JP3231992B2 - 送信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅器を備え
た例えば移動体通信の送信装置に関するものである。
た例えば移動体通信の送信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信では、１６値ＱＡＭ（Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ）やπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などの変調
方式が用いられているが、このような振幅成分に変調を
必要とする通信装置においては、線形性の良い（歪の小
さい）電力増幅器が必要となる。この場合例えば電力増
幅器の出力が０．１Ｗ〜２０Ｗの間で変わるとすると、
最大出力をカバーできるトランジスタ例えばＦＥＴ（電
界効果型トランジスタ）を用いて、最大出力に見合うド
レイン電流が得られるように直流電圧をトランジスタの
ドレイン、ソース間に供給しなければならない。従って
通常のＡ級増幅器を用いた場合には、電力効率が低く、
消費電力が大きくなるので例えば携帯電話では電池の使
用時間が短くなってしまう問題がある。
ｄｒａｔｕｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ）やπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などの変調
方式が用いられているが、このような振幅成分に変調を
必要とする通信装置においては、線形性の良い（歪の小
さい）電力増幅器が必要となる。この場合例えば電力増
幅器の出力が０．１Ｗ〜２０Ｗの間で変わるとすると、
最大出力をカバーできるトランジスタ例えばＦＥＴ（電
界効果型トランジスタ）を用いて、最大出力に見合うド
レイン電流が得られるように直流電圧をトランジスタの
ドレイン、ソース間に供給しなければならない。従って
通常のＡ級増幅器を用いた場合には、電力効率が低く、
消費電力が大きくなるので例えば携帯電話では電池の使
用時間が短くなってしまう問題がある。
【０００３】そこで上述の通信装置に使用される電力増
幅器としては、図５に示す構成のものが知られている。
図５において１１は波形生成回路、１２は直交変調器、
１３は振幅変調回路、１４は飽和型増幅器、１５は制御
回路、１６は直流増幅器、１７は検波器である。この電
力増幅器においては制御回路１５は、波形生成回路１１
から送られた入力信号の包絡線のレベルに応じた制御信
号を直流増幅器１６に与え、直流増幅器１６は、この制
御信号に基づいて飽和型増幅器を構成するトランジスタ
のドレイン電圧を変化させている。
幅器としては、図５に示す構成のものが知られている。
図５において１１は波形生成回路、１２は直交変調器、
１３は振幅変調回路、１４は飽和型増幅器、１５は制御
回路、１６は直流増幅器、１７は検波器である。この電
力増幅器においては制御回路１５は、波形生成回路１１
から送られた入力信号の包絡線のレベルに応じた制御信
号を直流増幅器１６に与え、直流増幅器１６は、この制
御信号に基づいて飽和型増幅器を構成するトランジスタ
のドレイン電圧を変化させている。
【０００４】即ち飽和型増幅器のドレイン、ソース間電
圧は、入力信号の包絡線のレベルが高いときには大き
く、前記レベルが低いときには小さくなるように制御さ
れ、電力増幅器をあたかも包絡線とは無関係に飽和点で
動作させるようにしている。このような電力増幅器によ
れば、入力信号の振幅レベル（包絡線のレベル）に追従
してトランジスタのドレイン、ソース間電圧を変えてい
るので、高い電力効率が得られ、余分な電力消費が少な
いという利点がある。
圧は、入力信号の包絡線のレベルが高いときには大き
く、前記レベルが低いときには小さくなるように制御さ
れ、電力増幅器をあたかも包絡線とは無関係に飽和点で
動作させるようにしている。このような電力増幅器によ
れば、入力信号の振幅レベル（包絡線のレベル）に追従
してトランジスタのドレイン、ソース間電圧を変えてい
るので、高い電力効率が得られ、余分な電力消費が少な
いという利点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述の電
力増幅器に用いられる直流増幅器には、トランジスタの
ドレインに流れる数Ａ程度の大電流を制御することので
きる高効率な大型のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる
ため、通信機が大型化してしまう上高価なものになって
しまう。更に入力信号の包絡線レベルに追従してドレイ
ン、ソース間電圧を制御しているので複雑な回路を必要
とする。
力増幅器に用いられる直流増幅器には、トランジスタの
ドレインに流れる数Ａ程度の大電流を制御することので
きる高効率な大型のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる
ため、通信機が大型化してしまう上高価なものになって
しまう。更に入力信号の包絡線レベルに追従してドレイ
ン、ソース間電圧を制御しているので複雑な回路を必要
とする。
【０００６】本発明はこのような事情の下になされたも
のであり、その目的は、線形性が良くかつ高い電力効率
を確保することができ、しかも小型で安価な電力増幅器
を備えた送信装置を提供することを目的とする。
のであり、その目的は、線形性が良くかつ高い電力効率
を確保することができ、しかも小型で安価な電力増幅器
を備えた送信装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決する手段】本発明の送信装置は、送信信号
の振幅情報を出力する手段と、前記送信信号を変調する
変調部と、この変調部の出力側に接続された電力増幅器
と、を備え、前記電力増幅器は、トランジスタの制御電
極とカソ−ド電極との間に入力信号を供給してカソ−ド
電極及びアノ−ド電極間から出力信号を取り出す電力増
幅器であって、複数のトランジスタの制御電極を共通に
信号入力端に接続すると共に、各トランジスタのアノ−
ド電極及びカソ−ド電極間を並列に接続してなるトラン
ジスタ並列回路と、前記トランジスタの制御電極及びカ
ソ−ド電極間に、当該トランジスタをオン状態またはオ
フ状態にするための制御電圧を印加すると共に、送信信
号の振幅情報を前記手段から取込み、前記トランジスタ
並列回路のトランジスタのうち、前記振幅情報に応じた
数のトランジスタに対してオン状態にするための制御信
号を印加しその他のトランジスタに対してはオフ状態に
するための制御信号を印加してこれによりＡ級動作を行
なってリニアな出力レベルを得る制御部と、を備えてな
ることを特徴とする送信装置。
の振幅情報を出力する手段と、前記送信信号を変調する
変調部と、この変調部の出力側に接続された電力増幅器
と、を備え、前記電力増幅器は、トランジスタの制御電
極とカソ−ド電極との間に入力信号を供給してカソ−ド
電極及びアノ−ド電極間から出力信号を取り出す電力増
幅器であって、複数のトランジスタの制御電極を共通に
信号入力端に接続すると共に、各トランジスタのアノ−
ド電極及びカソ−ド電極間を並列に接続してなるトラン
ジスタ並列回路と、前記トランジスタの制御電極及びカ
ソ−ド電極間に、当該トランジスタをオン状態またはオ
フ状態にするための制御電圧を印加すると共に、送信信
号の振幅情報を前記手段から取込み、前記トランジスタ
並列回路のトランジスタのうち、前記振幅情報に応じた
数のトランジスタに対してオン状態にするための制御信
号を印加しその他のトランジスタに対してはオフ状態に
するための制御信号を印加してこれによりＡ級動作を行
なってリニアな出力レベルを得る制御部と、を備えてな
ることを特徴とする送信装置。
【０００８】本発明では、前記電力増幅器の出力信号を
検出する検波器と、前記変調器と前記トランジスタ並列
回路の入力側との間に設けられ、前記検波器からの出力
信号の振幅の検出値に基づいて、前記電力増幅器の利得
を一定にするようにトランジスタ並列回路に入力される
入力信号の振幅を調整するための手段と、を備えた構成
としてもよい。
検出する検波器と、前記変調器と前記トランジスタ並列
回路の入力側との間に設けられ、前記検波器からの出力
信号の振幅の検出値に基づいて、前記電力増幅器の利得
を一定にするようにトランジスタ並列回路に入力される
入力信号の振幅を調整するための手段と、を備えた構成
としてもよい。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明をＭ１６値ＱＡＭ（１６値
直交振幅変調方式）の送信装置に適用した実施の形態に
ついて説明する。図１において２はディジタル信号処理
部であり、送信すべきディジタルデータに基づいて振幅
位相データを作成する。Ｍ１６値ＱＡＭの場合、ディジ
タルデータと変調信号との関係が、例えば「００００」
では３・２1/2 ｓｉｎ（ωｔ＋４５°）、「０１１１」
では２1/2 ｓｉｎ（ωｔ＋１３５°）といった具合に割
り当てられていて、しかもＭ１６値ＱＡＭの場合は、そ
れがマルチサブキャリア数だけ存在しているため、ディ
ジタル信号処理部２では、入力されたディジタルデータ
に基づいて、メモリ内から対応する変調信号の振幅情報
及び位相情報を直交変調器２１に出力する。
直交振幅変調方式）の送信装置に適用した実施の形態に
ついて説明する。図１において２はディジタル信号処理
部であり、送信すべきディジタルデータに基づいて振幅
位相データを作成する。Ｍ１６値ＱＡＭの場合、ディジ
タルデータと変調信号との関係が、例えば「００００」
では３・２1/2 ｓｉｎ（ωｔ＋４５°）、「０１１１」
では２1/2 ｓｉｎ（ωｔ＋１３５°）といった具合に割
り当てられていて、しかもＭ１６値ＱＡＭの場合は、そ
れがマルチサブキャリア数だけ存在しているため、ディ
ジタル信号処理部２では、入力されたディジタルデータ
に基づいて、メモリ内から対応する変調信号の振幅情報
及び位相情報を直交変調器２１に出力する。
【００１０】直交変調器２１は、前記振幅情報及び位相
情報に基づいて変調信号を作成して電圧制御可変減衰器
２２に出力する。電圧制御可変減衰器２２は、後段の電
力増幅器３の出力信号の振幅の検出値に基づいて増幅器
３に入力される入力信号の振幅を調整し、全ての状態で
増幅器３の利得を一定にするためのものである。即ち電
力増幅器３の出力信号は、検波器４１により検波され、
帰還量調整器４２を経てディジタル信号処理部２に戻さ
れ、位相については当該ディジタル信号処理部２内にて
出力信号が予定の位相となるように調整されると共に、
振幅については、減衰器制御回路４３にて、ディジタル
信号処理部２からのディジタルの調整信号をアナログ信
号に変換して、電圧制御可変減衰器２２に与え、これに
より出力信号が予定の振幅になるように調整される。
情報に基づいて変調信号を作成して電圧制御可変減衰器
２２に出力する。電圧制御可変減衰器２２は、後段の電
力増幅器３の出力信号の振幅の検出値に基づいて増幅器
３に入力される入力信号の振幅を調整し、全ての状態で
増幅器３の利得を一定にするためのものである。即ち電
力増幅器３の出力信号は、検波器４１により検波され、
帰還量調整器４２を経てディジタル信号処理部２に戻さ
れ、位相については当該ディジタル信号処理部２内にて
出力信号が予定の位相となるように調整されると共に、
振幅については、減衰器制御回路４３にて、ディジタル
信号処理部２からのディジタルの調整信号をアナログ信
号に変換して、電圧制御可変減衰器２２に与え、これに
より出力信号が予定の振幅になるように調整される。
【００１１】電圧制御可変減衰器２２の後段の電力増幅
器３は、本実施の形態の特徴とする部分であり、４個の
増幅部である増幅素子例えば電界効果トランジスタＴ１
〜Ｔ４が並列に接続されて構成されると共に、各トラン
ジスタＴ１〜Ｔ４の制御電極であるゲート電極には制御
電圧を印加するための制御信号線Ｌ１〜Ｌ４が接続され
ている。これら制御信号線Ｌ１〜Ｌ４の一端は、トラン
ジスタＴ１〜Ｔ４を制御する制御部である制御回路５に
接続されている。
器３は、本実施の形態の特徴とする部分であり、４個の
増幅部である増幅素子例えば電界効果トランジスタＴ１
〜Ｔ４が並列に接続されて構成されると共に、各トラン
ジスタＴ１〜Ｔ４の制御電極であるゲート電極には制御
電圧を印加するための制御信号線Ｌ１〜Ｌ４が接続され
ている。これら制御信号線Ｌ１〜Ｌ４の一端は、トラン
ジスタＴ１〜Ｔ４を制御する制御部である制御回路５に
接続されている。
【００１２】前記電力増幅器３について図２を参照しな
がら述べると、電圧制御可変減衰器２２の出力端は４個
に分岐され、夫々コンデンサＣ１を介してトランジスタ
Ｔ１〜Ｔ４のゲート電極に接続されており、電圧制御可
変減衰器２２からトランジスタＴ１〜Ｔ４のゲート電極
Ｇ、カソ−ド電極であるソース電極Ｓ間に入力信号が供
給されるようになっている。なお記号の繁雑化を避ける
ため、各トランジスタＴ１〜Ｔ４に接続されたコンデン
サ及び抵抗の符号は共通なものを使用している。
がら述べると、電圧制御可変減衰器２２の出力端は４個
に分岐され、夫々コンデンサＣ１を介してトランジスタ
Ｔ１〜Ｔ４のゲート電極に接続されており、電圧制御可
変減衰器２２からトランジスタＴ１〜Ｔ４のゲート電極
Ｇ、カソ−ド電極であるソース電極Ｓ間に入力信号が供
給されるようになっている。なお記号の繁雑化を避ける
ため、各トランジスタＴ１〜Ｔ４に接続されたコンデン
サ及び抵抗の符号は共通なものを使用している。
【００１３】トランジスタＴ１〜Ｔ４のアノ−ド電極で
ある各ドレイン電極Ｄは共通に接続され、その接続端３
０はλ／４マイクロストリップラインＭ１を介して＋８
Ｖの直流電源３１に接続されている。トランジスタＴ１
〜Ｔ４のソース電極Ｓは接地されており、トランジスタ
Ｔ１〜Ｔ４のドレイン、ソース電極Ｄ、Ｓ間には前記直
流電源３１からの直流電圧が印加されることになる。ま
た前記接続端３０はコンデンサＣ２を介して図示しない
アンテナに接続される。
ある各ドレイン電極Ｄは共通に接続され、その接続端３
０はλ／４マイクロストリップラインＭ１を介して＋８
Ｖの直流電源３１に接続されている。トランジスタＴ１
〜Ｔ４のソース電極Ｓは接地されており、トランジスタ
Ｔ１〜Ｔ４のドレイン、ソース電極Ｄ、Ｓ間には前記直
流電源３１からの直流電圧が印加されることになる。ま
た前記接続端３０はコンデンサＣ２を介して図示しない
アンテナに接続される。
【００１４】またトランジスタＴ１〜Ｔ４のゲート電極
Ｇには、一端が接地された抵抗Ｒ１の他端が夫々接続さ
れている。更にトランジスタＴ１〜Ｔ４のゲート電極Ｇ
は、抵抗Ｒ２、及びλ／４マイクロストリップラインＭ
２を介して既述の制御信号線Ｌ１〜Ｌ４により制御回路
５に接続されている。制御回路５は、ディジタル信号処
理部２から入力信号の振幅情報を取り込み、その振幅情
報に基づいて制御信号線Ｌ１〜Ｌ４に出力する電圧を制
御する機能を有する。即ち制御回路５は、例えばＭ１６
値ＱＡＭの変調方式の場合、変調信号のとり得る振幅値
は３通りとマルチサブキャリア数の組み合わせで表わせ
るから、各振幅値とトランジスタＴ１〜Ｔ４のいずれを
動作状態にするのかという情報とを対応付けたテーブル
を有しており、取り込んだ振幅値に基づいて、オン状態
（動作状態）とするトランジスタＴ（Ｔ１〜Ｔ４）に係
る信号線Ｌ（Ｌ１〜Ｌ４）に対しては例えば−４．５Ｖ
の動作電圧を、またオフ状態（不動作状態）とするトラ
ンジスタＴ（Ｔ１〜Ｔ４）に係る制御信号線Ｌ（Ｌ１〜
Ｌ４）に対しては例えば−６．５Ｖの電圧を供給するよ
うに構成されている。
Ｇには、一端が接地された抵抗Ｒ１の他端が夫々接続さ
れている。更にトランジスタＴ１〜Ｔ４のゲート電極Ｇ
は、抵抗Ｒ２、及びλ／４マイクロストリップラインＭ
２を介して既述の制御信号線Ｌ１〜Ｌ４により制御回路
５に接続されている。制御回路５は、ディジタル信号処
理部２から入力信号の振幅情報を取り込み、その振幅情
報に基づいて制御信号線Ｌ１〜Ｌ４に出力する電圧を制
御する機能を有する。即ち制御回路５は、例えばＭ１６
値ＱＡＭの変調方式の場合、変調信号のとり得る振幅値
は３通りとマルチサブキャリア数の組み合わせで表わせ
るから、各振幅値とトランジスタＴ１〜Ｔ４のいずれを
動作状態にするのかという情報とを対応付けたテーブル
を有しており、取り込んだ振幅値に基づいて、オン状態
（動作状態）とするトランジスタＴ（Ｔ１〜Ｔ４）に係
る信号線Ｌ（Ｌ１〜Ｌ４）に対しては例えば−４．５Ｖ
の動作電圧を、またオフ状態（不動作状態）とするトラ
ンジスタＴ（Ｔ１〜Ｔ４）に係る制御信号線Ｌ（Ｌ１〜
Ｌ４）に対しては例えば−６．５Ｖの電圧を供給するよ
うに構成されている。
【００１５】前記トランジスタは、動作電圧−４．５Ｖ
がＬ１〜Ｌ４に与えられるとＡ級動作となり、また不動
作電圧−６．５Ｖが与えられるとＣ級動作となる。即ち
入力信号のレベルに応じて線形増幅器（トランジスタ）
のゲート電圧を各々独立して制御することにより各トラ
ンジスタをＡ級動作からＣ級動作に切り替えることにな
る。
がＬ１〜Ｌ４に与えられるとＡ級動作となり、また不動
作電圧−６．５Ｖが与えられるとＣ級動作となる。即ち
入力信号のレベルに応じて線形増幅器（トランジスタ）
のゲート電圧を各々独立して制御することにより各トラ
ンジスタをＡ級動作からＣ級動作に切り替えることにな
る。
【００１６】一例を挙げれば、入力信号の振幅値が２
６．５ｄＢｍ以下であればトランジスタＴ１のみオンに
し、２６．５ｄＢｍを越えて２９．５ｄＢｍまではトラ
ンジスタＴ１及びＴ２をオンにし、２９．５ｄＢｍを越
えて３１．３ｄＢｍまではトランジスタＴ１、Ｔ２及び
Ｔ３をオンにし、３１．３ｄＢｍを越えると全てのトラ
ンジスタＴ１〜Ｔ４がオンになるように、制御回路５に
てトランジスタの個数制御の設定が行われる。
６．５ｄＢｍ以下であればトランジスタＴ１のみオンに
し、２６．５ｄＢｍを越えて２９．５ｄＢｍまではトラ
ンジスタＴ１及びＴ２をオンにし、２９．５ｄＢｍを越
えて３１．３ｄＢｍまではトランジスタＴ１、Ｔ２及び
Ｔ３をオンにし、３１．３ｄＢｍを越えると全てのトラ
ンジスタＴ１〜Ｔ４がオンになるように、制御回路５に
てトランジスタの個数制御の設定が行われる。
【００１７】次に上述の送信装置の動作について説明す
る。先ず送信すべきディジタルデータがディジタル信号
処理部２に入力されると、対応する振幅情報及び位相情
報が直交変調器２１に与えられ、ここから変調信号が電
圧制御可変減衰器２２を介して電力増幅器３に入力され
る。ここで図３は、電圧制御可変減衰器２２の入力側の
入力信号（入力電力）の振幅レベル、各トランジスタＴ
１〜Ｔ４の状態（オン、オフ状態の区別）、直流電源３
１からトランジスタＴ１〜Ｔ４に流れ込む消費電流、出
力信号（出力電力）の振幅レベル、及び電力効率の関係
を示す図である。入力信号の振幅レベルがいくつのとき
にどのトランジスタが動作状態になるかという設定は、
既述の具体例の通りである。入力信号として実線で示し
てあるカーブａは、Ｍ１６ＱＡＭの変調信号の包絡線で
ある。
る。先ず送信すべきディジタルデータがディジタル信号
処理部２に入力されると、対応する振幅情報及び位相情
報が直交変調器２１に与えられ、ここから変調信号が電
圧制御可変減衰器２２を介して電力増幅器３に入力され
る。ここで図３は、電圧制御可変減衰器２２の入力側の
入力信号（入力電力）の振幅レベル、各トランジスタＴ
１〜Ｔ４の状態（オン、オフ状態の区別）、直流電源３
１からトランジスタＴ１〜Ｔ４に流れ込む消費電流、出
力信号（出力電力）の振幅レベル、及び電力効率の関係
を示す図である。入力信号の振幅レベルがいくつのとき
にどのトランジスタが動作状態になるかという設定は、
既述の具体例の通りである。入力信号として実線で示し
てあるカーブａは、Ｍ１６ＱＡＭの変調信号の包絡線で
ある。
【００１８】この例に係る送信装置の変調方式は、Ｍ１
６ＱＡＭであるので、入力電力の振幅レベルの偏移は、
２５ｄＢｍ〜３２．５ｄＢｍ（０．３１６Ｗ〜１．７７
８Ｗ）であり、入力電圧の偏移は３．９７５Ｖ〜９．４
２９Ｖ（入力インピーダンス５０Ω）である。図３から
分かるように入力電圧の振幅レベルが小さいときは例え
ば２５ｄＢｍのときは、ディジタル信号処理部２から制
御回路５にこの振幅情報が与えられるので、制御回路３
から信号線Ｌ１に動作電圧である−４．５Ｖが、また他
の信号線Ｌ２〜Ｌ４に不動作電圧である−６．５Ｖが出
力され、トランジスタＴ１のみが動作状態になる。
６ＱＡＭであるので、入力電力の振幅レベルの偏移は、
２５ｄＢｍ〜３２．５ｄＢｍ（０．３１６Ｗ〜１．７７
８Ｗ）であり、入力電圧の偏移は３．９７５Ｖ〜９．４
２９Ｖ（入力インピーダンス５０Ω）である。図３から
分かるように入力電圧の振幅レベルが小さいときは例え
ば２５ｄＢｍのときは、ディジタル信号処理部２から制
御回路５にこの振幅情報が与えられるので、制御回路３
から信号線Ｌ１に動作電圧である−４．５Ｖが、また他
の信号線Ｌ２〜Ｌ４に不動作電圧である−６．５Ｖが出
力され、トランジスタＴ１のみが動作状態になる。
【００１９】そして入力信号の振幅レベルが大きくなる
につれて、制御回路３により順次トランジスタＴ２、Ｔ
３、Ｔ４のゲート電極に動作電圧が供給されてこれらト
ランジスタＴ２、Ｔ３、Ｔ４が動作状態になる。このと
き直流電源３１からトランジスタに流れ込む消費電流、
つまり各トランジスタＴ１〜Ｔ４のドレイン、ソース間
の電流の合計値は、実線ｂ１で示すようにトランジスタ
Ｔ１のみが動作状態のときにはほぼ１Ａであるが、トラ
ンジスタＴ２、Ｔ３、Ｔ４が順次動作状態になるにつれ
て段階的に増加し、全部のトランジスタＴ１〜Ｔ４が動
作状態になるとおよそ４Ａ程度になる。即ち入力電力の
振幅レベルが大きくなると、その振幅に見合う数のトラ
ンジスタが動作状態になり、それらトランジスタの並列
回路により、全体としてＡ級動作を行うことになる。
につれて、制御回路３により順次トランジスタＴ２、Ｔ
３、Ｔ４のゲート電極に動作電圧が供給されてこれらト
ランジスタＴ２、Ｔ３、Ｔ４が動作状態になる。このと
き直流電源３１からトランジスタに流れ込む消費電流、
つまり各トランジスタＴ１〜Ｔ４のドレイン、ソース間
の電流の合計値は、実線ｂ１で示すようにトランジスタ
Ｔ１のみが動作状態のときにはほぼ１Ａであるが、トラ
ンジスタＴ２、Ｔ３、Ｔ４が順次動作状態になるにつれ
て段階的に増加し、全部のトランジスタＴ１〜Ｔ４が動
作状態になるとおよそ４Ａ程度になる。即ち入力電力の
振幅レベルが大きくなると、その振幅に見合う数のトラ
ンジスタが動作状態になり、それらトランジスタの並列
回路により、全体としてＡ級動作を行うことになる。
【００２０】従って出力電力の振幅レベルは、実線ｃに
示すようにリニアなものになり、その偏移は３５ｄＢｍ
〜４２．５ｄＢｍ（３．１６２Ｗ〜１７．７８２Ｗ）と
なり、出力電圧の偏移は１２．５７３Ｖ〜２９．８１７
Ｖ（出力インピーダンス５０Ω）である。なお出力電力
の振幅レベルを示すグラフの途中に、比較例として、入
力電力の振幅の大きさにかかわらずトランジスタＴ１の
みを動作状態にした場合、トランジスタＴ１、Ｔ２を動
作状態にした場合、トランジスタＴ１〜Ｔ３を動作状態
にした場合の夫々の振幅レベルを示してある。
示すようにリニアなものになり、その偏移は３５ｄＢｍ
〜４２．５ｄＢｍ（３．１６２Ｗ〜１７．７８２Ｗ）と
なり、出力電圧の偏移は１２．５７３Ｖ〜２９．８１７
Ｖ（出力インピーダンス５０Ω）である。なお出力電力
の振幅レベルを示すグラフの途中に、比較例として、入
力電力の振幅の大きさにかかわらずトランジスタＴ１の
みを動作状態にした場合、トランジスタＴ１、Ｔ２を動
作状態にした場合、トランジスタＴ１〜Ｔ３を動作状態
にした場合の夫々の振幅レベルを示してある。
【００２１】このように上述の電力増幅器によれば良好
な線形性が得られ、また入力電力の振幅レベルに応じ
て、動作状態するトランジスタの個数を制御しているの
で、高い電力効率が得られる。図３の実線ｂ２は、入力
電力の振幅のレベルにかかわらず４個のトランジスタＴ
１〜Ｔ４を全て動作状態にした場合のトランジスタに流
れ込む消費電流であり、点線ｄ１、ｄ２は夫々トランジ
スタの個数を制御した場合（本発明実施の形態のもの）
としない場合との電力効率を示すものである。
な線形性が得られ、また入力電力の振幅レベルに応じ
て、動作状態するトランジスタの個数を制御しているの
で、高い電力効率が得られる。図３の実線ｂ２は、入力
電力の振幅のレベルにかかわらず４個のトランジスタＴ
１〜Ｔ４を全て動作状態にした場合のトランジスタに流
れ込む消費電流であり、点線ｄ１、ｄ２は夫々トランジ
スタの個数を制御した場合（本発明実施の形態のもの）
としない場合との電力効率を示すものである。
【００２２】電力効率は、入力電力、出力電力をＰｉ、
Ｐｏとし、トランジスタのドレイン電流及びゲート電流
をＩｄ、Ｉｇとし、トランジスタのドレイン、ソース間
電圧及びゲート、ソース間電圧をＶｄｓ、Ｖｇｓとする
と、（１）式で表せる。
Ｐｏとし、トランジスタのドレイン電流及びゲート電流
をＩｄ、Ｉｇとし、トランジスタのドレイン、ソース間
電圧及びゲート、ソース間電圧をＶｄｓ、Ｖｇｓとする
と、（１）式で表せる。
【００２３】 効率＝（Ｐｏ−Ｐｉ）／（Ｖｄｓ×Ｉｄ）＋（Ｖｇｓ×Ｉｇ） …（１） ただしＩｇはＩｄに比べて無視できるくらいに小さいの
で、結局（２）式で表される。
で、結局（２）式で表される。
【００２４】 効率＝（Ｐｏ−Ｐｉ）／Ｖｄｓ×Ｉｄ …（２） 実線ｂ１、ｂ２を比較して分かるようにまた点線ｄ１、
ｄ２を比較して分かるように本発明実施の形態によれば
消費電流が少なく、高い電力効率が得られることがわか
る。
ｄ２を比較して分かるように本発明実施の形態によれば
消費電流が少なく、高い電力効率が得られることがわか
る。
【００２５】そして従来のように振幅レベルに応じてト
ランジスタのドレイン電流をダイナミックに変化させる
のではなく、動作状態にするトランジスタの個数を制御
しているため、制御回路５には個数切り替えの機能を持
たせればよいので複雑な回路を必要としない。更にこの
実施の形態の優れた点は、トランジスタのゲート電圧を
制御しているので、ゲート電圧の制御信号線（Ｌ１〜Ｌ
４）に流れる電流は数ｍＡと非常に小さく（従来例では
ドレイン電流を制御するので数Ａ程度の大電流を制御す
る必要があった）、このため小信号のスイッチング回路
を組み込めばよいので、装置の小型化、低価格を図るこ
とができ、例えばディジタル携帯電話などの携帯用送信
装置として好適である。
ランジスタのドレイン電流をダイナミックに変化させる
のではなく、動作状態にするトランジスタの個数を制御
しているため、制御回路５には個数切り替えの機能を持
たせればよいので複雑な回路を必要としない。更にこの
実施の形態の優れた点は、トランジスタのゲート電圧を
制御しているので、ゲート電圧の制御信号線（Ｌ１〜Ｌ
４）に流れる電流は数ｍＡと非常に小さく（従来例では
ドレイン電流を制御するので数Ａ程度の大電流を制御す
る必要があった）、このため小信号のスイッチング回路
を組み込めばよいので、装置の小型化、低価格を図るこ
とができ、例えばディジタル携帯電話などの携帯用送信
装置として好適である。
【００２６】ここで上述の実施の形態では、１個のトラ
ンジスタにより１個の増幅部をなし、これら増幅部の４
個を並列に接続しているが、増幅部の数は４個に限定さ
れるものではない。また本発明は、複数のトランジスタ
により１個の増幅部を構成してもよく、例えば図４に示
すように２個のトランジスタＴ１、Ｔ２を並列に接続し
て、これを１個の増幅部とし、４個の増幅部Ａ１〜Ａ４
を並列に接続して電力増幅器を構成してもよい。この場
合２個のトランジスタＴ１１、Ｔ１２は、信号線Ｌ１
１、Ｌ１２からの制御電圧により同時に動作状態または
不動作状態とされる。
ンジスタにより１個の増幅部をなし、これら増幅部の４
個を並列に接続しているが、増幅部の数は４個に限定さ
れるものではない。また本発明は、複数のトランジスタ
により１個の増幅部を構成してもよく、例えば図４に示
すように２個のトランジスタＴ１、Ｔ２を並列に接続し
て、これを１個の増幅部とし、４個の増幅部Ａ１〜Ａ４
を並列に接続して電力増幅器を構成してもよい。この場
合２個のトランジスタＴ１１、Ｔ１２は、信号線Ｌ１
１、Ｌ１２からの制御電圧により同時に動作状態または
不動作状態とされる。
【００２７】更にまたトランジスタとしては、バイポ−
ラトランジスタを用いてもよい。なお本発明の電力増幅
器は、Ｍ１６ＱＡＭの他π／４シフトＱＰＳＫなどの振
幅成分に変調を必要とする送信装置に適用することがで
きるが、このような送信装置に限らず受信機入力電圧が
ある値以上になった時の送信電力制御や、また従来のＡ
Ｍ、ＳＳＢのアナログ変調方式などにも適用することが
できる。
ラトランジスタを用いてもよい。なお本発明の電力増幅
器は、Ｍ１６ＱＡＭの他π／４シフトＱＰＳＫなどの振
幅成分に変調を必要とする送信装置に適用することがで
きるが、このような送信装置に限らず受信機入力電圧が
ある値以上になった時の送信電力制御や、また従来のＡ
Ｍ、ＳＳＢのアナログ変調方式などにも適用することが
できる。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、高い効率の線形増幅器
であって、小型で安価な電力増幅器が得られ、例えば送
信装置の小型化、低価格化を図ることができる。
であって、小型で安価な電力増幅器が得られ、例えば送
信装置の小型化、低価格化を図ることができる。
【図１】本発明の一実施の形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の一実施の形態の要部を示す回路図であ
る。
る。
【図３】本発明の一実施の形態の動作を示す動作特性図
である。
である。
【図４】本発明の他の実施の形態の概略を示す回路図で
ある。
ある。
【図５】従来の電力増幅器を示すブロック図である。
２ ディジタル信号処理部 ２１ 直交変調器 ２２ 電圧制御可変減衰器 ３ 電力増幅器 Ｔ１〜Ｔ４、Ｔ１１、Ｔ１２ 増幅部であるトランジ
スタ Ｌ１〜Ｌ４ 制御電圧の信号線 ３１ 直流電源 ５ 制御回路
スタ Ｌ１〜Ｌ４ 制御電圧の信号線 ３１ 直流電源 ５ 制御回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−259765（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−179926（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−219215（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 3/68 H03G 3/00 - 3/34
Claims (2)
- 【請求項１】 送信信号の振幅情報を出力する手段と、
前記送信信号を変調する変調部と、この変調部の出力側
に接続された電力増幅器と、を備え、 前記電力増幅器は、トランジスタの制御電極とカソ−ド
電極との間に入力信号を供給してカソ−ド電極及びアノ
−ド電極間から出力信号を取り出す電力増幅器であっ
て、 複数のトランジスタの制御電極を共通に信号入力端に接
続すると共に、各トランジスタのアノ−ド電極及びカソ
−ド電極間を並列に接続してなるトランジスタ並列回路
と、 前記トランジスタの制御電極及びカソ−ド電極間に、当
該トランジスタをオン状態またはオフ状態にするための
制御電圧を印加すると共に、送信信号の振幅情報を前記
手段から取込み、前記トランジスタ並列回路のトランジ
スタのうち、前記振幅情報に応じた数のトランジスタに
対してオン状態にするための制御信号を印加しその他の
トランジスタに対してはオフ状態にするための制御信号
を印加してこれによりＡ級動作を行なってリニアな出力
レベルを得る制御部と、を備えてなることを特徴とする
送信装置。 - 【請求項２】 前記電力増幅器の出力信号を検出する検
波器と、 前記変調器と前記トランジスタ並列回路の入力側との間
に設けられ、前記検波器からの出力信号の振幅の検出値
に基づいて、前記電力増幅器の利得を一定にするように
トランジスタ並列回路に入力される入力信号の振幅を調
整するための手段と、を備えたことを特徴とする請求項
１記載の送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05667596A JP3231992B2 (ja) | 1996-02-20 | 1996-02-20 | 送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05667596A JP3231992B2 (ja) | 1996-02-20 | 1996-02-20 | 送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09232890A JPH09232890A (ja) | 1997-09-05 |
| JP3231992B2 true JP3231992B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=13034007
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05667596A Expired - Fee Related JP3231992B2 (ja) | 1996-02-20 | 1996-02-20 | 送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3231992B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000072546A1 (fr) | 1999-05-21 | 2000-11-30 | Fujitsu Limited | Appareil de transmission de signaux |
| DE10163466A1 (de) | 2001-12-21 | 2003-07-10 | Infineon Technologies Ag | Sendeanordnung für zeitkontinuierliche Datenübertragung |
| KR100656333B1 (ko) * | 2005-04-27 | 2006-12-13 | 한국과학기술원 | 자동 스위칭 기능을 갖는 전력증폭기 |
| US7408414B2 (en) * | 2006-03-21 | 2008-08-05 | Leadis Technology, Inc. | Distributed class G type amplifier switching method |
| JP4862724B2 (ja) * | 2007-03-28 | 2012-01-25 | 三菱電機株式会社 | 高周波増幅器 |
| JP2008301135A (ja) * | 2007-05-30 | 2008-12-11 | Nec Corp | 送信装置及びその電力効率最適化方法 |
| JP2009260444A (ja) | 2008-04-11 | 2009-11-05 | Toshiba Corp | 合成器、増幅器、送信機 |
-
1996
- 1996-02-20 JP JP05667596A patent/JP3231992B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09232890A (ja) | 1997-09-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |