JP2005504458A

JP2005504458A - 高レベル変調方法および装置

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Publication number: JP2005504458A
Application number: JP2003501048A
Authority: JP
Inventors: デント、ポール、ダブリュ; ペールク、デイヴィッド、アール; ハッジクリストス、アリストートル
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 2001-05-29
Filing date: 2002-05-29
Publication date: 2005-02-10
Anticipated expiration: 2022-05-29
Also published as: DE60223713D1; US6665525B2; WO2002097972A3; WO2002097972A2; AU2002310148A1; EP1451926A2; DE60223713T2; US20020183019A1; EP1451926B1; JP4276936B2

Abstract

電力増幅器に供給される検出電流および検出電圧に基づいて、電力増幅器を振幅変調するための方法およびシステムを提供する。検出電流および検出電圧を加算して、電流および電圧フィードバックの両方を提供することによって電力増幅器に供給される電力を変調する。あるいは、電流フィードバックおよび電圧フィードバックの両方を選択的に用いることによって、電力増幅器に供給される電力を変調する。

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は振幅変調に関し、更に詳細には無線送信機用の振幅変調に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
送信機の電力増幅器が、単側波帯音声信号、あるいは１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）や線形の８レベルの位相シフト・キーイング（８−ＰＳＫ）のようなデジタル変調された信号のように振幅および位相が変動する信号を忠実に増幅しなければならないときには、従来技術では線形増幅器が最も頻繁に使用されてきた。線形増幅器は典型的には飽和型の一定の包絡線を有する増幅器よりも効率が低く、また完全には線形でないため混変調歪を生ずる。従って、従来技術では、効率や線形性の改善を目標に、線形増幅技術に対して各種の改良が試みられた。
【０００３】
任意に変調された信号は、非線形、例えば、飽和型の電力増幅器を用いて、目的信号の変動振幅で以って電力増幅器を振幅変調しながら目的信号の変動位相で変調された駆動信号を増幅することによっても増幅することができる。従来は、振幅変調の中には増幅器への電源電圧を変調する高レベルの振幅変調が含まれ、その中にはパルス幅変調された電源を使用して電圧を変調するものが含まれていた。
【０００４】
しかし、そのような高レベルの振幅変調では、目的の振幅あるいは出力電力レベルの広いダイナミック・レンジをカバーして電力増幅器を変調することが難しく、また負荷インピーダンスが理想的な整合から外れた場合に何らかの歪が発生する。従来は、負荷インピーダンス不整合から電力増幅器を分離するためにアイソレータが用いられた。しかし、多くのアイソレータは大きくて高価な部品であるため、アイソレータを利用することが実際的でない場合もある。
【０００５】
図１Ａは、その電源電圧を制御することによって高レベルの振幅変調が行なわれる従来の電力増幅器を示している。目的の振幅を零から１００％までで表現することは、例えば、デジタル信号処理によって行なわれる。例えば、デジタル信号処理は目的の振幅変調波形をシグマ・デルタ表現で表すことができ、零と１００％との間の瞬間的な変調レベルをデジタル・ビット・ストリーム中の２進数“１”の割合で表す。一般に、そのような表現が有利な点は、アナログ波形への変換のために単に低域通過フィルタを通すだけでよいということである。このように、図１Ａはレベル・シフタ２０の入力に供給されるシグマ・デルタ振幅波形を示しており、それはデジタル信号をスケーリングする機能を持っていて、“１”が最大の電力増幅器電源電圧“Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}”によって表され、他方、２進数“０”が零電圧あるいは、もし零電圧でなければ逆極性の電源電圧で表される。スケーリングされたシグマ・デルタ波形は、次に、シグマ・デルタ量子化雑音を減衰させながらすべての重要な振幅変調成分を通過させるのに十分な帯域幅を有するフィルタ２１を用いて低域通過フィルタリングされる。シグマ・デルタ変換器は高次（例えば２次あるいは３次）タイプのものでよく、フィルタ２１の通過帯域幅に含まれる量子化雑音を抑制する。
【０００６】
フィルタを通過したフィルタ２１からの振幅変調（ＡＭ）表現の中には、零とＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}との間に瞬間的に存在しそれらの両端間で変動する電圧波形が含まれる。電力増幅器２４に対する実際の電源電圧は、フィルタを通したＡＭ波形と比較器２２によって比較される。もし電源電圧のほうがＡＭ電圧よりも低ければ、比較器２２は直列になった調整トランジスタ１３の制御電極電圧を変更して電源電圧を増加させ、あるいは逆の場合にはその逆の制御を行い、それによって電力増幅器（ＰＡ）２４への電圧が目的のＡＭ波形に追随するように制御する。直列になった調整トランジスタ１３は拡散型の金属酸化物半導体（ＤＭＯＳ）あるいはＶＭＯＳプロセスで作製されたｐ形電界効果トランジスタでよく、低いオン状態抵抗を与え、それによりＡＭ信号が最大電圧を要求するときの電圧損失を防止するのが普通である。Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}がアースに対して負となる逆極性の回路の場合には、ｎ形のＶＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用することができる。
【０００７】
ＰＡ２４をガリウム砒素（ＧａＡｓ）金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳＦＥＴ）デバイスで構成する場合には、負荷に供給される出力信号振幅は、小電圧および低信号出力レベルまで極めて忠実にＰＡ電源電圧に供給される目的のＡＭ波形に追随するのが普通である。しかし、ＰＡ２４としてＧａＡｓヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）を使用するときは、出力信号の振幅は変調された電源電圧の変化に対して低レベルまで追随しないことが多い。典型的には、ＨＢＴ増幅器の出力は低レベルでは電源電圧よりも急速に低下する傾向がある。しかし、ＭＥＳＦＥＴおよびＨＢＴの両ＰＡとも、出力信号振幅と電流消費との間でより線形な関係を示す傾向がある。このことは図１Ｂおよび１Ｃのグラフに示す測定データによって実証される。これらの図はＦＥＴおよびＨＢＴ電力増幅器について、出力ＲＦ振幅を、変調された電源電圧の関数として（図１Ｂ）、および変調された電源電流の関数として（図１Ｃ）示している。
【０００８】
図２は電力増幅器を示しているが、それの電源電圧ではなく、電源電流を制御することによって高レベルの振幅変調が行なわれている。レベル・シフタ２０およびフィルタ２１は図１Ａと同じＡＭ波形を生成する。比較器２２は瞬間的なＡＭ波形電圧を電流・電圧変換器２７からの電圧信号と比較する。後者は検出抵抗２６および演算増幅器２５を含むことができ、例えば０．１オームの電流検出抵抗２６の両端間の電圧降下を増幅器２５を用いて増幅することにより、直列になった調整器トランジスタ１３を通ってＰＡ２４に流れる電流を検出する。電流検出回路のスケーリングは抵抗２６および増幅器２５によって、電流レンジ（零から最大電流まで）が零からＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}までの出力電圧を発生するように決められる。このように、フィルタ２１からのＡＭ信号は０とＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}との間にあって、ＰＡ電流を零からＩ_ｍａｘまでの対応する範囲で制御する。Ｉ_ｍａｘは、ＰＡ２４への電源電圧がＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}に等しく、負荷インピーダンスが定格（整合）の場合にＰＡ２４に流れる電流である。このように、図１Ａの電圧制御あるいは図２の電流制御で、少なくとも２つの両極端（電圧変調に関しては零からＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}、電流変調に関しては零からＩ_ｍａｘ）において、ＰＡ２４は同じ出力電力および振幅（少なくとも負荷インピーダンスが正しく定格であるとき）を供給する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
もし負荷インピーダンスが正しくなくて、例えば、理想値の半分であれば（例えば、下側の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が２：１のように）、図１Ａの電圧制御回路は一般に負荷インピーダンスが正しく定格である場合と同じ電源電圧波形をＰＡ２４に供給し、ＰＡ２４は負荷に対して同じ出力電圧を供給するようにしてみる。しかし、負荷インピーダンスが半分のときは、負荷電流およびＰＡ電流は２倍となり、ＰＡ２４の電流供給能力を超えるかもしれない。その場合には、ＰＡ２４は飽和から外れて、電源電圧がＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}の１００％まで変調される前に電力出力は限度に達するかクリッピングされるため、変調歪が発生する。
【００１０】
同様に、もし負荷インピーダンスが理想値の２倍であれば（上側でＶＳＷＲが２）、図２の電流制御回路はＰＡ電流を定格負荷の場合と同じになるように制御するのが普通であるが、同じ出力電流が２倍のインピーダンスに流れると負荷電圧は２倍になる。これは負荷に電圧を供給するＰＡ２４の能力を超える可能性があるため、出力電力は電流変調がＩ_ｍａｘの１００％まで達する前に制限あるいはクリッピングされるので、変調歪の原因となる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の実施の形態は、電力増幅器に供給される検出電流および検出電圧に基づいて、電力増幅器を振幅変調するための方法およびシステムを提供する。特定の実施の形態では、検出電流および検出電圧が加算されて、電力増幅器に供給される電力を変調するための電流および電圧の両フィードバックが供給される。別の実施の形態では、電流フィードバックおよび電圧フィードバックを選択的に利用して、電力増幅器に供給される電力を変調する。
【実施例】
【００１２】
ここで、本発明について以下のように、本発明の実施例を示す添付図面を参照しながらより完全な説明を行なうことにする。ただし、本発明は多くの異なる形態で実施することが可能であり、ここで提示する実施の形態に限定されるものではなく、ここに提示する実施の形態は、本開示が完全なものとなるように、また当業者に本発明のスコープを完全に伝えるために提供されるものである。全体を通して同様な参照符号は同様な要素を参照する。更に、各々の実施の形態は相補的な伝導形の実施の形態を含むことができる。
【００１３】
図３に示すように、本発明の実施の形態は電力増幅器５０に供給される電流および電圧の両方を制御することができる。電源５２は電源調整器回路５４を通して電力増幅器５０に電力を供給する。電流検出回路５６は電力増幅器５０によって引き出される電流を検出し、電圧検出回路５８は増幅器５０に供給される電圧を検出する。検出電流および検出電圧は電源制御回路６０に供給され、後者は電源調整器回路５４に制御信号を供給することにより、検出電流、検出電圧、および振幅変調された波形を表す振幅入力信号に基づいて、電力増幅器５０に供給される電圧および／または電流を制御する。
【００１４】
振幅入力信号は、例えば、振幅変調された電圧または電流、振幅変調された波形のシグマ・デルタ表現、振幅変調された波形の瞬時的な振幅値のデジタル表現、あるいはその他、電源制御回路６０に振幅情報を伝える入力信号でよい。説明の便宜上、ここで説明する例示的実施の形態では、振幅入力は振幅変調された波形のシグマ・デルタ表現とする。しかし、本発明はそのような実施の形態に限定すべきではない。更に、電源制御回路６０は振幅入力のタイプに依存して変化しよう。例えば、入力がシグマ・デルタ表現である場合には、電源制御回路はシグマ・デルタ表現を振幅変調された電圧へ変換するための低域通過フィルタを含むことになろう。しかし、入力が振幅変調された電圧レベルである場合には、そのようなフィルタは不要となり、電圧はここで述べるようにそのまま利用されるかレベル・シフトされ、増幅あるいはその他の操作を受けて目的の範囲にわたる振幅変調された電圧とされる。更に、振幅入力が振幅変調された波形の瞬時的なデジタル表現である場合には、電源制御回路６０はその情報を直接利用するかあるいはデジタル・アナログ変換器を用いてデジタル表現をアナログ表現に変換する。
【００１５】
電流検出回路５６は電力増幅器５０に供給される電流を検出するのに適した任意の回路でよい。特定の実施の形態では、電流検出回路５６は、“電力増幅器の埋め込み式セル・バイアス検出および電力増幅器におけるバイアス検出方法”と題する同じように譲渡された米国特許出願第号（事件番号第８１９４−４８０号）に述べられた埋め込みセル技術、および“電流モード変調器用のシステムおよび方法”と題する米国特許出願第号（事件番号第４０１５−８６７号）に述べられた電流変調方式を用いることができる。これらの開示は参照によってここに全体を取り込む。あるいは、その他の電流検出技術、例えば直列抵抗などを利用してもよい。ここでは、本発明の特定の実施の形態を参照しながら、各種の電流検出技術について説明する。しかし、本発明はそれらの技術のみに限定されるべきではない。更に、電源制御回路６０に供給される検出電流信号はアナログ信号でもデジタル信号でも構わない。本発明は主として検出電流のアナログ電圧表現を例に取りながら説明するが、本発明はそのような実施の形態に限定されるべきではない。例えば、本発明のデジタル的な実施の形態では、電流検出回路５６は、検出電流に対応する電圧をデジタル値に変換して、電源制御回路６０にデジタル値を供給するためにアナログ・デジタル変換器を含むことになろう。
【００１６】
電圧検出回路５８は電力増幅器５０に供給される電圧を検出するのに適した任意の回路でよい。本発明の各種の実施の形態では、電圧検出回路５８は、電力増幅器５０に供給される電圧を電源制御回路６０に供給する導体でもよい。しかし、その他の実施の形態では、電圧検出回路５８に対して付加的な回路を含めることができる。例えば、電圧をレベル・シフトしたり、その他の操作を施したりする必要があれば、そのような回路を電圧検出回路５８に含めることができる。このように、本発明の実施の形態について、主として電力増幅器電圧を電源制御回路６１に供給するために導体を利用する電圧検出技術に関して詳細に説明するが、本発明はそのような技術に限定すべきではない。更に、電源制御回路６０に供給される検出電圧信号はアナログでもデジタル信号でも構わない。本発明は検出電圧のアナログ表現を例に取って詳細に説明するが、本発明はそのような実施の形態に限定すべきではない。例えば、本発明のデジタル的な実施の形態では、電圧検出回路５８は、検出電圧に対応する電圧をデジタル値に変換し、そのデジタル値を電源制御回路６０に供給するためのアナログ・デジタル変換器を含むことができる。
【００１７】
電源調整器回路５４は電力増幅器５０への直流電流（ＤＣ）電源を調整するのに適した回路でよい。以下で述べるように、各種の実施の形態において、電源調整器は１または複数のトランジスタでよく、それらのトランジスタはバイポーラ型でも電界効果型でもよく、あるいはバイポーラ・トランジスタによって制御されるＭＯＳＦＥＴのようにそれらの組合せでもよい。本発明は特定のトランジスタ構成を例に取って詳細に説明するが、本発明はそのような実施の形態に限定されるべきではない。
【００１８】
電源制御回路６０は振幅入力、検出電流、および検出電圧を受信して、制御信号を電源調整器回路５４に供給する。各種の実施の形態において、電源制御回路６０は検出電流、検出電圧、および振幅入力信号を、重み付けしあるいは重み付けなしで比較し、そのような比較に基づいて電源調整器回路５４を制御する。本発明の特定の実施の形態では、電源調整器回路５４は、検出電流および検出電圧に基づいて、電力増幅器５０への電力を一定に保つように制御される。別の実施の形態では、電源調整器回路５４は、検出電流および検出電圧の電圧表現が振幅入力と比較して大きいかどうかの比較に基づいて制御される。電源調整器回路５４は低い電力レベルで動作する場合には検出電流に基づいて、それよりも高い電力レベルで動作する場合には検出電圧に基づいて制御されよう。電流および電圧の両フィードバックを使用することによって、電力増幅器５０が不整合な負荷状態で動作するときの変調歪やクリッピングを回避でき、それによりアイソレータなしで使用できる可能性がある。更に、本発明の特定の実施の形態では、より低い電力レベルで動作するときには、電圧でなくＰＡ電流を制御することが自動的に選ばれよう。本発明によって、このことは多様な増幅器技術に関してより線形な変調特性を提供できることが分かった。
【００１９】
ここで、本発明の実施の形態について図４Ａを参照しながら説明する。図４Ａは電圧および電流の組合せを制御するための本発明の実施の形態を示している。図４Ａから分かるように、電源制御回路６０’はデルタ・シグマ振幅入力を受信し、それをレベル・シフタ７０によってＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}に対応するようにレベル・シフトし、フィルタ回路７１に供給する。フィルタ回路７１は抵抗Ｒ３およびＲ４と、キャパシタＣ１およびＣ２とを含み、入力を低域通過フィルタリングして、比較器７２への１つの入力として振幅変調された電圧を供給する。そのようなシグマ・デルタ変換は当業者には理解されるであろうため、ここでこれ以上説明することはしない。
【００２０】
電源制御回路６０’はまた、比較器７２への第２入力として、抵抗Ｒ１とＲ２とを加算することによって構成される電圧と電流との重み付け和を提供する組合せ回路７４を含む。電圧は電圧検出回路５８によって検出されるが、これは電力増幅器５０に直流（ＤＣ）電力を供給する電源調整器回路５４の出力に加算抵抗Ｒ２をつなぐように機能する導体である。電流は電流検出回路５６によって検出されるが、これは例えば０．１オームの抵抗である検出抵抗７６と、増幅器７５とを含む。検出抵抗７６の両端の電圧は増幅器７５によって増幅されて、Ｖ_{ｃｕｒｒｅｎｔ}＝ＩＲｍの関係に従って、電流に関連する電圧信号を生成する。ここでＲｍは電流検出回路５６の電流対電圧変換因子（トランスレジスタンス）である。Ｒｍは例えば、３ボルト／アンペア、すなわち３オームでよく、これはＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}＝３ボルトの場合、０ないし１アンペアの電流範囲および０ないし３ボルトのＰＡ電圧範囲に対応する。このような電圧および電流範囲は、例えば、セルラー電話やその他の無線装置では典型的な値である。
【００２１】
電流Ｉが０ないしＩ_ｍａｘ＝１アンペアの範囲にあり、同時にＰＡ電圧が０ないしＶ_ｍａｘ＝Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}＝３ボルトの範囲にある限り、比較器７２への電圧フィードバック信号Ｖおよび電流フィードバック信号ＩＲｍは等しく、どちらも０ないし３ボルトの範囲にある。抵抗値が等しい場合、抵抗Ｒ１とＲ２との和は電圧および電流フィードバック信号の和を２で割ったものとなり、従って、抵抗性加算網中で電圧および電流フィードバック信号を組み合わせることによって作られる組合せ信号はこれも０ないし３ボルトの範囲にあることになろう。このように、入力ＡＭ信号が比較器７２の出力を制御し、それが電源調整器回路５４のトランジスタ７３に与えられ、それによって検出電流および検出電圧の和を２で割ったもの（（Ｖ＋ＩＲｍ）／２）が目的の変調に追随する。抵抗Ｒ１およびＲ２は目的の変調比を達成するために、電流と電圧の間で電気的に動的に変化する。更に／または、図４Ｃに示され以下で説明するように、完全な電流変調あるいは完全な電圧変調を選ぶように、スイッチ方式の形で実施することもできる。
【００２２】
電力増幅器５０の負荷インピーダンス（ＲＬ）が理想の定格値の半分であれば、電力増幅器５０に供給される電圧Ｖが同じとして、電力増幅器５０の電流Ｉは２倍になる。しかし、図４Ａの回路はＶ＋ＩＲｍを目的の値に保ち、そしてもしＩＲｍが期待される値よりも大きくなれば、フィードバック回路が直列調整器トランジスタ７３を働かせて、補償するためにＶを下げる。例えば、もしＡＭ波形がそのピーク値Ｖ_ｍａｘにあれば、ＲＬが定格の場合、ＶおよびＩは値Ｖ_ｍａｘおよびＩ_ｍａｘ＝Ｖ_ｍａｘ／Ｒｍになるように制御される。しかし、ＲＬが半分になると、Ｖ＋ＩＲｍはなおも２Ｖ_ｍａｘに等しくなるように制御されるが、このときＶ／ＩはＲｍ／２に等しい。従って、電力増幅器５０に供給される電圧は、ＶとＩＲｍが等しくなるまで減らされて、それによってＶ＝０．６６６×Ｖ_ｍａｘ、Ｉ＝１．３３３×Ｉ_ｍａｘとなる。このようにすれば、電流Ｉは図１Ａの電圧制御回路で起こったように２倍になるのを回避できる。同様に、電圧Ｖも図３の電流制御回路を用いる場合に起こったように半分にならずにすむ。こうして出力電力は、ピーク値（１．３３３Ｉ_ｍａｘ）２ＲＬ／２＝理想的な値（Ｉ_ｍａｘ）^２ＲＬの８／９に制御される。従って、図４Ａの回路は、負荷インピーダンスがＲＬよりも下側へ外れる場合の出力電力をほぼ一定に保持し、他方で、電流または電圧のいずれか一方のみを制御する場合と比べて、電流または電圧のクリッピングが発生する可能性を減らす。
【００２３】
もし負荷インピーダンスＲＬが高いほうへずれると、電力増幅器５０への電源電圧Ｖは同じでも電力増幅器５０の消費電流はＩよりも少なくなる。従って、図４Ａの電源制御回路６０’は低いＩを補償するために電圧Ｖを増加させる。ＲＬが定格値の２倍になると、制御回路はＶを１．３３３倍に増やそうとし、他方、Ｉは０．６６６倍に減らそうとする。もしＶ_ｍａｘ＝Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}を要求すれば電圧のクリッピングが発生するが、この場合の電圧クリッピングは、図２のように排他的な電流制御の場合に発生する６ｄＢのクリッピングと比べて１．３３３倍（２．４ｄＢ）だけ理想から減るだけである。
【００２４】
負荷インピーダンスの不整合に対する許容度が非対称なため、制御される電圧と電流の組合せはバイアスされて、負荷インピーダンスが定格より高いほうにおいて電流および電圧が等しいフィードバックを与えるようにされ、これにより定格よりもインピーダンスが高くても、あるいは低くてもクリッピングが回避されよう。あるいはクリッピングの制御は、別の電圧と電流の組合せを制御パラメータとするやり方でも可能である。
【００２５】
図４Ｂは本発明の更に別の実施の形態を示す。図４Ｂから分かるように、電力増幅器５０は、トランジスタ１００に供給される振幅変調された入力によって変調される。トランジスタ１００は、それぞれ例えば１０００および１００オームの抵抗Ｒ８およびＲ９を流れる電流を制御し、それにより電力増幅器５０に供給される電力を制御するトランジスタ１０２および１０４に対して電圧を供給する。図４Ｂに示すように、トランジスタ１０４は面積Ａを有し、またトランジスタ１０２は面積ｎＡを有し、トランジスタ１０２の面積はトランジスタ１０４の面積のｎ倍になっている。トランジスタ１０４は抵抗Ｒ１１と直列になっており、抵抗Ｒ１１は電力増幅器５０によって与えられる抵抗値Ｒ_ＰＡのｎ倍の値を有し、そのため抵抗Ｒ１１はｎＲ_ＰＡの値を有する。従って、同じ入力電圧に対して、トランジスタ１０４を流れる電流はトランジスタ１０２を流れる電流の１／ｎとなる。更に、トランジスタ１０２を流れる電流は電力増幅器にＩ_ＰＡとして供給され、従って抵抗Ｒ１１を流れる電流はＩ_ＰＡ／ｎとなるため、抵抗Ｒ１１の両端間の電圧は電力増幅器５０に供給される電流Ｉ_ＰＡを反映する。
【００２６】
図４Ｂから更に分かるように、抵抗Ｒ２’は、並列になった直列抵抗Ｒ１’、Ｒ１１、および直列抵抗Ｒ１０、Ｒ９に直列につながって動作する。抵抗Ｒ１’およびＲ２’の値は上で述べたように選ばれ、また抵抗Ｒ１０は例えば４００オームである。こうして、トランジスタ１００のコレクタの電圧は、抵抗Ｒ２’を通して検出される、電力増幅器５０に供給される電圧に基づくことになり、その電圧は抵抗Ｒ１１によって検出される電流に対応することになる。
【００２７】
図４Ｃは本発明の更に別の実施の形態を示しているが、ここでは組合せ抵抗Ｒ１’およびＲ２’がスイッチ１０６および１０８で置き換えられている。図４Ｃに示すように、スイッチ１０６および１０８は電力増幅器５０において検出される電圧（スイッチ１０６）あるいは抵抗Ｒ１１を通して検出される電流に対応する電圧（スイッチ１０８）のいずれかを選択的に抵抗Ｒ１０に供給することによって、電流検出または電圧検出型振幅変調のいずれかを選択的に提供する。例えば、インバータ１１０によって提供されるＡＭ制御信号およびそれの相補がスイッチ１０６および１０８のどちらが活動的でどちらが不活動的かを制御する。従って、ＡＭ制御入力は、電流制御または電圧制御のフィードバックのいずれかを選択的に提供するように制御される。
【００２８】
検出電流または検出電圧のいずれかに基づいて電力調整器５４を選択的に制御する本発明の実施の形態が図５に示されている。例えば、図５に示すように、ＶあるいはＩＲｍの大きいほうの組合せ回路を使用することができる。図５から分かるように、図４の組合せ網７４は電源制御回路６０’’では組合せ網８４で置き換えられている。図５に示す実施の形態では、電流フィードバック信号ＩＲｍおよび電圧フィードバック信号Ｖは、抵抗Ｒ１およびＲ２の代わりにダイオードＤ１およびＤ２を介して比較器７２につながれており、これらのダイオードはＶまたはＩＲｍの大きいほうが支配的となり、制御パラメータとして利用されるように作用する。第３のダイオードＤ３がフィルタ７１からのＡＭ信号ラインに配置されている。−ｖｅ電源ラインにつながれた２つのブリーダ抵抗Ｒ５およびＲ６はダイオードを少し順方向バイアスさせる。−ｖｅ電源ラインは好ましくは０．６ボルトのダイオード電圧降下よりも大きい値を有し、例えば、−１ボルトあるいは−３ボルトが適当である。ダイオードＤ２両端間の入力ダイオード電圧降下はダイオードＤ１およびＤ３両端間のフィードバックダイオード電圧降下を補償するため、制御されるパラメータはここでも本質的にＡＭ信号に追随する。
【００２９】
ダイオードを利用する方法に替わるものとして、３入力比較器を使用するものがあり、それはそれへの入力のうちの２つに対する“〜より大きい”関数を等価的に統合する。例えば、入力１が入力３よりも大きいかあるいは入力２が入力３よりも大きい場合に、出力信号を増大させる３入力比較器を使用できる。フィードバック動作は次のように、すなわち、２つのフィードバック信号の片方のみがＡＭ入力信号を超えるようにし、フィードバックの結果としてＡＭ入力信号よりも小さい他のフィードバック信号を抑制するように行われる。この機能のために、“ワイヤードＯＲ”出力を備える２つの比較器を使用することができる。
【００３０】
図６は、電圧または電流制御のために３入力比較器８２を使用する電源制御回路６０’’’の別の実施の形態を示す。電圧検出回路５８から比較器８２の＋入力への電圧フィードバック信号Ｖが、電流検出回路５６から比較器８２の他方の＋入力への電流フィードバック信号を超え、更に比較器８２の−入力へ出力信号を供給するフィルタ７１からのＡＭ信号を超えるときは、比較器８２は電源調整器回路５４の直列になった調整トランジスタ７３に出力信号を与えて、電圧信号ＶがＡＭ信号電圧に等しくなるまでＰＡ５０へのＤＣ電源電圧を下げるが、その時点で電流フィードバック信号ＩＲｍはＡＭ信号電圧よりも低くなるはずである。逆に、電流検出回路５６からの電流フィードバック信号ＩＲｍが電圧検出回路５８からの電圧フィードバック信号Ｖよりも大きく、またフィルタ７１からのＡＭ信号電圧よりも大きいときは、比較器８２は電源調整器回路５４のトランジスタ７３に信号を与えて、電流フィードバック信号ＩＲｍがＡＭ信号に等しくなるまでＰＡ５０への電源電圧を下げるが、その時点で電圧フィードバック信号ＶはＡＭ信号電圧よりも低くなるはずである。
【００３１】
図７は本発明の実施の形態に使用するのに適した３入力比較器のＣＭＯＳ構成を示す。裾の長い一対の差動増幅器が使用されているが、２つの正入力を提供するように、正入力用のトランジスタが２つになっている。Ｎ形差動入力段７０４およびＰ形差動入力段７０２の両方が設けられていて、対応する入力および出力が並列化されて本質的にレイル・ツー・レイルの共通モード・レンジが設けられている。電流和の差動出力が電流ミラーを用いてミラー化され組み合わされて、シングルエンドの電流源出力を提供している。バイアス電流を設定する抵抗Ｒ７００も設けられている。バイアス電流設定用抵抗の値は、すべてのデバイス中の静止電流が小さくなるように選ばれ、静止電流は適正な利得および帯域幅を提供するように選ばれる。電流源出力は、図６のトランジスタ７３のゲートにつながる抵抗Ｒ５およびキャパシタＣ３によって提供されるループ・フィルタと組み合わされて、主要な積分器とともに一次の制御ループを構成し、零周波数において本質的に無限利得を提供することによって定常状態でのエラーを低減している。ループ・フィルタのキャパシタＣ３の値は、目的の変調帯域全体で良好なトラッキング性能（すなわち、少ないトラッキング・エラー）を与えるように選ばれよう。ループ・フィルタの抵抗Ｒ５の値は、ループ中のその他の位相シフトを補償して良好な減衰を達成するように選ばれよう。
【００３２】
ＶまたはＩＲｍの大きいほうが変調に追随するように制御されるとき、電力増幅器の負荷（ＰＬ）が定格よりも小さい場合には電流フィードバックが支配的にＰＡ電流を制御し、他方、ＲＬが定格よりも大きい場合には電圧フィードバックが支配的にＰＡ電源電圧を変調に追随するように制御する。こうして、電流および電圧のクリッピングは減少あるいは解消される。
【００３３】
振幅変調の提供のために必要とされる線形なダイナミック・レンジはそれほどのものではない。例えば、０ｄＢないし−２０ｄＢの変調で、電圧または電流のいずれかによってＨＢＴまたはＭＥＳＦＥＴＰＡのいずれかを変調することで十分である。しかし、もし変調のダイナミック・レンジに加えて、例えば０ｄＢないし−３０ｄＢのレンジにおいてＰＡ出力の電力レベル全体を制御したいのであれば、電力レベルが低下するにつれて電流制御へ移行することが望ましい。このことは、電流フィードバックのスケーリングあるいは重み付け因子を増やして、ＰＡが狭い電流スイングで制御されるようにし、同時に電力レベルがスケール・ダウンするにつれて、徐々に電流フィードバックが電圧フィードバックよりも優位に立つようにすることで行なわれよう。
【００３４】
図８は可変電流スケーリングを採用する本発明の実施の形態を示す。図８は、電流検出回路５６が、スイッチ８４およびスイッチで選択される複数の抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、およびＲ１３と、セレクタ・スイッチ８４を含む電流検出回路５６’で置き換わっていることを除いて図６と同じである。一例として、４個のスイッチ選択式抵抗が示されている。抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、およびＲ１３は例えば、２：１のステップで徐々にスケーリングされよう。すなわち、最初の１個の０．１オームの抵抗が抵抗Ｒ１０に相当し、それが次々と切り離されて、例えば０．２オームの抵抗Ｒ１１、０．４オームの抵抗Ｒ１２、および０．８オームの抵抗Ｒ１３等によって置き換えられよう。これにより、電流フィードバック信号ＩＲｍは、徐々に少ないＰＡ電流レンジ、０−１Ａ、０−０．５Ａ、０−２５０ｍＡ、および０−１２５ｍＡで実現できるようになる。ＰＡ電源電圧Ｖを下げる調整器トランジスタ７３によってもたらされる、より少ないＰＡ電流によって電流フィードバック電圧が実現できれば、３入力比較器８２への電圧Ｖのフィードバックは電流フィードバック信号ＩＲｍよりも低くなり、比較器８２によって無視されよう。より低い電力レベルの選択により、フィードバック制御ループは電圧でなく電流制御へ移行する。最大値から６ｄＢ１個分（２：１）の電力ステップダウンに対して、また上側でＶＳＷＲが２の負荷に対して、電圧フィードバックは減少した電流フィードバックとちょうど等しく、従って、この低減された電力レベルでもクリッピング防止のために電圧制御と電流制御が両方とも機能している。しかし、更に低い電力レベルにおいては、ＶＳＷＲが２では電圧クリッピングは起こりえず、電流制御のみが有効である。
【００３５】
図８に示すように、電力レベルの低減はＡＭ信号入力のスケール・ダウンではなく、電流フィードバックのスケール・アップによって実現するほうが好ましい。しかし、０．１オームのような低い抵抗をスイッチ選択することは困難で、スイッチ８４の抵抗値が０．１オームよりもかなり大きくなろう。従って、図９はスイッチ式電流検出に関する別の実施の形態を示している。
【００３６】
図９に示すように、電源調整器回路５４’が提供されている。電源調整器回路５４’では、トランジスタ７３が、元のトランジスタ７３の寸法の例えば９９％であるトランジスタ７３’と、元のトランジスタ７３の残りの１％であるトランジスタ７３’’とに分割されている。もしこれら両方の部分７３’および７３’’が同じチップ上に一緒に作製されるか、あるいはそれらのトランジスタが別の形で整合すれば、トランジスタ７３’を流れる電流が９９％、７３’’を流れる電流が１％というように、それらは９９：１の比で整合することになる。このスイッチ式電流検出抵抗は７３’’を流れる電流の１％を検出するため、これらの抵抗は図８の対応する抵抗の抵抗値の１００倍になろう。スイッチ８４によって切り換えることのできる抵抗値には、１０オームの抵抗Ｒ１０’、２０オームの抵抗Ｒ１１’、４０オームの抵抗Ｒ１２’、および８０オームの抵抗Ｒ１３’が含まれる。従って、スイッチ８４は抵抗Ｒ１０’、Ｒ１１’、Ｒ１２’、およびＲ１３’の値と比べて小さい抵抗値を持つことになろう。トランジスタ７３’’はドレイン回路に電流検出抵抗Ｒ１０’、Ｒ１１’、Ｒ１２’、およびＲ１３’を有し、トランジスタ７３’はそうでないため、電流分割は正確に９９：１にはならない。しかし、校正が可能であり、電流検出抵抗の各々の選択によって目的の電力レベルを生ずるようにできる。
【００３７】
本発明の別の実施の形態では、図９の回路を、複数の部分的トランジスタ７３’’を提供することによって修正することができる。ここで各々の部分的トランジスタは適切にスケーリングされた電流検出抵抗へ永久的につながれる。増幅器７５にどの検出電流を送るかを選択するスイッチを設けることができ、スイッチを電流経路から外すことによって、より低いスイッチ抵抗値への要求を更に低減できる。
【００３８】
図１０は、別の電流検出回路５６’’を採用する本発明の別の実施の形態を示す。ここでも、トランジスタ７３は、上でトランジスタ７３’および７３’’に関連して述べたように、部分７３’と部分９３とに９９：１で分割されている。トランジスタ９３は抵抗Ｒ６によってドレイン負荷を与えられ、それはＰＡ５０によってトランジスタ７３’に与えられるドレイン負荷の９９倍である。特別な例では、抵抗Ｒ６は２９７オームの値を持つ。このように、トランジスタ７３’および９３はそれらのスケーリングに比例した負荷を与えられ、その結果、それらのドレイン電圧は同じように保たれる。更に、トランジスタ９３は最早ソース負荷を持たないため、トランジスタ７３’とトランジスタ９３との間で９９：１の電流分割をゆがめる多くの差異は取り除かれる。このため、抵抗Ｒ６は直接的にはスイッチされない。代わりに、抵抗Ｒ６を流れる電流は、Ｎ形電流ミラー９２およびＰ形電流ミラー９１を用いてスイッチ式抵抗Ｒ２０、Ｒ２１、Ｒ２２、およびＲ２３中にミラー化されている。これらの抵抗は、例えば、それぞれ３００、６００、１２００、および２４００オームの値を有し、スイッチ９４で選択される。こうすることによって、トランジスタ７３’および９３は、目的の電流分割９９：１を混乱させる変動を直接受けずにすむ。図１０で、検出電流はさらに増幅されて、０ないしＶ_{ｂａｔｔｅｒｙ}の範囲の電流フィードバック信号ＩＲｍを直接提供することにより、増幅器７５を不要とする。
【００３９】
図１１は、別の電流検出回路５６’’’を採用する本発明の別の実施の形態を示す。図１１から分かるように、電力はトランジスタ９５によってインダクタＬ１１を通して増幅器５０に供給され、比較器８２の出力によって制御される。比較器８２はまた、電流ミラー９７に附属するトランジスタ９６も制御する。電流ミラー９７を流れる電流は抵抗Ｒ５０によって検出され、検出電流に対応する電圧を供給し、その電圧は比較器８２にフィードバックされる。増幅器に供給される電圧もまた検出される。単一の電流ミラーを使用することにより、トランジスタの基板効果は低減されよう。
【００４０】
図１２は本発明の実施の形態に従う動作を示すフローチャートである。図１２からわかるように、電力増幅器に供給される電流が検出される（ブロック１０００）。更に、電力増幅器に供給される電圧も検出される（ブロック１００２）。振幅変調された入力も受信され（ブロック１００６）、振幅変調された入力は検出電圧および／または検出電流と比較される（ブロック１００６）。そのような比較は、既に述べたように検出電圧および検出電流の組合せに対して行なわれるか、あるいは検出電圧または検出電流のいずれかを選択し、選ばれたものを振幅変調された入力と比較する。そのような選択は検出電流と検出電圧の大きいほうを選ぶことで行なわれよう。更に、検出電流または検出電圧はそのような比較の前にスケーリングされる。いずれの場合でも、電力増幅器に供給されるＤＣ電源はそのような比較に基づいて制御される（ブロック１００８）。そのような制御はここで説明するように、電力増幅器に供給される電流または電圧を調整することによって行われ、それによって、選ばれた検出電流または電圧、あるいは検出電流と検出電圧の組合せと、振幅変調された入力との間の差が零になるようにされる。
【００４１】
本発明の各種の実施の形態について、特定の比率などに関連して説明してきたが、当業者には明らかなように、本開示に照らしてその他の比率を使用することも可能であり、また本発明の教えはなお有益であることは明らかであろう。更に、本発明について、特定のアナログ回路に関して説明してきたが、ここに述べた回路の動作を実行するために、その他のアナログ回路、デジタル回路、プロセッサ等、およびアナログとデジタル回路の組合せのほか、ソフトウエアとハードウエアの組合せも利用できる。
【００４２】
図面および説明の中で、本発明の典型的な実施の形態を開示し、特定の項目を取り上げたが、それらは一般的な意味で、説明の便宜上取り上げたものであり、限定的な意図のものではなく、本発明のスコープは以下の特許請求の範囲に提示される。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１Ａ】電源電圧を制御することによって変調される従来の電力増幅器を示す模式図。
【図１Ｂ】ＦＥＴおよびＨＢＴ増幅器について、出力電圧を電源電圧の関数として示すグラフ。
【図１Ｃ】ＦＥＴおよびＨＢＴ増幅器について、出力電圧を電源電流の関数として示すグラフ。
【図２】電源電流を制御することによって変調される従来の電力増幅器を示す模式図。
【図３】本発明の実施の形態に従う増幅器システムのブロック図。
【図４Ａ】電流および電圧制御の両方を採用する本発明の実施の形態を示す模式図。
【図４Ｂ】電流および電圧制御の両方を採用する本発明の別の実施の形態を示す模式図。
【図４Ｃ】電流および電圧制御の両方を採用し、電流変調と電圧変調との間で切り換えられる本発明の実施の形態を示す模式図。
【図５】選択的な電圧制御または電流制御を採用する本発明の実施の形態を示す模式図。
【図６】選択的な電圧制御または電流制御方式の３入力比較器を採用する本発明の実施の形態を示す模式図。
【図７】例えば図６に示すような、本発明の実施の形態に使用するのに適した３入力比較器の模式図。
【図８】スイッチで選択される電流スケーリングを採用する本発明の実施の形態の模式図。
【図９】スイッチで選択される電流スケーリングを採用する本発明の別の実施の形態の模式図。
【図１０】スイッチで選択される電流スケーリングを採用する本発明の更に別の実施の形態の模式図。
【図１１】本発明の更に別の実施の形態の模式図。
【図１２】本発明の実施の形態に従う動作を示すフローチャート。

Claims

電力増幅器を振幅変調するためのシステムであって、
制御入力信号に応答して、前記電力増幅器への直流（ＤＣ）電源を調整するように構成された電源調整器回路、
前記電力増幅器への前記ＤＣ電源の電流を検出して、検出電流信号を与える電流検出回路、
前記電力増幅器への前記ＤＣ電源の電圧を検出して、検出電圧信号を与える電圧検出回路、
振幅変調された波形に対応する振幅入力信号、前記検出電流信号、および前記検出電圧信号を受信して、前記振幅入力信号、前記検出電流信号、および前記検出電圧信号に基づいて、前記電源調整器回路に対して前記制御入力信号を供給するように構成された電源制御回路、
を含むシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電源制御回路は、更に、
前記検出電流信号および前記検出電圧信号の重み付け和を与えるように構成された組合せ回路、および
第１入力に受信された前記検出電流信号と前記検出電圧信号との重み付け和を、第２入力に受信された前記振幅変調された波形とを比較して、前記電源調整器回路への前記制御入力信号として差分値を供給するように構成された比較器、
を含んでいるシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電圧検出回路は前記電源調整器回路の出力へ電気的につながれた導体を含んでおり、また前記電流検出回路は、
前記電源調整器回路と直列の検出抵抗、および
前記検出抵抗の両端間の電圧降下を増幅して、前記検出抵抗を流れる電流に対応する電圧を与える増幅器、
を含んでいるシステム。
請求項３に記載のシステムであって、前記組合せ回路は、
前記導体および前記比較器の前記第１入力に直列の第１の抵抗、および
前記検出抵抗の両端間の電圧降下を増幅する前記増幅器および前記比較器の前記第１入力と直列の第２の抵抗、
を含んでいるシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電源制御回路は、更に、
前記検出電流および前記検出電圧の１つを選択するように構成された組合せ回路、および
前記比較器の第１入力に受信される前記検出電流および前記検出電圧のうちの前記選ばれた１つを、前記比較器の第２入力に受信される前記振幅変調された波形と比較して、前記電源調整器回路への前記制御入力信号として差分値を供給するように構成された比較器、
を含んでいるシステム。
請求項５に記載のシステムであって、前記電圧検出回路は前記電源調整器回路の出力に電気的につながれた導体を含んでおり、また前記電流検出回路は、
前記電源調整器回路と直列になった検出抵抗、および
前記検出抵抗の両端間の電圧降下を増幅して、前記検出抵抗を流れる電流に対応する電圧を供給する出力を有する増幅器、
を含んでいるシステム。
請求項６に記載のシステムであって、前記組合せ回路が、
前記比較器の前記第１入力および、前記検出抵抗の両端間の電圧降下を増幅する前記増幅器の前記出力と直列になって、前記検出抵抗の両端間の電圧降下を増幅する前記増幅器の前記出力が前記比較器の前記第１入力よりも大きい電圧レベルにあるときに、正にバイアスされるようになった第１ダイオード、
前記導体および前記比較器の前記第１入力と直列になって、前記導体が前記比較器の前記第１入力よりも大きい電圧レベルにあるときに、正にバイアスされるようになった第２ダイオード、および
前記振幅入力信号および前記比較器の前記第２入力と直列になって、前記振幅入力信号が前記比較器の前記第２入力よりも大きい電圧レベルにあるときに、正にバイアスされるようになった第３ダイオード、
を含んでいるシステム。
請求項７に記載のシステムであって、更に、前記比較器の前記第１および第２入力に付属して動作する２つのブリーダ抵抗を含み、それによって前記第１、第２、および第３ダイオードを順方向にバイアスするようにしたシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電源制御回路は、更に、前記検出電流と前記検出電圧のうちの１つを選択して、前記検出電流と前記検出電圧とのうちの選ばれた前記１つと、前記振幅変調された波形との差分値を、前記電源調整器回路への前記制御入力信号として供給するように構成されているシステム。
請求項９に記載のシステムであって、前記電源制御回路は、入力として前記検出電流信号、前記検出電圧信号、および前記振幅変調された波形に対応する信号を有する３入力比較器を含んでいるシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電源調整器回路は、前記電力増幅器に供給される電源と直列のトランジスタを含んでいるシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電源調整器は前記電力増幅器に供給される電源と直列の複数のトランジスタ要素を含んでおり、また前記電流検出回路が前記複数のトランジスタ要素の１つと直列になった１つの検出抵抗を含んでいるシステム。
請求項１２に記載のシステムであって、前記電流検出回路は、更に、前記複数のトランジスタ要素のサブセットと直列の複数の検出抵抗を含んでおり、前記複数の検出抵抗は、前記電力増幅器に供給される電源と直列になるように切り替えて接続されるようにして、それによって前記複数のトランジスタ要素の１つと前記複数の検出抵抗の対応する１つとが、電源ラインおよび前記電力増幅器に直接つながれた前記トランジスタ要素の別の１つを通る電源ラインと並列になるようにしたシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電流検出回路は、
複数の検出抵抗、
前記複数の検出抵抗の選ばれた１つを前記電源調整器回路と直列に置くスイッチ回路、および
前記複数の検出抵抗の前記選ばれた１つの両端間の電圧降下を増幅して、前記複数の検出抵抗の前記選ばれた１つを流れる電流に対応する電圧を供給する増幅器、
を含んでいるシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電源調整器回路は、前記電力増幅器への電源ラインと直列になった第１トランジスタを含んでおり、また、前記電流検出回路は、
前記電源ラインに付随して動作する第２トランジスタ、
前記第２トランジスタを流れる電流をミラー化する第１電流ミラー回路、および
前記電源制御回路に付随して動作し、前記検出電流に対応する電圧を供給する検出抵抗、
を含んでいるシステム。
請求項１５に記載のシステムであって、前記電流検出回路は、更に、
前記第２トランジスタと直列の負荷抵抗であって、前記電力増幅器によって提供される負荷に対して予め定められた関係を有する抵抗値を有し、また前記第１電流ミラーが負荷抵抗を流れる電流をミラー化するようになった負荷抵抗、および
前記第１電流ミラー回路および前記検出抵抗に付随して動作する第２電流ミラー回路であって、それによって前記第１電流ミラー回路によってミラー化された電流に比例した電流を前記検出抵抗を通して供給するようにした第２電流ミラー回路、
を含んでいるシステム。
請求項１６に記載のシステムであって、前記検出抵抗が複数の検出抵抗を含み、前記電流検出回路は、更に、
前記複数の検出抵抗のうちの選ばれた１つを、前記第２電流ミラー回路の出力と電気的につなぐスイッチ回路、
を含んでいるシステム。
請求項１７に記載のシステムであって、前記第２電流ミラー回路は、更に、前記第１電流ミラー回路によってミラー化される電流を増幅するように構成されているシステム。
請求項１５に記載のシステムであって、前記第２トランジスタは前記第１トランジスタの一部を含んでいるシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電力増幅器は無線装置の送信機の電力増幅器を含んでいるシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電源調整器回路が前記ＤＣ電源および前記電力増幅器と直列の第１トランジスタを含んでおり、
前記電流検出回路は、
前記第１トランジスタの面積に比例する面積を有し、前記制御入力に応答する第２トランジスタ、および
前記第２トランジスタと直列になって、前記第２トランジスタが前記第１トランジスタに比例するのと同じ割合で前記電力増幅器の抵抗値に比例する寸法を有する電流検出抵抗、
を含んでおり、
前記電圧検出回路は、前記第１トランジスタおよび前記電力増幅器につながれた第１端子を有する第１トランジスタを含んでおり、
前記電源制御回路は、
制御入力として前記振幅変調された波形を有する第３トランジスタ、
前記第３トランジスタおよび前記ＤＣ電源の第１電圧と直列になった第２抵抗であって、前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタへの制御入力が前記第２抵抗および前記第３トランジスタにつながれるようにした第２抵抗、
前記第３トランジスタおよび前記ＤＣ電源の第２電圧と直列になった第３抵抗、
第１端子を前記第１抵抗の第２端子へつながれ、また第２端子を前記第２トランジスタおよび前記検出抵抗につながれた第４抵抗、および
前記第４抵抗の前記第１端子と前記第１抵抗の前記第２端子とにつながれた第１端子と、前記第３トランジスタと前記第３抵抗につながれた第２端子と、を有する第５抵抗、
を含んでいるシステム。
請求項１に記載のシステムであって、前記電源制御回路は、前記検出電流信号と前記検出電圧信号との間で選択を行い、前記検出電流信号および前記検出電圧信号のうちの前記選ばれたほうと、前記振幅変調された波形とに基づいて、前記電源調整器回路への前記制御入力信号を提供するように構成されているシステム。
請求項２２に記載のシステムであって、前記電源調整器回路は、前記ＤＣ電源および前記電力増幅器と直列になった第１トランジスタを含んでおり、
前記電流検出回路は、
前記第１トランジスタの面積に比例する面積を有し、前記制御入力に応答する第２トランジスタ、および
前記第２トランジスタと直列になって、前記第２トランジスタが前記第１トランジスタに比例するのと同じ割合で前記電力増幅器の抵抗値に比例する寸法を有する電流検出抵抗、
を含んでおり、
前記電圧検出回路は、前記第１トランジスタの前記出力と前記電力増幅器とにつながれた導体を含んでおり、また
前記電源制御回路は、
制御入力として前記振幅変調された波形を有する第３トランジスタ、
前記第３トランジスタおよび前記ＤＣ電源の第１電圧と直列になった第１抵抗であって、前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタへの制御入力が前記第１抵抗および前記第３トランジスタにつながれている第１抵抗、
前記第３トランジスタおよび前記ＤＣ電源の第２電圧と直列になった第２抵抗、
前記電圧検出回路につながれた第１スイッチ、
前記電流検出抵抗につながれた第２スイッチ、および
前記第２抵抗および前記第３トランジスタにつながれ、前記第１スイッチの出力および前記第２スイッチの出力と直列になった第３抵抗、
を含んでいるシステム。
無線装置の送信機の電力増幅器の振幅変調用回路であって、
目的の波形を持つ振幅変調信号を発生する振幅変調信号発生器、
制御入力信号に応答して、前記送信機電力増幅器への直流（ＤＣ）電源を調整する調整器回路、
前記調整されたＤＣ電源の電圧を検出して、電圧フィードバック信号を供給する電圧検出器、
前記送信機電力増幅器が前記調整されたＤＣ電源から引き出す電流を検出して、電流フィードバック信号を供給する電流検出器、
前記電圧フィードバック信号および前記電流フィードバック信号を前記振幅変調信号と比較して、前記制御入力信号を供給する比較器、
を含む回路。
請求項２４に記載の回路であって、前記比較器は、前記電流フィードバック信号と前記電圧フィードバック信号とを組み合わせて、前記振幅変調信号と比較するための組合せフィードバック信号を生成するように構成された組合せ回路を含んでいる回路。
請求項２５に記載の回路であって、前記組合せ回路は、前記振幅変調信号と比較するために、前記電圧フィードバック信号と前記電流フィードバック信号との重み付け和を提供するように構成された回路。
請求項２６に記載の回路であって、前記重み付け和に対する前記電圧フィードバック信号と前記電流フィードバック信号との寄与が、前記送信機電力増幅器に供給される調整されたＤＣ電圧と前記送信機電力増幅器によって引き出される電流との比に対応する比率にした回路。
請求項２５に記載の回路であって、前記組合せ回路は、前記電圧フィードバック信号が支配的なときは、前記組合せフィードバック信号として前記電圧フィードバック信号を選び、しかも前記電流フィードバック信号が支配的なときは、前記組合せフィードバック信号として前記電流フィードバック信号を選ぶように構成された回路。
請求項２４に記載の回路であって、前記比較器は３入力と１出力を有しており、入力の２つが第１符号の出力への信号利得を有することを特徴とし、かつ第３の入力が前記第１符号とは逆の符号の出力への利得を有することを特徴とする回路。
請求項２４に記載の回路であって、前記振幅変調信号発生器は、目的の波形を表すシグマ・デルタのビット・ストリーム表現をフィルタリングする低域通過フィルタを含んでいる回路。
請求項３０に記載の回路であって、前記ビット・ストリームがレベル・シフトされて、２進数“１”値が、前記送信機電力増幅器で利用可能な最大の電源電圧に本質的に等しい電圧レベルを有するようにされる回路。
請求項３１に記載の回路であって、前記ビット・ストリームがレベル・シフトされて、２進数“０”値が、前記送信機電力増幅器の電源電圧のアース・リターン電位に本質的に等しい電圧レベルを有するようにされる回路。
請求項２４に記載の回路であって、前記調整器回路は、前記ＤＣ電源および前記送信機電力増幅器と直列につながれた電界効果トランジスタを含んでおり、また前記制御入力信号が前記電界効果トランジスタのゲートに供給されるようにした回路。
請求項３３に記載の回路であって、前記電界効果トランジスタ電極のドレインは前記送信機電力増幅器につながれ、前記電界効果トランジスタのソースは電流検出抵抗を介して前記ＤＣ電源につながれている回路。
請求項３４に記載の回路であって、前記電流検出抵抗の両端間の電圧降下が増幅されて、前記電流フィードバック信号を生成するようにした回路。
請求項３４に記載の回路であって、前記電界効果トランジスタが多重ソース電界効果トランジスタを含んでおり、しかも前記電流検出抵抗につながれた前記多重ソース電界効果トランジスタのソースが前記電界効果トランジスタの第１部分に対応し、前記電界効果トランジスタの第２ソースが前記電界効果トランジスタの残りの部分に対応して前記ＤＣ電源につながれている回路。
請求項３４に記載の回路であって、前記電流検出抵抗はスイッチによって選ばれて差分抵抗値を提供することにより、前記電圧フィードバック信号に対する前記電流フィードバック信号の相対的重み付けを変化させるようにした回路。
請求項３３に記載の回路であって、前記電界効果トランジスタは、前記ＤＣ電源につながれたソース電極と前記送信機電力増幅器につながれたドレイン電極とを有し、前記電力増幅器に対して調整されたＤＣ電源を供給するようにした回路。
請求項３８に記載の回路であって、前記電界効果トランジスタは少なくとも２つのドレイン電極を有し、しかも前記ドレイン電極の第１のものは前記電界効果トランジスタの第１部分に対応すると共に、前記ドレイン電極の第２のものは前記電界効果トランジスタの残りの部分に対応するようにした回路。
請求項３９に記載の回路であって、前記第２ドレイン電極が電流検出抵抗につながれて前記電流フィードバック信号を供給するようにした回路。
請求項４０に記載の回路であって、前記電流検出抵抗がスイッチによって異なる抵抗値に選ばれることによって、前記電流フィードバック信号の前記電圧フィードバック信号に対する相対的重み付けを変化させるようにした回路。
請求項３９に記載の回路であって、更に、
前記電界効果トランジスタの第１部分の第２部分に対する比に等しく、前記送信機電力増幅器の等価なＤＣ電源負荷抵抗に対する比に対応する値を有する抵抗、および
電流ミラー回路であって、前記電界効果トランジスタの前記第２ドレイン電極が前記抵抗を介して前記電流ミラー回路につながれている電流ミラー回路、
を含む回路。
請求項４２に記載の回路であって、更に、スイッチで選択される複数の電流検出抵抗を含み、また前記電流ミラー回路が、前記スイッチで選択される電流検出抵抗の選ばれたものに出力電流を供給して、前記電圧フィードバック信号に相対的に選択可能な重み付けを行った電流フィードバック信号を提供するようにした回路。
電力増幅器を振幅変調するための方法であって、
前記電力増幅器に供給される電流を検出して、検出電流値を与える工程、
前記電力増幅器に供給される電圧を検出して、検出電圧値を与える工程、
振幅変調された波形に対応する入力信号を受信する工程、
前記検出電流値と前記電圧検出値とを組み合わせることによって、組合せ値を与える工程；および
前記電力増幅器に電力を供給する直流（ＤＣ）電源を、前記組合せ値および前記振幅変調された波形に基づいて制御する工程；
を含む方法。
請求項４４に記載の方法であって、前記検出電流値と前記検出電圧値とを組み合わせて組合せ値を提供する工程は、前記検出電流値と前記検出電圧値とを加算する工程を含んでいる方法。
請求項４６に記載の方法であって、前記検出電流値および前記検出電圧値が加算の前に重み付けされる方法。
請求項４４に記載の方法であって、前記検出電流値と前記検出電圧値とを組み合わせて組合せ値を提供する工程が、前記組合せ値として、前記検出電圧値と前記検出電流値の１つを選択する工程を含んでいる方法。
請求項４７に記載の方法であって、前記検出電流値と前記検出電圧値の大きいほうが前記組合せ値として選ばれる方法。
請求項４４に記載の方法であって、前記電力増幅器に電力を供給する直流（ＤＣ）電源を、前記組合せ値および前記振幅変調された波形に基づいて制御する工程は、
前記組合せ値と前記振幅変調された波形との間の差分を決定する工程、および
前記決定された差分に基づいて、前記電力増幅器に供給される電圧を制御する工程、
を含んでいる方法。
送信機の電力増幅器を振幅変調するための方法であって、
前記電力増幅器に供給される電源電圧に対する引き出される電流の比が、予め決められた比よりも大きいときに、前記電力増幅器によって引き出される電流を変調する工程、および
前記電源電圧に対する引き出される電流の比が前記予め決められた比よりも小さいときに、前記電力増幅器に供給される電源電圧を変調する工程、
を含む方法。
請求項５０に記載の方法であって、更に、
前記送信機を動作させるための電力出力レベルを選択する工程、および
前記選ばれた電力出力レベルに基づいて、前記予め決められた比を変化させる工程、
を含む方法。
電力増幅器を振幅変調するためのシステムであって、
前記電力増幅器に供給される電流を検出して、検出電流値を与えるための手段、
前記電力増幅器に供給される電圧を検出して、検出電圧値を与えるための手段、
振幅変調された波形に対応する入力信号を受信するための手段、
前記検出電流値と前記検出電圧値とを組み合わせて、組合せ値を与えるための手段、および
前記電力増幅器に電力を供給する直流（ＤＣ）電源を、前記組合せ値および前記振幅変調された波形に基づいて制御するための手段、
を含むシステム。
送信機の電力増幅器を振幅変調するためのシステムであって、
前記電力増幅器に供給される電源電圧に対する引き出される電流の比が予め決められた比よりも大きいときに、前記電力増幅器によって引き出される電流を変調するための手段、および
前記電源電圧に対する引き出される電流の比が前記予め決められた比よりも小さいときに、前記電力増幅器に供給される電源電圧を変調するための手段、
を含むシステム。