JPH03222524A - 線形送信装置 - Google Patents
線形送信装置Info
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- JPH03222524A JPH03222524A JP2018735A JP1873590A JPH03222524A JP H03222524 A JPH03222524 A JP H03222524A JP 2018735 A JP2018735 A JP 2018735A JP 1873590 A JP1873590 A JP 1873590A JP H03222524 A JPH03222524 A JP H03222524A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
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- H—ELECTRICITY
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Nonlinear Science (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は高周波帯の送信装置に利用する。特に、変調に
よって包路線の信号レベルが変化する変調波を高い電力
効率で増幅して送信する線形送信装置に関する。
よって包路線の信号レベルが変化する変調波を高い電力
効率で増幅して送信する線形送信装置に関する。
本発明は、電力増幅器のバイアス電圧を入力信号の包絡
線の信号レベルにしたがって制御する線形送信装置にお
いて、包絡線の信号レベルが小さいときにはバイアス電
圧を一定値以上に保つことにより、入力信号レベルが小
さいときの電力増幅の線形性を改善するものである。
線の信号レベルにしたがって制御する線形送信装置にお
いて、包絡線の信号レベルが小さいときにはバイアス電
圧を一定値以上に保つことにより、入力信号レベルが小
さいときの電力増幅の線形性を改善するものである。
高周波帯の線形送信装置として、従来からへ級ないしＡ
Ｂ級の電力増幅器が用いられている。このような線形送
信装置では、電力増幅器への入力信号の全周期がそのま
ま出力信号に増幅されるように、半導体素子のバイアス
を可変に設定することにより線形性を維持している。し
かし、入力信号の包絡線が小さい場合には、電力増幅器
の電力効率が低下する欠点−があった。このため、電池
を電力源とする携帯形の無線機においては、電池の消耗
が大きく、無線機の使用時間が短くなる欠点があった。
Ｂ級の電力増幅器が用いられている。このような線形送
信装置では、電力増幅器への入力信号の全周期がそのま
ま出力信号に増幅されるように、半導体素子のバイアス
を可変に設定することにより線形性を維持している。し
かし、入力信号の包絡線が小さい場合には、電力増幅器
の電力効率が低下する欠点−があった。このため、電池
を電力源とする携帯形の無線機においては、電池の消耗
が大きく、無線機の使用時間が短くなる欠点があった。
この問題を解決するため本願出願人は、高効率の線形電
力増幅器について既に出願した（特開昭６２−２７４９
０６号公報）。この線形電力増幅器を用いた線形送信装
置の構成例を第７図に示す。
力増幅器について既に出願した（特開昭６２−２７４９
０６号公報）。この線形電力増幅器を用いた線形送信装
置の構成例を第７図に示す。
変調入力端子１には、アナログ信号またはディジタル信
号の変調情報が入力される。変調回路２は、この変調情
報に基づいて線形変調波を発生する。飽和形量力増幅器
４は増幅素子として電界効果トランジスタ４２を備え、
変調回路２から入力された線形変調波を入力整合回路４
１を介して電界効果トランジスタ４２０ベースに供給し
、ドレインに得られる増幅された信号を出力整合回路４
４を介して送信出力端子９に出力する。
号の変調情報が入力される。変調回路２は、この変調情
報に基づいて線形変調波を発生する。飽和形量力増幅器
４は増幅素子として電界効果トランジスタ４２を備え、
変調回路２から入力された線形変調波を入力整合回路４
１を介して電界効果トランジスタ４２０ベースに供給し
、ドレインに得られる増幅された信号を出力整合回路４
４を介して送信出力端子９に出力する。
変調回路２の出力した線形変調波はまた、結合器３によ
り分岐され、包路線検波器５により検波され、直流増幅
器６′を介して直流電圧制御回路７に供給される。直流
電圧制御回路７はＤＣ−ＤＣコンバータまたはシリーズ
制御トランジスタを含み、電源端子８から入力された電
源電圧を直流増幅器６′の出力により制御し、これを電
力増幅器４のドレインバイアス電圧として出力する。こ
のドレインバイアス電圧は、コイル４３を介して電界効
果トランジスタ４２のドレインに供給される。
り分岐され、包路線検波器５により検波され、直流増幅
器６′を介して直流電圧制御回路７に供給される。直流
電圧制御回路７はＤＣ−ＤＣコンバータまたはシリーズ
制御トランジスタを含み、電源端子８から入力された電
源電圧を直流増幅器６′の出力により制御し、これを電
力増幅器４のドレインバイアス電圧として出力する。こ
のドレインバイアス電圧は、コイル４３を介して電界効
果トランジスタ４２のドレインに供給される。
このように、電界効果トランジスタ４２のドレインバイ
アス電圧を入力信号の包絡線にほぼ比例して制御すると
、電力増幅器４の飽和出力レベルが入力信号の包路線に
追従する。このような制御により、電力増幅器４を高効
率の飽和状態に保ったまま線形増幅器として動作させる
ことができ、通常の飽和形増幅器では極めて高いレベル
で発生する出力の歪が大きく低減される。また、入力信
号レベルが小さいときでも、その信号レベルの変化に応
じてドレイン電圧を変化させるので、電力増幅器４をほ
とんど飽和状態で動作させることができ、電力効率の劣
化が小さい。
アス電圧を入力信号の包絡線にほぼ比例して制御すると
、電力増幅器４の飽和出力レベルが入力信号の包路線に
追従する。このような制御により、電力増幅器４を高効
率の飽和状態に保ったまま線形増幅器として動作させる
ことができ、通常の飽和形増幅器では極めて高いレベル
で発生する出力の歪が大きく低減される。また、入力信
号レベルが小さいときでも、その信号レベルの変化に応
じてドレイン電圧を変化させるので、電力増幅器４をほ
とんど飽和状態で動作させることができ、電力効率の劣
化が小さい。
この従来例装置は、高効率の飽和形量力増幅器を用いて
いるので、原理的に極めて高効率の線形増幅を行うこと
ができる。例えば、電力増幅器４として電力効率が７０
％のものを用い、直流電圧制御回路７として電力効率が
７５％のＤＣ−ＤＣコンバータを使用すれば、総合効率
５０％以上の線形送信装置を実現できる。
いるので、原理的に極めて高効率の線形増幅を行うこと
ができる。例えば、電力増幅器４として電力効率が７０
％のものを用い、直流電圧制御回路７として電力効率が
７５％のＤＣ−ＤＣコンバータを使用すれば、総合効率
５０％以上の線形送信装置を実現できる。
直流電圧制御回路７としては、ｏｃ−ｏｃコンバータや
シリーズ制御トランジスタの他に、Ｓ級増幅器と呼ばれ
るパルス幅変調を用いた直流電圧変換回路を用いること
ができる。
シリーズ制御トランジスタの他に、Ｓ級増幅器と呼ばれ
るパルス幅変調を用いた直流電圧変換回路を用いること
ができる。
しかし、能動素子を用いて電力増幅器を構成した場合、
そのバイアス電圧を低くしていくと、ある・電圧レベル
Ｖ７□より小さいところでは能動素子が作動しなくなる
。すなわち、電力増幅器の利得がＯｄｅ以下となる。こ
れは、電力低下に゛より増幅率（電界効果トランジスタ
では相互コンダクタンス、バイポーラトランジスタでは
電流増幅率）が大きく低下するためである。したがって
、電圧レベルＶｔＳ＋以下のバイアス電圧では、入力信
号に対して電力増幅器が動作しない。
そのバイアス電圧を低くしていくと、ある・電圧レベル
Ｖ７□より小さいところでは能動素子が作動しなくなる
。すなわち、電力増幅器の利得がＯｄｅ以下となる。こ
れは、電力低下に゛より増幅率（電界効果トランジスタ
では相互コンダクタンス、バイポーラトランジスタでは
電流増幅率）が大きく低下するためである。したがって
、電圧レベルＶｔＳ＋以下のバイアス電圧では、入力信
号に対して電力増幅器が動作しない。
これに対して変調波は、通常、小さいレベルまで変化す
る。このような信号の包絡線により電力増幅器のバイア
ス電圧を制御すると、利得特性がＯｄ８以下となるバイ
アス電圧を電力増幅器に印加することになる。このため
、高周波出力信号に歪が生じてしまう。
る。このような信号の包絡線により電力増幅器のバイア
ス電圧を制御すると、利得特性がＯｄ８以下となるバイ
アス電圧を電力増幅器に印加することになる。このため
、高周波出力信号に歪が生じてしまう。
すなわち、変調波の包路線にしたがって電力増幅器のバ
イアス電圧を制御することによりこの電力増幅器を高効
率で線形に動作させる場合に、バイアス電圧がそれ以下
では増幅率がＯｄ８以下となる電圧レベルＶＴＲが存在
するため、出力に大きな歪が発生することがあった。
イアス電圧を制御することによりこの電力増幅器を高効
率で線形に動作させる場合に、バイアス電圧がそれ以下
では増幅率がＯｄ８以下となる電圧レベルＶＴＲが存在
するため、出力に大きな歪が発生することがあった。
本発明は以上の課題を解決し、入力信号レベルが小さい
場合でも線形性を保つことのできる線形送信装置を提供
することを目的とする。
場合でも線形性を保つことのできる線形送信装置を提供
することを目的とする。
本発明の線形送信装置は、入力信号の包絡線信号レベル
があらかじめ定められた値より小さいときには、その信
号レベルに比例して電力増幅器のバイアス電圧を小さく
するのではなく、バイアス電圧を一定値以上に保持する
ことを特徴とする。
があらかじめ定められた値より小さいときには、その信
号レベルに比例して電力増幅器のバイアス電圧を小さく
するのではなく、バイアス電圧を一定値以上に保持する
ことを特徴とする。
入力信号の包絡線信号レベルが小さいときに、電力増幅
器のバイアス電圧を一定値以上に保持する。これにより
増幅率を一定値以上に保ち、出力の歪を削減する。
器のバイアス電圧を一定値以上に保持する。これにより
増幅率を一定値以上に保ち、出力の歪を削減する。
第１図は本発明第一実施例の線形送信装置のブロック構
成図である。
成図である。
この実施例装置は、変調波を入力信号とする飽和形の電
力増幅器４を備え、この電力増幅器４に直流バイアス電
圧を供給するバイアス手段として電源端子８および直流
電圧制御回路７と、この直流電圧制御回路７の出力電圧
を電力増幅器４に人力される変調波の包絡線信号レベル
に実質的に比例する値に制御するバイアス手段として結
合器３、包絡線検波器５および信号変換回路６を備える
。
力増幅器４を備え、この電力増幅器４に直流バイアス電
圧を供給するバイアス手段として電源端子８および直流
電圧制御回路７と、この直流電圧制御回路７の出力電圧
を電力増幅器４に人力される変調波の包絡線信号レベル
に実質的に比例する値に制御するバイアス手段として結
合器３、包絡線検波器５および信号変換回路６を備える
。
電力増幅器４の入力信号は、変調入力端子１に入力され
た変調信号を変調回路２により変調することにより得ら
れる。結合器３は、この変調回路２の出力を分岐し、包
絡線検波器５に供給する。
た変調信号を変調回路２により変調することにより得ら
れる。結合器３は、この変調回路２の出力を分岐し、包
絡線検波器５に供給する。
包絡線検波器５は変調回路２の出力信号の包絡線を検出
し、その検出出力を信号変換回路６を介して直流電圧制
御回路７に供給する。直流電圧制御回路７は、信号変換
回路６の出力に基づいて、電力増幅器４に直流バイアス
電圧を供給する。
し、その検出出力を信号変換回路６を介して直流電圧制
御回路７に供給する。直流電圧制御回路７は、信号変換
回路６の出力に基づいて、電力増幅器４に直流バイアス
電圧を供給する。
電力増幅器４は、増幅素子として例えばＧａＡｓ製の電
界効果トランジスタ４２を備え、変調回路２から入力さ
れた線形変調波を入力整合回路４１を介して電界効果ト
ランジスタ４２のベースに供給し、ドレインに得られる
増幅された信号を出力整合回路４４を介して送信出力端
子９に出力する。
界効果トランジスタ４２を備え、変調回路２から入力さ
れた線形変調波を入力整合回路４１を介して電界効果ト
ランジスタ４２のベースに供給し、ドレインに得られる
増幅された信号を出力整合回路４４を介して送信出力端
子９に出力する。
ここで本実施例の特徴とするところは、包絡線の信号レ
ベルがあらかじめ定められた値により小さいときに直流
電圧制御回路７の出力電圧を一定値以上に保持する手段
として、信号変換回路６を備えたことにある。
ベルがあらかじめ定められた値により小さいときに直流
電圧制御回路７の出力電圧を一定値以上に保持する手段
として、信号変換回路６を備えたことにある。
第２図は高周波入力端子に対して電力増幅器４の利得が
一定となるドレイン電圧特性の例を示す。
一定となるドレイン電圧特性の例を示す。
第２図において一点鎖線は、ドレイン電圧がある値く第
２図の例では約２Ｖ）以上のときに電力増幅器４が動作
し、しかも高周波入力電圧とドレイン電圧との関係がほ
ぼ線形の場合を示す。この場合には、包絡線検波器５の
出力を適切な増幅率で増幅するとともに、その電圧レベ
ルをシフトさせれば、電力増幅器４の線形性を保つこと
ができる。
２図の例では約２Ｖ）以上のときに電力増幅器４が動作
し、しかも高周波入力電圧とドレイン電圧との関係がほ
ぼ線形の場合を示す。この場合には、包絡線検波器５の
出力を適切な増幅率で増幅するとともに、その電圧レベ
ルをシフトさせれば、電力増幅器４の線形性を保つこと
ができる。
これに対して、第２図において実線で示したように、ド
レイン電圧特性が高周波入力電圧に対して非線形であり
、入力端子が小さい領域ではほぼ一定のドレイン電圧を
必要とする場合がある。このような場合には、第２図に
破線で示した折線で近似する。すなわち、高周波入力電
圧がＶ、以下のときには一定値Ｖ。のドレイン電圧が必
要になり、入力電圧がＶ、を越えたときには高周波入力
電圧に対して線形に増加するドレイン電圧が必要になる
と近似する。このような特性を得るための信号変換回路
の一例を第３図に示す。
レイン電圧特性が高周波入力電圧に対して非線形であり
、入力端子が小さい領域ではほぼ一定のドレイン電圧を
必要とする場合がある。このような場合には、第２図に
破線で示した折線で近似する。すなわち、高周波入力電
圧がＶ、以下のときには一定値Ｖ。のドレイン電圧が必
要になり、入力電圧がＶ、を越えたときには高周波入力
電圧に対して線形に増加するドレイン電圧が必要になる
と近似する。このような特性を得るための信号変換回路
の一例を第３図に示す。
入力端子６０には包絡線検波器５の出力が供給される。
この入力端子６０は抵抗器６１を介して演算増幅器６２
の反転入力に接続される。演算増幅器６２の非反転入力
は接地される。演算増幅器６２の出力は、ダイオード６
３のアノードと、ダイオード６４０カソードとに接続さ
れる。ダイオード６４のカソードは演算増幅器６２の反
転入力に接続される。この反転入力にはさらに、抵抗６
５を介して電圧−Ｖｓが供給される。抵抗６５と演算増
幅器６２の接続点は、抵抗６７を介してダイオード６４
のアノードに接続される。ダイオード６４のアノードは
さらに、抵抗６７を介して演算増幅器６８の反転入力に
接続される。演算増幅器６８の非反転入力には電圧Ｖ。
の反転入力に接続される。演算増幅器６２の非反転入力
は接地される。演算増幅器６２の出力は、ダイオード６
３のアノードと、ダイオード６４０カソードとに接続さ
れる。ダイオード６４のカソードは演算増幅器６２の反
転入力に接続される。この反転入力にはさらに、抵抗６
５を介して電圧−Ｖｓが供給される。抵抗６５と演算増
幅器６２の接続点は、抵抗６７を介してダイオード６４
のアノードに接続される。ダイオード６４のアノードは
さらに、抵抗６７を介して演算増幅器６８の反転入力に
接続される。演算増幅器６８の非反転入力には電圧Ｖ。
が供給される。演算増幅器６８の出力は、抵抗６９を介
して反転入力に帰還接続されるとともに、出力端子７０
を介して直流電圧制御回路７に出力される。
して反転入力に帰還接続されるとともに、出力端子７０
を介して直流電圧制御回路７に出力される。
入力端子６０の信号レベルが電圧Ｖ、以下のときには、
ダイオード６３が導通、ダイオード６４が非導通となり
、演算増幅器６２は利得が「１」の正相増幅器となる。
ダイオード６３が導通、ダイオード６４が非導通となり
、演算増幅器６２は利得が「１」の正相増幅器となる。
演算増幅器６２の非反転入力は接地されているため、そ
の出力は零電位となる。このため、電圧−■、が抵抗６
５右よび６６を介して抵抗６７に印加される。
の出力は零電位となる。このため、電圧−■、が抵抗６
５右よび６６を介して抵抗６７に印加される。
入力端子６０の信号レベルが電圧Ｖ、を越えると、ダイ
オード６３が非導通、ダイオード６４が導通となり、演
算増幅器４５が反転増幅器として動作する。
オード６３が非導通、ダイオード６４が導通となり、演
算増幅器４５が反転増幅器として動作する。
演算増幅器６８は、オフセット電圧Ｖ。を加えて抵抗５
２からの信号を増幅する。この増幅された信号を出力端
子７０を介して直流電圧制御回路７に供給することによ
り、電力増幅器４のドレインバイアス電圧を第２図に破
線で示したように制御できる。高周波入力電圧がＶ、“
を越えたときの傾きについては、抵抗６６および６９の
値・を選択することにより設定できる。
２からの信号を増幅する。この増幅された信号を出力端
子７０を介して直流電圧制御回路７に供給することによ
り、電力増幅器４のドレインバイアス電圧を第２図に破
線で示したように制御できる。高周波入力電圧がＶ、“
を越えたときの傾きについては、抵抗６６および６９の
値・を選択することにより設定できる。
第４図は本発明第二実施例の線形送信装置のブロック構
成図である。
成図である。
この実施例装置は、変調出力を分岐して包路線を検波す
るのではなく、ベースバンド信号から複素包絡線を生成
し、この複素包絡線から電力増幅器４のバアイス電圧を
制御するための信号を得ることが第一実施例と異なる。
るのではなく、ベースバンド信号から複素包絡線を生成
し、この複素包絡線から電力増幅器４のバアイス電圧を
制御するための信号を得ることが第一実施例と異なる。
変調回路２ａは、複素包絡線生成回路２Ｌデイジタル・
アナログ変換器２２．２３、直交変調器２４および搬送
波発振器２５を備える。複素包絡線生成回路２１は、入
力信号から変調波の同相包絡線成分および直交包路線成
分を生成する。それぞれの成分はディジタル形式で出力
される。これらの成分は、それぞれディジタル・アナロ
グ変換器２２．２３を介して直交変調器２４に入力され
る。直交変調器２４にはさらに、搬送波発振器２５から
搬送波が入力され、同相包路線成分および直交包絡線成
分により変調波を発生する。
アナログ変換器２２．２３、直交変調器２４および搬送
波発振器２５を備える。複素包絡線生成回路２１は、入
力信号から変調波の同相包絡線成分および直交包路線成
分を生成する。それぞれの成分はディジタル形式で出力
される。これらの成分は、それぞれディジタル・アナロ
グ変換器２２．２３を介して直交変調器２４に入力され
る。直交変調器２４にはさらに、搬送波発振器２５から
搬送波が入力され、同相包路線成分および直交包絡線成
分により変調波を発生する。
複素包絡線生成回路２１の出力はまた、分岐されてドレ
イン制御信号生成回路１０に供給される。ドレイン制御
信号生成回路１０は、同相包路線成分右よび直交包絡線
成分から包絡線を求める。
イン制御信号生成回路１０に供給される。ドレイン制御
信号生成回路１０は、同相包路線成分右よび直交包絡線
成分から包絡線を求める。
変調回路２ａは包絡線および位相が変化する変調信号を
発生する回路であり、例えば、御代時博、小野光洋、青
野達也共著、「ボーレート可変ＱＰＳＫ変調器の開発」
、昭和６３年電子情報通信学会春期全国大会講演論文集
、分冊ロー１、論文番号５Ｒ−３−２に示されている。
発生する回路であり、例えば、御代時博、小野光洋、青
野達也共著、「ボーレート可変ＱＰＳＫ変調器の開発」
、昭和６３年電子情報通信学会春期全国大会講演論文集
、分冊ロー１、論文番号５Ｒ−３−２に示されている。
ここで、変調波の搬送波角周波数をω。、包絡線信号を
Ｒ（ｔ）、変調位相をφ（１）とすると、変調波ｅ （
ｔ）は−船釣に、 ｅ （ｔ）＝ Ｒ（ｔ） −Ｒｅ （ｅｘｐ［ｊφ（ｔ
）］・ｅｘｐ［ｊ ｗｃ ｔ ］：］＝Ｒｅ （Ｅ （
ｔ） −ｅｘｐ［ｊ ｒｎｅｔ ］・ ・ （１） と表される。ただし、Ｒｅ［：ｆ］は関数ｆの実数部を
表す。Ｅ （ｔ）は複素包絡線であり、Ｅ（ｔ）＝Ｉ（
ｔ）−ｊＱ（ｔ） ・ （２）と表さ
れる。Ｉ （ｔ）、Ｑ（ｔ）をそれぞれ同相包絡線成分
、直交包絡線成分という。
Ｒ（ｔ）、変調位相をφ（１）とすると、変調波ｅ （
ｔ）は−船釣に、 ｅ （ｔ）＝ Ｒ（ｔ） −Ｒｅ （ｅｘｐ［ｊφ（ｔ
）］・ｅｘｐ［ｊ ｗｃ ｔ ］：］＝Ｒｅ （Ｅ （
ｔ） −ｅｘｐ［ｊ ｒｎｅｔ ］・ ・ （１） と表される。ただし、Ｒｅ［：ｆ］は関数ｆの実数部を
表す。Ｅ （ｔ）は複素包絡線であり、Ｅ（ｔ）＝Ｉ（
ｔ）−ｊＱ（ｔ） ・ （２）と表さ
れる。Ｉ （ｔ）、Ｑ（ｔ）をそれぞれ同相包絡線成分
、直交包絡線成分という。
複素包絡線生成回路２１では、変調人力に応じた同相包
路線成分１ （ｔ）および直交包路線成分Ｑ （ｔ）の
値をディジタル処理により算出する。この計算値をそれ
ぞれディジタル・アナログ変換器２２．２３でアナログ
電圧に変換することにより、Ｉ （ｔ）、Ｑ（ｔ）の波
形が得られる。これらの波形を直交変調器２４に入力す
る。この直交変調器２４は、Ｉ （ｔ）、Ｑ （ｔ）に
それぞれ同相搬送波、直交搬送波を乗算し、これらを加
え合わせることによりｅ （ｔ）を求める。
路線成分１ （ｔ）および直交包路線成分Ｑ （ｔ）の
値をディジタル処理により算出する。この計算値をそれ
ぞれディジタル・アナログ変換器２２．２３でアナログ
電圧に変換することにより、Ｉ （ｔ）、Ｑ（ｔ）の波
形が得られる。これらの波形を直交変調器２４に入力す
る。この直交変調器２４は、Ｉ （ｔ）、Ｑ （ｔ）に
それぞれ同相搬送波、直交搬送波を乗算し、これらを加
え合わせることによりｅ （ｔ）を求める。
ドレイン制御信号生成回路１０は、複素包絡線生成回路
２１で算出されたＩ （ｔ）、Ｑ （ｔ）の値を用いて
、Ｒ（ｔ）＝ （Ｉ （ｔ）２＋ Ｑ（ｔ）’ ） ｌ
／２ ・・・・・（４）により包絡線Ｒ（ｔ）を求
める。さらにドレイン制御信号生成回路１０は、包絡線
Ｒ（ｔ）をアナログ信号に変換して出力する。
２１で算出されたＩ （ｔ）、Ｑ （ｔ）の値を用いて
、Ｒ（ｔ）＝ （Ｉ （ｔ）２＋ Ｑ（ｔ）’ ） ｌ
／２ ・・・・・（４）により包絡線Ｒ（ｔ）を求
める。さらにドレイン制御信号生成回路１０は、包絡線
Ｒ（ｔ）をアナログ信号に変換して出力する。
ドレイン制御信号生成回路１０としては、数値演算数値
演算プロセッサや、メモリテーブルを用いることができ
る。
演算プロセッサや、メモリテーブルを用いることができ
る。
信号変換回路６、直流電圧制御回路７および電力増幅器
４の構成および動作は第一実施例と同等である。
４の構成および動作は第一実施例と同等である。
第５図および第６図は信号変換回路の効果を示す図であ
り、第５図は第二実施例装置における信号変換回路を取
り除いたときの出力特性を示し、第６図は第二実施例装
置の出力特性を示す。変調信号としてはロールオフ０．
５のπ／４シフトＱＰＳＫを用いた。このデータから、
信号変換を行うことにより出力の歪が大きく低下してい
ることがわかる。
り、第５図は第二実施例装置における信号変換回路を取
り除いたときの出力特性を示し、第６図は第二実施例装
置の出力特性を示す。変調信号としてはロールオフ０．
５のπ／４シフトＱＰＳＫを用いた。このデータから、
信号変換を行うことにより出力の歪が大きく低下してい
ることがわかる。
以上の実施例では電力増幅器４の増幅素子として電界効
果トランジスタを用いた例を示したが、エミッタ接地さ
れたバイポーラトランジスタを用いた場合でも本発明を
同様に実施できる。
果トランジスタを用いた例を示したが、エミッタ接地さ
れたバイポーラトランジスタを用いた場合でも本発明を
同様に実施できる。
また、変調を中間周波数で行い、変調された信号を周波
数変換して電力増幅器に供給する場合にも本発明を同様
に実施できる。
数変換して電力増幅器に供給する場合にも本発明を同様
に実施できる。
以上説明したように、本発明の線形送信装置は、電力増
幅器の入力信号の包絡線信号レベルが小さいときに、バ
イアス電圧を一定値以上に保つ。これにより、入力信号
レベルが小さいときの電力増幅の線形性が改善される効
果がある。
幅器の入力信号の包絡線信号レベルが小さいときに、バ
イアス電圧を一定値以上に保つ。これにより、入力信号
レベルが小さいときの電力増幅の線形性が改善される効
果がある。
第１図は本発明第一実施例線形送信装置のブロル構成図
。 第２図は高周波入力端子に対するドレイン電圧特性を示
す図。 第３図は信号変換回路の一例を示す回路図。 第４図は本発明第二実施例線形増幅装置のブロック構成
図。 第５図は第二実施例装置における信号変換回路を取り除
いたときの出力特性を示す図。 第６図は第二実施例装置の出力特性を示す図。 第７図は従来例線形送信装置のブロック構成図。 １・・・変調入力端子、２．２ａ・・・変調回路、３・
・・結合器、４・・・電力増幅器、５・・・包路線検波
器、６・・・信号変換回路、６′・・・直流増幅器、７
・・・直流電圧制御回路、８・・・電源端子、９・・・
送信出力端子、１０・・・ドレイン制御信号生成回路、
２１・・・複素包絡線生成回路、２２．２３・・・ディ
ジタル・アナログ変換器、２４・・・直交変調器、２５
−・・搬送波発振器、４１・・・人力整合回路、４２・
・・電界効果トランジスタ、４３・・・コイノベ４４・
・・出力整合回路。 −１ ０、Ｂ １６ ２．４ ３．２本周米入７
７電圧−（ｖ） 第２図 ０ 兜−実施例 兜 １ 図 店号変譚回路 第３図 １０ｄＢ ／ ｄｉｖ ；ｉ：１７’Ｊ 昇ＩＩ＋）１ 第 ↑ｏ ５ Ｋ）−１ｚ／ ｄｉ ｖ（イ言号シ変才
寥ミムｉ し） ５ 図 ｔ。 ５ＫＨ２／ｄ＋ｖ 従来例
。 第２図は高周波入力端子に対するドレイン電圧特性を示
す図。 第３図は信号変換回路の一例を示す回路図。 第４図は本発明第二実施例線形増幅装置のブロック構成
図。 第５図は第二実施例装置における信号変換回路を取り除
いたときの出力特性を示す図。 第６図は第二実施例装置の出力特性を示す図。 第７図は従来例線形送信装置のブロック構成図。 １・・・変調入力端子、２．２ａ・・・変調回路、３・
・・結合器、４・・・電力増幅器、５・・・包路線検波
器、６・・・信号変換回路、６′・・・直流増幅器、７
・・・直流電圧制御回路、８・・・電源端子、９・・・
送信出力端子、１０・・・ドレイン制御信号生成回路、
２１・・・複素包絡線生成回路、２２．２３・・・ディ
ジタル・アナログ変換器、２４・・・直交変調器、２５
−・・搬送波発振器、４１・・・人力整合回路、４２・
・・電界効果トランジスタ、４３・・・コイノベ４４・
・・出力整合回路。 −１ ０、Ｂ １６ ２．４ ３．２本周米入７
７電圧−（ｖ） 第２図 ０ 兜−実施例 兜 １ 図 店号変譚回路 第３図 １０ｄＢ ／ ｄｉｖ ；ｉ：１７’Ｊ 昇ＩＩ＋）１ 第 ↑ｏ ５ Ｋ）−１ｚ／ ｄｉ ｖ（イ言号シ変才
寥ミムｉ し） ５ 図 ｔ。 ５ＫＨ２／ｄ＋ｖ 従来例
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、変調波を入力信号とする電力増幅器と、この電力増
幅器に直流バイアス電圧を供給するバイアス手段と、 このバイアス手段の出力電圧を前記変調波の包絡線の信
号レベルに実質的に比例する値に制御する電圧制御手段
と を備えた線形送信装置において、 前記電圧制御手段は、前記包絡線の信号レベルがあらか
じめ定められた値より小さいときには前記バイアス手段
の出力電圧を一定値以上に保持する手段を含む ことを特徴とする線形送信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018735A JPH0656960B2 (ja) | 1990-01-29 | 1990-01-29 | 線形送信装置 |
| US07/651,375 US5251330A (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
| PCT/JP1990/000838 WO1991000653A1 (fr) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Emetteur lineaire |
| CA002035455A CA2035455C (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
| DE69024182T DE69024182T2 (de) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linearer sender |
| EP90909852A EP0431201B1 (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018735A JPH0656960B2 (ja) | 1990-01-29 | 1990-01-29 | 線形送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03222524A true JPH03222524A (ja) | 1991-10-01 |
| JPH0656960B2 JPH0656960B2 (ja) | 1994-07-27 |
Family
ID=11979929
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2018735A Expired - Fee Related JPH0656960B2 (ja) | 1989-06-30 | 1990-01-29 | 線形送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0656960B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5251330A (en) * | 1989-06-30 | 1993-10-05 | Nippon Telegraph & Telephone Corporation | Linear transmitter |
| US5422598A (en) * | 1992-12-28 | 1995-06-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High-frequency power amplifier device with drain-control linearizer circuitry |
| US5532646A (en) * | 1993-11-30 | 1996-07-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency power amplifier |
| JP2007228570A (ja) * | 2006-01-27 | 2007-09-06 | Marvell World Trade Ltd | 可変パワー適応送信機 |
| JP2011172060A (ja) * | 2010-02-19 | 2011-09-01 | Mitsubishi Electric Corp | 増幅装置 |
-
1990
- 1990-01-29 JP JP2018735A patent/JPH0656960B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5251330A (en) * | 1989-06-30 | 1993-10-05 | Nippon Telegraph & Telephone Corporation | Linear transmitter |
| US5422598A (en) * | 1992-12-28 | 1995-06-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High-frequency power amplifier device with drain-control linearizer circuitry |
| US5532646A (en) * | 1993-11-30 | 1996-07-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency power amplifier |
| JP2007228570A (ja) * | 2006-01-27 | 2007-09-06 | Marvell World Trade Ltd | 可変パワー適応送信機 |
| JP2011172060A (ja) * | 2010-02-19 | 2011-09-01 | Mitsubishi Electric Corp | 増幅装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0656960B2 (ja) | 1994-07-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |