记作RXb(i)。此时，延迟反馈信号RXb(i)一个取样时间得到的反馈信号表示成RXb(i-1)，令反馈信号RXb(i)提前一个取样时间得到的反馈信号表示成RXb(i+1)。每个振幅值(它们都不存在于RAM 1013，但实际上可以通过插入滤波器或者后面描述的细微延迟生成LPF 1080重现，这些值统一叫作“数据值”，下面以类似方式命名)，在同一个采样点n得到的延迟后的反馈信号RXb(i-1)的每个值作为发射信号TX(i)，由标记O表示。类似地，在发射信号TX的采样点n得到的反馈信号RXb(i+1)的每个振幅值，由标记Δ表示。

这种情况下，发射信号TX和延时反馈信号RXb彼此在时序上大体上一致。此时，在发射信号TX的采样点n的反馈信号RXb(i-1)和RXb(i+1)的数据值近似相等。

图11(c)说明了反馈信号Rxa被延时Ts/2的情况。这种情况下，每个反馈信号RX记作RXc(i)。延时反馈信号RXc(i)一个取样时间得到的反馈信号表示成RXc(i-1)，允许反馈信号RXc(i)提前一个取样时间得到的反馈信号表示成RXc(i+1)。在延时反馈信号RXc(i-1)的发射信号TX的采样点n得到的每个数据值，由标记O表示。在发射信号TX的采样点n得到的反馈信号RXb(i+1)的每个数据值，由标记Δ表示。

这种情况下，将反馈信号RX延时Ts/2时间得到的反馈信号RXc自身相对于发射信号TX延时Ts/4。此时，在发射信号TX的采样点n，反馈信号RXc(i+1)和RXc(i-1)的数据值彼此不同，前者在绝对值上变得较大。

图11(d)示出的情况是反馈信号RXa在与图11(c)所示方向相反的方向领先Ts/2。这种情况下，每个反馈信号RX表示成RXd。将反馈信号RXd延迟一个取样时间得到的反馈信号表示成RXd(i-1)，将反馈信号RXd提前一个取样时间得到的反馈信号表示成RXd(i+1)。反馈信号RXd(i-1)的数据值在发射信号TX的采样点n处得到，由标记O表示。在发射信号TX的采样点n得到的反馈信号RXd(i+1)的数据值，由标记Δ表示。

这种情况下，将反馈信号RXa提前Ts/2得到的反馈信号RXd领先了发射信号TX 3Ts/4。此时，反馈信号RXd(i+1)和RXd(i-1)在发射信号TX的采样点n的数据值彼此不同，后者在绝对值上变得较大。

通过图11(b)到11(d)可以明显看出，当反馈信号RX和发射信号TX之间的时序偏差变小，则通过在一个取样时间范围内延迟或提前反馈信号RXa，在发射信号TX的采样点n处，领先一个取样时间的反馈信号RXc(i+1)和延迟一个取样时间的反馈信号RX(i-1)的数据值之差的绝对值较小。当反馈信号RX领先发射信号TX时，差值的符号变正。

顺便提一下，脉冲信号不局限于基带信号。最好在进行了适当的频带限制之后，以通过频率转换转换到IF频段的IF信号的形式应用。这种情况下，DSP 1018基于粗略延时测量，将位于IF频段的脉冲信号提前写入RAM 1013，而不将发射信号写入RAM 1013。脉冲信号可以读出并作为发射信号TX提供给DPD 1011。

这样，当反馈信号RX的时序在出现一个取样时间间隔内的时间范围内变化，并且其方式使得反馈信号RX(i-1)和RX(i+1)在发射信号TX的采样点n处数据值之间的相关变得最大时，此时的反馈信号RX的时序调整量导致反馈信号RX相对于发射信号TX具有一个取样时间间隔的时序偏差量，也就是细微延迟量。当然，该细微延迟量是具有正负号的值。

尽管上述采用脉冲的细微延迟量检测方法很简单，在可重现性上相对较好，并具有一定精确度，但脉冲实际上无法通过无线传送，因此，细微延迟量检测方法无法在操作上实现。

这样，在该实施例中，采用了一种普通的已调波作为发射信号TX(i)。在图11中，分别确定发射信号TX(i)和上述通过延迟反馈信号RX(i)得到的反馈信号RX(i-1)之间的互相关值，以及发射信号TX(i)和上述通过将反馈信号RX(i)提前得到的反馈信号RX(i+1)之间的互相关值。将在这两个互相关值最为接近时，反馈信号RX或发射信号TX的时序调整量假定作为细微延迟量。

在本实施例中，将对应于各个发射信号TX(i)和反馈信号RX(i)的一个取样的时间间隔假定为Ts。反馈信号RX(i)被延迟N·Ts/M(其中M是大于等于2的整数。N是大于等于-(M-1)并且小于等于(M-1)的整数，当N为负时，反馈信号提前|N|·Ts/M)。此外，反馈信号可以延迟正负一个取样时间。确定以这种方式延迟得到的反馈信号RX_N(i-1)和RX_N(i+1)之间的互相关。

下面首先描述每个发射信号TX(i)和每个反馈信号RX_N(i-1)之间的互相关值。

现在假定在任意采样点进行如下定义：

发射信号TX(i)的I相位在采样点n的数据值：TXI(i)，

发射信号TX(i)的Q相位在采样点n的数据值：TXQ(i)，

在与发射信号TX(i)相同的采样点n上反馈信号RX_N(i-1)的I相位的数据值：RXI_N(i-1)，以及

在与发射信号TX(i)相同的采样点n上反馈信号RX_N(i-1)的Q相位的数据值：RXQ_N(i-1)。

针对发射信号TX(i)和反馈信号RX_N(i-1)的I和Q相位，可以得到如下公式：

${\mathrm{Im}}_N=\underset{i=n}{\overset{n+k-1}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{TXI}\left(i\right)x{\mathrm{RXI}}_N(i-1)+\mathrm{TXQ}\left(i\right)x{\mathrm{RXQ}}_N(i-1)\}$

                                       ...(1)

${\mathrm{Qm}}_N=\underset{i=n}{\overset{n+k-1}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{TXQ}\left(i\right)x{\mathrm{RXI}}_N(i-1)-\mathrm{TXI}\left(i\right)x{\mathrm{RXQ}}_N(i-1)\}$

                                      ...(2)

其中∑将括号{}中从i＝n到i＝n+k-1的k个采样点上的计算结果相加。这意味着在取样数量k上进行互相关。进行这些Im_N和Qm_N上的幂计算，确定发射信号TX(i)和反馈信号RX_N(i-1)之间的互相关值Sm_N，也就是下式：

Sm_N＝Im_N ²+Qm_N ²                         ...(3)

下面解释各个发射信号TX(i)和各个反馈信号RX_N(i+1)之间的互相关值。

现在假定以上述相同方式定义如下：

发射信号TX(i)的I相位在采样点n的数据值：TXI(i)，

发射信号TX(i)的Q相位在采样点n的数据值：TXQ(i)，

在与发射信号TX(i)相同的采样点n上反馈信号RX_N(i+1)的I相位的数据值：RXI_N(i+1)，以及

在与发射信号TX(i)相同的采样点n上反馈信号RX_N(i+1)的Q相位的数据值：RXQ_N(i+1)。

针对发射信号TX(i)和反馈信号RX_N(i+1)的I和Q相位，以类似的方式可以得到下式：

${\mathrm{Ip}}_N=\underset{i=n}{\overset{n+k-1}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{TXI}\left(i\right)x{\mathrm{RXI}}_N(i+1)+\mathrm{TXQ}\left(i\right)x{\mathrm{RXQ}}_N(i+1)\}$

                                        ...(4)

${\mathrm{Qp}}_N=\underset{i=n}{\overset{n+k-1}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{TXQ}\left(i\right)x{\mathrm{RXI}}_N(i+1)-\mathrm{TXI}\left(i\right)x{\mathrm{RXQ}}_N(i+1)\}$

                                        ...(5)

然后，进行这些Ip_N和Qp_N上的幂计算，确定发射信号TX(i)和反馈信号RX_N(i+1)之间的互相关值Sp_N，也就是下式：

Sp_N＝Ip_N ²+Qp_N ²                      ...(6)

发射信号TX(i)和反馈信号RX(i)之间的互相关值差S_N，也就是根据式(3)中得到的互相关值Sm_N和在式(6)中得到的互相关值Sp_N确定下式：

S_N＝Sm_N-Sp_N                         ...(7)

通过在一个取样时间中为I和Q相位的反馈信号RX改变延迟时间，可以确定任意N的这种互相关值差S_N，也就是，延迟时间-(M-1)Ts/M，-(M-2)Ts/M，......，-2Ts/M，-Ts/M，0，+Ts/M，+2Ts/M，......，+(M-2)Ts/M和+(M-1)Ts/M。也就是，针对这些延迟时间的每一个确定式(7)的互相关值差S_N。当互相关值差S_N值最小时，基于那时的延迟量调整反馈信号RX的时序，由此发射信号TX和反馈信号RX在时序上最为吻合。因此，反馈信号RX的时序调整量导致了在发射信号TX和反馈信号RX之间一个取样时间的细微延迟量。

顺便提一下，在本实施例中，反馈信号RX延时了时间N·Ts/M和±1个取样时间，从而生成反馈信号RX_N(i+1)和RX_N(i-1)，确定了反馈信号和发射信号TX(i)之间的相关。但是，发射信号TX(i)以这种方式延迟，生成了发射信号TX_N(i+1)和TX_N(i-1)，可以确定它们和反馈信号RX(i)之间的相关。另外，发射信号TX(i)和反馈信号RX(i)之一可以延迟时间N·Ts/M，另一个延迟±1个取样时间，从而可以利用这些延迟信号确定它们之间的相关。延迟不局限于±1个取样时间的延迟，也可以采用±多个取样时间的延迟，以一个码片时间的一半作为上限。

图12的框图说明了图9所示DSP 1018的一个特定例子，它以前述方式检测出了细微延迟量。对它进行了优化，使得它只用定点算法就能实现。标号1020指示了互相关检测器，标号1021指示了+1延迟器，标号1022指示了-1延迟器，标号1023指示了+0延迟器，标号1024到1026指示了乘法器，标号1027到1029指示了限幅器，标号1030到1035指示了累加加法器，标号1036指示了AGC(自动增益控制)单元，标号1037和1038指示了平方加法器(squareadder)，标号1039指示了减法器，标号1040指示了限幅器，标号1041指示了减法器，标号1042指示了累加加法器，标号1050指示了自相关检测器，标号1060指示了延迟检测控制器，标号1070指示了LPF抽头系数选择器，标号1080指示了细微延迟生成LPF。这些组成了所谓的DLL(延迟锁定环)。

在细微延迟的检测描述中，反馈信号RX被延迟N/M(其中M：大于等于2的整数，N：大于等于-(M-1)并且小于等于+(M-1)的整数，这在前面描述过)乘上取样时间间隔Ts的时间。此外，生成延迟±1取样时间的反馈信号RX_N(i+1)和RX_N(i-1)，根据反馈信号和发射信号TX检测出细微延迟。但是，在该特定例子中，通过延迟反馈信号RX±1个取样时间得到的反馈信号RX(i+1)和RX(i-1)根据反馈信号RX生成。通过将发射信号TX延迟N/M乘上取样时间时间Ts的间隔得到的发射信号TX_N根据发射信号TX生成。利用反馈信号RX(i+1)和RX(i-1)以及发射信号TX_N，以Ts/M单位精度检测发射信号TX和反馈信号RX之间的时序偏差(延迟时间)。

为此，从相应的RAM 1013(见图9)读出的I和Q相位的反馈信号RX直接输送到图12中的互相关检测器1020，而从相应的RAM1012(见图9)读出的I和Q相位的发射信号TX输送到细微延迟生成LPF1080，在其中对它们施加相当于NTs/M的细微延迟，然后将它们输送到互相关检测器1020。细微延迟生成LPF 1080的配置对应于一个FIR滤波器，其抽头数量L等于前一多载波接收机实施例中采用的F-LPF 201或类似设备。它的延迟时间根据细微延迟生成LPF1080的抽头系数而变化，该系数是在延迟检测控制器1060的控制下，在LPF抽头系数选择器1070中生成的。细微延迟生成LPF 1080的延迟时间设置对应于{(N/M)+(L+1)/2}Ts。延迟时间通过改变N来变化。这样，前一ΔA_p最好减小(L+1)/2。

在互相关检测器1020中，+1延迟器1021将I和Q相位反馈信号RX延迟一个取样时间Ts，生成I和Q相位的反馈信号RX(i-1)。I和Q相位的反馈信号RX(i-1)被送到乘法器1024，其中从细微延迟生成LPF 1080发出的I和Q相位的发射信号TX_N的复共轭乘上式(1)和(2)括号中的内容，也就是进行以下计算：

TXI_N(i)x RXI(i-1)+TXQ_N(i)x RXQ(i-1)

乘法器1024所进行的计算的两个结果通过限幅器1027送到累加加法器1030和1031，在其中每个采样点得到的相乘结果进行累加并相加在一起，得到式(1)和(2)中的计算结果Im_N和Qm_N。

这里，限幅器1027用于固定减小每个计算出来的值，使得这些计算结果Im_N和Qm_N的累加/相加值不会溢出寄存器的位长度。现在假定在256(＝2⁸)个采样点进行了累加，限幅器1027进行8比特移位，将这些计算结果Im_N和Qm_N设置成1/256。

类似的，-1延迟器1022使得I和Q相位反馈信号RX提前一个取样时间Ts，从而生成I和Q相位的反馈信号RX(i-1)。生成的反馈信号被送入乘法器1025，其中从细微延迟生成LPF 1080发出的I和Q相位发射信号TX_N的复共轭乘上式(4)和(5)括号中的内容，也就是进行以下计算：

TXQ_N(i)x RXI(i-1)-TXI_N(i)x RXQ(i-1)

乘法器1025所进行的计算的两个结果通过与限幅器1027类似的限幅器1028送到累加加法器1032和1033，在其中将每个采样点得到的计算结果进行累加并相加在一起，得到式(4)和(5)中的计算结果Ip_N和Qp_N。

此外，+0延迟器1023将I和Q相位的反馈信号RX延迟0个取样时间，作为I和Q相位的反馈信号RXI(0)和RXQ(0)送到乘法器1026，在其中执行与细微延迟生成LPF 1080所发送的I和Q相位发射信号TX_N相关联的下列计算和上述式(1)和(2)，也就是进行以下计算：

TXI_N(i)x RXI(i)+TXQ_N(i)x RXQ(i)            ...(8)

TXQ_N(i)x RXI(i)-TXI_N(i)x RXQ(i)            ...(9)

乘法器1026计算出的两个结果通过类似于限幅器1027的限幅器1029送到累加加法器1034和1035，在其中每个采样点得到的式(8)和(9)的计算结果进行累加并加在一起，得到的计算结果IZ_N和QZ_N对应于式(1)和(2)中的计算结果Im_N和Qm_N。

以上述方式得到的累加/相加值Im_N、Qm_N、Ip_N、Qp_N、IZ_N和QZ_N输送给AGC单元1036。AGC单元1036将其平均值除以相同比率(包括仅进行比特移位)，使得这些累加/相加值的最大值达到或小于预定值。这里，如果各个发射信号TX和各个反馈信号RX之间的时序偏差比Ts足够小，那么累加/相加值IZ_N的平均值在式(8)中达到最大。

AGC单元1036处理的累加/相加值Im_N和Qm_N被送到平方加法器1037，在其中进行式(3)的幂计算，从而得到幂化互相关值Sm_N。类似地，AGC单元1036处理的累加/相加值Ip_N和Qp_N被送到平方加法器1038，在其中进行式(6)的幂计算，从而得到幂化互相关值Sp_N。这些幂化互相关值Sm_N和Sp_N被送到加法器1039，在其中执行式(7)的计算，得到互相关值差S_N。

顺便提一下，上述计算可以针对发射信号TX的同一延迟量N·Ts/M执行多次，前述发射信号TX由细微延迟生成LPF 1080生成。限幅器1040和累加加法器1042确定针对同一延迟量N·Ts/M得到的多个互相关值差S_N的平均值。假定例如上述计算针对同一延时量N·Ts/M执行8(＝2³)次，以确定互相关值差S_N8次，累加加法器1042累加并将这8个互相关值差S_N相加。限幅器1040对它们进行3比特移位，并进行1/8除得到平均互相关值差S_N。

下面解释具有上述配置的自相关检测器1050的作用。考虑在商业化时的处理时间，希望相关取样的数量尽可能少。但是，在减少相关取样的数量时，每个互相关值中包含的差错率变大。尤其在尝试检测较小时间宽度中的细微延迟时，检测到的值不是适当的细微延迟值。这实际上是因为即使在发射信号TX和反馈信号RX的时序彼此吻合时，每个互相关值的计算精度也很差，则限幅器1040的输出不会为0。

但是，因为此处发射信号TX和反馈信号RX的时序彼此吻合，如果反馈信号RX的自相关在同一采样时序中进行，则自相关检测器1050中限幅器1040的输出也会变为相同值。这样，如果从发射信号TX和反馈信号RX之间的互相关值中减去反馈信号RX的自相关值，那么产生的差错可以被消除，因为相关取样的数量很少。

DSP 1018非常复杂，尤其是要多次重复相关(＝复数乘法+累加)和滤波处理(＝乘积相加计算重复的循环次数对应于数据X抽头系数数量)。因此，DSP 1018需要大量计算步骤。DSP 1018更新DPD 1011和载波泄漏消除器1017(见图9)的失真补偿系数。因此，当需要许多时间进行细微延迟检测处理时，进行失真补偿的速度相应变慢。这样，相关取样的数量最好尽可能少。在本实施例中，如上所述，提供了差错修正功能，使得减法器1041能够从互相关检测器1020中限幅器1040输出的互相关值中减去自相关检测器1050检测到的自相关值。这样，可以很大程度上缩短细微延迟检测所需的时间同时保持了精度。

顺便说一下，自相关检测器1050的配置与互相关检测器1020中直到限幅器1040的配置相同。这样，与互相关检测器1020相关联的具有相同操作和效果的构成部分分别标以相同的标号。但是，在互相关检测器1020中，反馈信号RX被输入到各个延迟器1021到1023，各个乘法器1024到1026的输入被设置成细微延迟生成LPF1080输出的发射信号TC，从而检测出反馈信号RX和发射信号TX之间的相关值。另一方面，在自相关检测器1050中，各个延迟器1021到1023和各个乘法器1024到1026的输入都被设置成反馈信号RX，以检测反馈信号RX的自相关值。自相关检测器1050的操作类似于互相关检测器1020的操作。因此，这里省略自相关检测器1050的操作描述。

通过前述方式，在互相关检测器1020处得到平均互相关值差S_N时，延迟检测控制器1060取得平均互相关值差S_N，控制LPF抽头系数选择器1070改变细微延迟生成LPF 1080的抽头系数，从而根据互相关值差S_N的符号，将发射信号TX的延时量改变±Ts/M(对应于一个取样时间间隔的1/M的时间)。互相关检测器1020利用被延迟了新的延时量的发射信号TX，重复前述操作。

图13的特性图示出了图12所示细微延迟生成LPF 1080的脉冲响应。

在该图中，LPF 1080配置成抽头数L＝11的FIR滤波器，它工作在一个取样周期。在该例中，标记·表明在设置不产生延迟的抽头系数的时间点取样间隔上的脉冲响应值，前述时间点上不存在延迟。另一方面，在设置抽头系数以实现例如1/20取样时间的延迟时，在取样间隔上设置的脉冲响应值的这种特性——由标记O表示——被设置给LPF 1080。与标记·所表示的响应特性相比，标记O所表示的响应特性延迟了1/20个取样时间间隔。这样，通过细微延迟生成LPF1080的信号被延迟1/20个取样时间间隔。

LPF抽头系数选择器1070从该图未示出的存储M次过采样(M＝20)的脉冲响应(抽头系数)的ROM读取脉冲响应，并将该脉冲响应设置到细微延迟生成LPF1080，该脉冲响应的偏差对应于N，间隔为M。

延迟检测控制器1060存储当前N的值，基于N的值，取出互相关值差S_N。当互相关值差S_N为正时，延迟检测控制器1060对N减量-1。当互相关值差S_N为负时，延迟检测控制器1060对N增量+1，得到一个新的N，将它输出到LPF抽头系数选择器1070。如果此时N可能超过M-1，那么延迟检测控制器1060可以将ΔA_p增量1，并从N中减去M。如果相反，N可能小于-(M-1)，那么延迟检测控制器1060可以将ΔA_p减量1，将M加到N上。

通过这种方式，发射信号TX和反馈信号RX在时序上吻合了，它们被送到图8中的失真检测器，通过比较对它们进行处理，检测出失真分量。根据检测出的失真分量，设置由DPD 1011消除失真的这种特性，以及载波泄漏消除器1017消除载波泄漏的这种特性。

这样，在本实施例中，检测出发射信号TX和反馈信号RX以一个取样时间间隔单元设置的粗略延迟量，和一个取样时间间隔内以时间间隔单元设置的细微延迟量。各个发射信号TX和各个反馈信号RX之间的时序偏差基于这些粗略延时量和细微延迟量修正。因此，可以在发射信号TX和反馈信号RX之间以高精度进行时序匹配。从而可以以高精度检测出功率放大器1004所产生的反馈信号RX的失真。

假定作为一个例子，采样频率假如限定为92.16MHz，以1/20个取样时间单元精度检测(在该例中M＝20)细微延迟量，一个取样的时间间隔Ts等于1/92.16μsec＝约10nsec，检测出等于1/20粗略延迟量的细微延迟量。因此，在检测出反馈信号RX的失真时，各个发射信号TX和各个反馈信号RX之间的时序偏移可以抑制在约10nsec÷20＝约0.5nsec。

图14通过比较，示出了发射信号TX和反馈信号RX的波形。水平轴指示了时间轴，竖直轴指示了信号值。该图(a)示出了在延迟修正之前发射信号TX和反馈信号RX的波形，该图(b)示出了在延迟修正之后发射信号TX和反馈信号RX的波形，这两个信号已分别经过了上述实施例的延迟修正。

在图14(a)中，相对于发射信号TX，反馈信号RX被延迟了约7.5nsec，位于一个取样时间间隔内(约10nsec)。反馈信号RX的功率波形也相对于发射信号TX延迟了约7.5nsec。

另一方面，因为执行了图12所描述的细微延迟检测修正处理，约7.5nsec的延迟在图14(b)中几乎不见了。发射信号TX和反馈信号RX的功率波形几乎重合，因此可以修正细微延迟。

虽然以上描述了本发明的优选实施例，但需要理解，对本领域技术人员而言很明显，在不偏离本发明精神的前提下可以进行改进。本发明的范围完全由后附权利要求书来决定。

Claims (1)

1.一种具有延迟修正功能的发射机，包括数字调制器，对多个I和Q相位的输入基带信号和输出信号进行数字调制；D/A转换器，将所述数字调制器输出的I和Q相位的信号转换成模拟信号；变频器，对所述D/A转换器输出的I和Q相位的所述模拟信号进行正交调制，并向上转换成RF频带内的信号；以及功率放大器，对所述变频器的输出信号进行功率放大，所述发射机执行多个信道的传输，所述发射机包括：

混频器，将所述功率放大器的输出信号进行向下转换；

A/D转换器，将所述混频器的输出信号转换成数字信号；

数字正交检测器，对所述A/D转换器的输出信号进行正交检测，以输出I和Q相位的信号；

延迟检测器，分别提供所述数字调制器所输出的所述I和Q相位的信号作为发射信号和提供所述数字正交检测器所输出的所述I和Q相位的信号作为反馈信号，并以取样时间单元的精度，检测出每个所述发射信号和反馈信号的粗略延迟量，以小于所述取样时间单元的时间单元的精度，检测出每个所述发射信号和反馈信号的细微延迟量，作为所述发射信号和所述反馈信号之间的时序偏移；以及

延迟修正器，基于所述延迟检测器检测出的所述粗略延迟量和所述细微延迟量，修正所述发射信号和所述反馈信号之间的时序偏移。

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