JPH0654877B2 - 線形送信装置 - Google Patents
線形送信装置Info
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- JPH0654877B2 JPH0654877B2 JP1242465A JP24246589A JPH0654877B2 JP H0654877 B2 JPH0654877 B2 JP H0654877B2 JP 1242465 A JP1242465 A JP 1242465A JP 24246589 A JP24246589 A JP 24246589A JP H0654877 B2 JPH0654877 B2 JP H0654877B2
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- frequency
- circuit
- control circuit
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
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- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は線形返信装置に利用され、特に、変調によって
包絡線が変化する変調波信号を高効率で増幅する電力増
幅器を含む線形返送装置に関する。
包絡線が変化する変調波信号を高効率で増幅する電力増
幅器を含む線形返送装置に関する。
従来、線形返送装置に用いられる電力増幅器の動作クラ
スはＡ級ないしはＡＢ級が用いられる。これは、電力増
幅器への入力信号の全周期がそのまま出力信号に増幅さ
れるように、半導体増幅素子のバイアスを設定すること
により線形性を維持している。しかし、入力信号の包絡
線が小さい場合、電力増幅器の電力効率を低下する欠点
があった。このため電池を電力源とする携帯形の無線機
においては、電池の消耗が大きく無線機の使用時間が短
くなる欠点があった。
スはＡ級ないしはＡＢ級が用いられる。これは、電力増
幅器への入力信号の全周期がそのまま出力信号に増幅さ
れるように、半導体増幅素子のバイアスを設定すること
により線形性を維持している。しかし、入力信号の包絡
線が小さい場合、電力増幅器の電力効率を低下する欠点
があった。このため電池を電力源とする携帯形の無線機
においては、電池の消耗が大きく無線機の使用時間が短
くなる欠点があった。
この問題を解決するため、高効率の線形返信装置を実現
する装置構成の検討が行われている。
する装置構成の検討が行われている。
第９図はかかる線形送信装置の一例を示すブロック構成
図で、特願昭61-118786 号等で示されたドレイン制御形
高効率電力増幅器を用いたものである。
図で、特願昭61-118786 号等で示されたドレイン制御形
高効率電力増幅器を用いたものである。
第９図において、１は変調入力端子、２は変調器、３は
結合器、４は飽和形の電力増幅器、５は包絡線検波器、
６は補正回路、７は直流電圧制御回路、８は電源端子お
よび９は送信出力端子である。そして、電力増幅器４
は、入力整合回路41、半導体増幅素子としての電界効果
トランジスタ42、高周波阻止用のコイル43および出力整
合回路44を含んでいる。
結合器、４は飽和形の電力増幅器、５は包絡線検波器、
６は補正回路、７は直流電圧制御回路、８は電源端子お
よび９は送信出力端子である。そして、電力増幅器４
は、入力整合回路41、半導体増幅素子としての電界効果
トランジスタ42、高周波阻止用のコイル43および出力整
合回路44を含んでいる。
次に、本従来例の動作について説明する。変調入力端子
１から入力された変調情報（アナログ信号、ディジタル
信号）により、変調器２で線形変調波信号を発生し、こ
れで増幅する。このとき、電界効果トランジスタ42のド
レインバイアス電圧ＶＤを入力信号の包絡線にほぼ比例
して制御することにより、電力増幅器４の包絡出力レベ
ルを入力信号の包絡線に追従させる。このような制御に
よって、電力増幅器４を高効率の飽和状態に保ったまま
線形増幅器として動作させることができるので、出力の
歪を著しく逓減させることができる。かつ、電力増幅器
４は入力電力の小さいときでもドレイン電圧を可変し、
増幅器をほとんど飽和状態でドレインさせるので、電力
効率が大きく劣化することがない。
１から入力された変調情報（アナログ信号、ディジタル
信号）により、変調器２で線形変調波信号を発生し、こ
れで増幅する。このとき、電界効果トランジスタ42のド
レインバイアス電圧ＶＤを入力信号の包絡線にほぼ比例
して制御することにより、電力増幅器４の包絡出力レベ
ルを入力信号の包絡線に追従させる。このような制御に
よって、電力増幅器４を高効率の飽和状態に保ったまま
線形増幅器として動作させることができるので、出力の
歪を著しく逓減させることができる。かつ、電力増幅器
４は入力電力の小さいときでもドレイン電圧を可変し、
増幅器をほとんど飽和状態でドレインさせるので、電力
効率が大きく劣化することがない。
このドレイン制御信号ＶＣは、変調波信号の包絡線信号
をダイオード等で構成される包絡線検波器５で検出し、
検出信号と制御信号とのレベルシフト等を行う補正回路
６で少し補正を施すことにより得ており、これをＤＣ−
ＤＣコンバータあるきはシリーズ制御トランジスタより
なる直流電圧制御回路７を用いて電力増幅器４のドレイ
ンバイアス端子に加えている。
をダイオード等で構成される包絡線検波器５で検出し、
検出信号と制御信号とのレベルシフト等を行う補正回路
６で少し補正を施すことにより得ており、これをＤＣ−
ＤＣコンバータあるきはシリーズ制御トランジスタより
なる直流電圧制御回路７を用いて電力増幅器４のドレイ
ンバイアス端子に加えている。
本従来例によれば、高効率の飽和形の電力増幅器による
線形送信装置が実現できる。例えば、電力増幅器４に電
力効率70％の飽和形増幅器を用い、直流電圧制御回路７
に電力効率75％のＤＣ−ＤＣコンバータを使用すれば、
総合効率50％以上の線形送信装置が実現できる。直流電
圧制御回路７として、こでは、ＤＣ−ＤＣコンバータあ
るいはシリーズ制御トランジスタを例にあげた。その他
には通常Ｓ級増幅器と呼ばれるパルス幅変調を使った直
流電圧制御回路が適用できる。動作原理が極めて似てい
るものに、降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータやスイッチン
グレギュレータがある。
線形送信装置が実現できる。例えば、電力増幅器４に電
力効率70％の飽和形増幅器を用い、直流電圧制御回路７
に電力効率75％のＤＣ−ＤＣコンバータを使用すれば、
総合効率50％以上の線形送信装置が実現できる。直流電
圧制御回路７として、こでは、ＤＣ−ＤＣコンバータあ
るいはシリーズ制御トランジスタを例にあげた。その他
には通常Ｓ級増幅器と呼ばれるパルス幅変調を使った直
流電圧制御回路が適用できる。動作原理が極めて似てい
るものに、降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータやスイッチン
グレギュレータがある。
しかし、以上説明した従来の線形返信装置において、通
常、直流電圧制御回路７は、入力電圧に対し一定の出力
を得るため、極めて低い周波数を増幅し、入出力の遮断
周波数は非常に小さく10KHz程度である。よって、この
遮断周波数より高い周波数で変動する変調波信号の増幅
器においては、直流電圧制御回路７は変調波信号の変化
に追随できない。その結果出力には歪みが発生する。例
えば、スイッチングレギュレータの周波数特性はレギュ
レータ内の制御用スイッチ周波数やフィルタなどに依存
する。この周波数特性を改善するためには制御用スイッ
チ周波数を高くすればよいが、スイッチであるトランジ
スタやダイオードのスイッチング特性により高々500KHz
程度である。このため十分な周波数特性を得ることが困
難であり、その結果変調周波数の高い変調波信号に対し
ては十分な線型送信装置を実現できない欠点があった。
常、直流電圧制御回路７は、入力電圧に対し一定の出力
を得るため、極めて低い周波数を増幅し、入出力の遮断
周波数は非常に小さく10KHz程度である。よって、この
遮断周波数より高い周波数で変動する変調波信号の増幅
器においては、直流電圧制御回路７は変調波信号の変化
に追随できない。その結果出力には歪みが発生する。例
えば、スイッチングレギュレータの周波数特性はレギュ
レータ内の制御用スイッチ周波数やフィルタなどに依存
する。この周波数特性を改善するためには制御用スイッ
チ周波数を高くすればよいが、スイッチであるトランジ
スタやダイオードのスイッチング特性により高々500KHz
程度である。このため十分な周波数特性を得ることが困
難であり、その結果変調周波数の高い変調波信号に対し
ては十分な線型送信装置を実現できない欠点があった。
本発明の目的は、前記の欠点を除去することにより、従
来の直流電圧制御回路を用い、簡易な構成で等価的に入
出力の周波数特性を広帯域化した線型送信装置を提供す
ることにある。
来の直流電圧制御回路を用い、簡易な構成で等価的に入
出力の周波数特性を広帯域化した線型送信装置を提供す
ることにある。
本発明は、変調情報信号を入力して変調波信号とその包
絡線信号とを生成出力する変調手段と、前記変調波信号
を入力信号とする半導体増幅素子を含む高周波増幅器
と、前記包絡線信号を変数とする信号に従って前記高周
波増幅器の電源端子に印加される直流電源電圧を制御す
る直流電圧制御回路とを備えた線形送信装置において、
前記変調手段と前記直流電圧制御回路との間に接続さ
れ、前記包絡線信号を入力して前記包絡線信号を変数と
する信号の振幅および位相等化を行いその出力信号を前
記直流電圧制御回路に入力する周波数等化回路を備えた
ことを特徴とする。
絡線信号とを生成出力する変調手段と、前記変調波信号
を入力信号とする半導体増幅素子を含む高周波増幅器
と、前記包絡線信号を変数とする信号に従って前記高周
波増幅器の電源端子に印加される直流電源電圧を制御す
る直流電圧制御回路とを備えた線形送信装置において、
前記変調手段と前記直流電圧制御回路との間に接続さ
れ、前記包絡線信号を入力して前記包絡線信号を変数と
する信号の振幅および位相等化を行いその出力信号を前
記直流電圧制御回路に入力する周波数等化回路を備えた
ことを特徴とする。
また、本発明は前記変調手段からの前記変調信号および
前記包絡線信号のいずれか一方を遅延する遅延回路を備
えることができる。
前記包絡線信号のいずれか一方を遅延する遅延回路を備
えることができる。
周波数等化回路は、変調手段からの包絡線信号を入力し
て、前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相
等化を行いその出力信号を直流電圧制御回路に入力す
る。
て、前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相
等化を行いその出力信号を直流電圧制御回路に入力す
る。
従って、前記直流電圧制御回路の周波数特性は、この周
波数等化回路により広帯域化が図られ、結果として、変
調周波数の高い変調波信号に対しても十分に特性を満足
することが可能となる。
波数等化回路により広帯域化が図られ、結果として、変
調周波数の高い変調波信号に対しても十分に特性を満足
することが可能となる。
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明の第一実施例を示すブロック構成図およ
び第２図はその周波数等化回路の一例を示す回路図であ
る。
び第２図はその周波数等化回路の一例を示す回路図であ
る。
本第一実施例は、変調入力端子１より変調情報信号を入
力して変調波信号とその包絡線信号とを生成出力する変
調手段としての変調器２、結合器３、包絡線検波器５お
よび補正回路６と、前記変調波信号を入力信号とする半
導体増幅素子としての電界効果トランジスタ42、入力整
合回路41、高周波阻止用のコイル43および出力整合回路
44を含む高周波増幅器としての飽和形の電力増幅器４
と、前記包絡線信号を変数とする信号に従って電力増幅
器の電源端子に印加される電源端子８からの供給直流電
源電圧を制御する直流電圧制御回路７とを備えた線形送
信装置において、 本発明の特徴とするところの、補正回路６と直流電圧制
御回路７との間に接続され、前記包絡線信号を入力して
前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相等化
を行いその出力信号を直流電圧制御回路７に入力する周
波数等化回路10を備えている。
力して変調波信号とその包絡線信号とを生成出力する変
調手段としての変調器２、結合器３、包絡線検波器５お
よび補正回路６と、前記変調波信号を入力信号とする半
導体増幅素子としての電界効果トランジスタ42、入力整
合回路41、高周波阻止用のコイル43および出力整合回路
44を含む高周波増幅器としての飽和形の電力増幅器４
と、前記包絡線信号を変数とする信号に従って電力増幅
器の電源端子に印加される電源端子８からの供給直流電
源電圧を制御する直流電圧制御回路７とを備えた線形送
信装置において、 本発明の特徴とするところの、補正回路６と直流電圧制
御回路７との間に接続され、前記包絡線信号を入力して
前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相等化
を行いその出力信号を直流電圧制御回路７に入力する周
波数等化回路10を備えている。
第２図によると、周波数等化回路10は、抵抗Ｒ１〜Ｒ６
と、コンデンサＣ１およびＣ２と、演算増幅器12および
13とを含んで構成される。そして、抵抗Ｒ１およびＲ６
の一端は入力端子11に接続され、抵抗Ｒ１の他端は抵抗
Ｒ２、コンデンサＣ１およびＣ２の一端に共通接続さ
れ、抵抗Ｒ２の他端は接地され、コンデンサＣ１の他端
は抵抗Ｒ３の他端および抵抗Ｒ４の一端とともに演算増
幅器12の出力に接続され、コンデンサＣ２の他端は抵抗
Ｒ３の一端とともに演算増幅器12の反転入力端子に接続
され、演算増幅器12の正転入力端子は接地され、抵抗Ｒ
４の他端は抵抗Ｒ５の一端および抵抗Ｒ６の他端ととも
に演算増幅器13の反転入力端子に接続され、演算増幅器
13の正転入力端子は接地され、演算増幅器13の出力は抵
抗Ｒ５の他端および出力端子14に接続される。
と、コンデンサＣ１およびＣ２と、演算増幅器12および
13とを含んで構成される。そして、抵抗Ｒ１およびＲ６
の一端は入力端子11に接続され、抵抗Ｒ１の他端は抵抗
Ｒ２、コンデンサＣ１およびＣ２の一端に共通接続さ
れ、抵抗Ｒ２の他端は接地され、コンデンサＣ１の他端
は抵抗Ｒ３の他端および抵抗Ｒ４の一端とともに演算増
幅器12の出力に接続され、コンデンサＣ２の他端は抵抗
Ｒ３の一端とともに演算増幅器12の反転入力端子に接続
され、演算増幅器12の正転入力端子は接地され、抵抗Ｒ
４の他端は抵抗Ｒ５の一端および抵抗Ｒ６の他端ととも
に演算増幅器13の反転入力端子に接続され、演算増幅器
13の正転入力端子は接地され、演算増幅器13の出力は抵
抗Ｒ５の他端および出力端子14に接続される。
次に、本実施例の動作について第３図を参照して説明す
る。ここで第３図は、直流電圧制御回路７の周波数特性
を周波数等化前と後で示し、さらに周波数等化回路10の
周波数特性を示したものである。
る。ここで第３図は、直流電圧制御回路７の周波数特性
を周波数等化前と後で示し、さらに周波数等化回路10の
周波数特性を示したものである。
第３図において、曲線Ａは周波数等化前の直流電圧制御
回路７の周波数特性を示し、そのしゃ断周波数は10KHz
以下である。これに対し周波数等化回路10の周波数特性
は、周波数等化の結果第３図の曲線Ｂのようになり、高
周波域で振幅が大となる特性を有している。この等化信
号は直流電圧制御回路７に入力され、その結果、直流電
圧制御回路７の周波数特性は第３図の曲線Ｃに示すよう
に高域特性が改善され、しゃ断周波数は50KHz 以上とな
る。この改善された直流電圧制御回路７の出力電圧によ
り、電力増幅器４のドレイン電圧ＶＤが制御されるの
で、高速の変調波信号を増幅することが可能となる。
回路７の周波数特性を示し、そのしゃ断周波数は10KHz
以下である。これに対し周波数等化回路10の周波数特性
は、周波数等化の結果第３図の曲線Ｂのようになり、高
周波域で振幅が大となる特性を有している。この等化信
号は直流電圧制御回路７に入力され、その結果、直流電
圧制御回路７の周波数特性は第３図の曲線Ｃに示すよう
に高域特性が改善され、しゃ断周波数は50KHz 以上とな
る。この改善された直流電圧制御回路７の出力電圧によ
り、電力増幅器４のドレイン電圧ＶＤが制御されるの
で、高速の変調波信号を増幅することが可能となる。
なお、このような周波数特性を有する周波数等化回路10
は、第２図にその一例を示したように、演算増幅器、抵
抗およびコンデンサを含んで簡単に構成される（ウィリ
アム著、加藤監訳「電子フィルタ」マグロウヒル社、参
照）。
は、第２図にその一例を示したように、演算増幅器、抵
抗およびコンデンサを含んで簡単に構成される（ウィリ
アム著、加藤監訳「電子フィルタ」マグロウヒル社、参
照）。
第４図は本発明の第二実施例を示すブロック構成図であ
る。
る。
本第二実施例は、第１図の第一実施例とは別の変調手段
を有する線形送信装置に本発明を適用したものである。
本第二実施例における変調手段は、複素包絡線生成回路
21、同相成分包絡線用および直交成分包絡線発生用のデ
ィジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）22および23、直交変
調器24ならびに搬送波発振器25を含む変調器部２a と、
ドレイン制御信号生成回路15とを含んでいる。
を有する線形送信装置に本発明を適用したものである。
本第二実施例における変調手段は、複素包絡線生成回路
21、同相成分包絡線用および直交成分包絡線発生用のデ
ィジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）22および23、直交変
調器24ならびに搬送波発振器25を含む変調器部２a と、
ドレイン制御信号生成回路15とを含んでいる。
この変調部２a の構成は、包絡線および位相の変化を変
調信号を発生するための公知の構成である。すなわち、
変調波の搬送波角周波数をωＣ、包絡線信号をＲ
（ｔ）、変調位相をφ（ｔ）とすると、変調波信号ｅ
（ｔ）は一般的に、 ｅ(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・Ｒｅ〔ｅｘｐ(ｊφｔ) ・ｅｘｐ(ｊωＣｔ)〕 ＝Ｒｅ〔Ｅ(ｔ)・ｅｘｐ(ｊωＣｔ)〕 (1) と表される。ただし、Ｒｅ〔・〕は〔・〕の実数部を表
す。ここで、Ｅ（ｔ）は複素包絡線と呼ばれ、 Ｅ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)−ｊＱ(ｔ) (2) Ｉ(ｔ)＝Ｒ(ｔ)ｃｏｓφ(ｔ) Ｑ(ｔ)＝Ｒ(ｔ)ｓｉｎφ(ｔ) (3) となる。Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）は、複素包絡線Ｅ
（ｔ）の同相成分および直交成分と呼ばれる。
調信号を発生するための公知の構成である。すなわち、
変調波の搬送波角周波数をωＣ、包絡線信号をＲ
（ｔ）、変調位相をφ（ｔ）とすると、変調波信号ｅ
（ｔ）は一般的に、 ｅ(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・Ｒｅ〔ｅｘｐ(ｊφｔ) ・ｅｘｐ(ｊωＣｔ)〕 ＝Ｒｅ〔Ｅ(ｔ)・ｅｘｐ(ｊωＣｔ)〕 (1) と表される。ただし、Ｒｅ〔・〕は〔・〕の実数部を表
す。ここで、Ｅ（ｔ）は複素包絡線と呼ばれ、 Ｅ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)−ｊＱ(ｔ) (2) Ｉ(ｔ)＝Ｒ(ｔ)ｃｏｓφ(ｔ) Ｑ(ｔ)＝Ｒ(ｔ)ｓｉｎφ(ｔ) (3) となる。Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）は、複素包絡線Ｅ
（ｔ）の同相成分および直交成分と呼ばれる。
複素包絡線生成回路21では、変調入力に応じたＩ（ｔ）
およびＱ（ｔ）の値をディジタル処理により算出する。
Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）の算出値をそれぞれディジタル
アナログ変換器27および28によりアナログ電圧に変換す
ることにより、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）の波形が得られ
る。これらの波形を直交変調器24に入力する。直交変調
器24ではＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）にそれぞれ同相および
直交搬送波を乗算して変調波信号ｅ（ｔ）を得、これを
出力する。
およびＱ（ｔ）の値をディジタル処理により算出する。
Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）の算出値をそれぞれディジタル
アナログ変換器27および28によりアナログ電圧に変換す
ることにより、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）の波形が得られ
る。これらの波形を直交変調器24に入力する。直交変調
器24ではＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）にそれぞれ同相および
直交搬送波を乗算して変調波信号ｅ（ｔ）を得、これを
出力する。
この複数包絡線生成回路21で算出されたＩ（ｔ）および
Ｑ（ｔ）の値を用いて包絡線信号Ｒ（ｔ）を求めること
ができる。
Ｑ（ｔ）の値を用いて包絡線信号Ｒ（ｔ）を求めること
ができる。
トレイン制御信号生成回路15では、 Ｒ(ｔ)＝〔Ｉ(ｔ)2＋Ｑ(ｔ)2〕1/2 (4) を算出することにより包絡線信号Ｒ（ｔ）を得ることが
できる。得られた包絡線信号Ｒ（ｔ）はそのまま、ある
いはドレイン制御が最適となるような補正が行われた
後、ディジタルアナログ変換器によりアナログ電圧に変
換されてドレイン制御信号生成回路15より出力される。
このドレイン制御信号生成回路15より出力されたドレイ
ン制御信号は周波数等化器10に入力され、十分な制御信
号に等化された後、直流電圧制御回路７へ加えられる。
直流電圧制御回路７は電力増幅器25のドレインバイアス
電圧ＶＤが比例して変化するように動作する。直流電圧
制御回路７に周波数等化回路10を前置することにより、
高い変調波信号を増幅する線形送信装置を実現すること
ができる。
できる。得られた包絡線信号Ｒ（ｔ）はそのまま、ある
いはドレイン制御が最適となるような補正が行われた
後、ディジタルアナログ変換器によりアナログ電圧に変
換されてドレイン制御信号生成回路15より出力される。
このドレイン制御信号生成回路15より出力されたドレイ
ン制御信号は周波数等化器10に入力され、十分な制御信
号に等化された後、直流電圧制御回路７へ加えられる。
直流電圧制御回路７は電力増幅器25のドレインバイアス
電圧ＶＤが比例して変化するように動作する。直流電圧
制御回路７に周波数等化回路10を前置することにより、
高い変調波信号を増幅する線形送信装置を実現すること
ができる。
ドレイン制御信号生成回路15としては、数値演算プロセ
ッサを用い、入力されたＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）の値か
ら式(4)に従って包絡線信号Ｒ（ｔ）を求め、これをそ
のまま、あるいは補正を加えてディジタルアナログ変換
器でアナログ電圧に変換されて出力される。また、数値
演算プロセッサの替わりにメモリテーブルを用いて簡単
に構成することができる。
ッサを用い、入力されたＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）の値か
ら式(4)に従って包絡線信号Ｒ（ｔ）を求め、これをそ
のまま、あるいは補正を加えてディジタルアナログ変換
器でアナログ電圧に変換されて出力される。また、数値
演算プロセッサの替わりにメモリテーブルを用いて簡単
に構成することができる。
第５図は、ＱＰＳＫ変調方式における包絡線信号のスペ
クトラムの一例を示す特性図である。すなわち、式(4)
の包絡線信号Ｒ（ｔ）の周波数分布である。ただし、ロ
ール・オフ＝0.5 、伝送速度は32Kb/sである。電力増幅
器４の振幅歪を50dB以下に抑えるためには、直流電圧制
御回路７の周波数特性は、直流成分より50dB低いスペク
トラム成分まで含む必要がある。よって、この場合約40
〜50KHz までの帯域が必要であることが分かる。そし
て、既に第３図で説明したように、直流電圧制御回路７
はしゃ断周波数が約50KHz 以上であり、十分にこの要求
を満足している。
クトラムの一例を示す特性図である。すなわち、式(4)
の包絡線信号Ｒ（ｔ）の周波数分布である。ただし、ロ
ール・オフ＝0.5 、伝送速度は32Kb/sである。電力増幅
器４の振幅歪を50dB以下に抑えるためには、直流電圧制
御回路７の周波数特性は、直流成分より50dB低いスペク
トラム成分まで含む必要がある。よって、この場合約40
〜50KHz までの帯域が必要であることが分かる。そし
て、既に第３図で説明したように、直流電圧制御回路７
はしゃ断周波数が約50KHz 以上であり、十分にこの要求
を満足している。
なお、本発明は、電力増幅器の電源電圧を制御する線形
送信装置において、直流電圧制御回路の入出力の周波数
等化を行うことにより制御回路の高速化を簡易に実現す
ることである。よって、電源制御の信号は必ずしも変調
波信号の包絡線に一致する必要はなく、包絡線に近い信
号でもこの効果は十分発揮することが可能である。ま
た、電力増幅器の入力変調波信号は包絡線が一定であ
り、電力増幅器で振幅変調をかけるＡＭ送信装置にも応
用が可能である。
送信装置において、直流電圧制御回路の入出力の周波数
等化を行うことにより制御回路の高速化を簡易に実現す
ることである。よって、電源制御の信号は必ずしも変調
波信号の包絡線に一致する必要はなく、包絡線に近い信
号でもこの効果は十分発揮することが可能である。ま
た、電力増幅器の入力変調波信号は包絡線が一定であ
り、電力増幅器で振幅変調をかけるＡＭ送信装置にも応
用が可能である。
第６図は本発明の第三実施例を示すブロック構成図であ
る。
る。
第三実施例は、第４図の第二実施例において、本発明の
特徴とするところの、遅延回路（τ）26および27を、そ
れぞれディジタルアナログ変換器22および23の前に付加
したものである。
特徴とするところの、遅延回路（τ）26および27を、そ
れぞれディジタルアナログ変換器22および23の前に付加
したものである。
第４図において直流電圧制御回路７に周波数等化回路10
を挿入した場合、電力増幅器４のドレイン電圧ＶＤと変
調器部２a の出力からの包絡線の位相とが相対的に遅れ
進みが生じる。本第三実施例は、電力増幅器４のドレイ
ン電圧ＶＤが電力増幅器４の変調波入力信号より包絡線
位相が遅れている場合に対するものである。この場合、
シフトレジスタ等で構成できる遅延回路（τ）26および
27を挿入して変調波信号を遅延させ、電力増幅器25のド
レイン電圧ＶＤの位相と一致させる。これにより、ドレ
イン電圧ＶＤの制御遅延による歪みを少なくすることが
できる。
を挿入した場合、電力増幅器４のドレイン電圧ＶＤと変
調器部２a の出力からの包絡線の位相とが相対的に遅れ
進みが生じる。本第三実施例は、電力増幅器４のドレイ
ン電圧ＶＤが電力増幅器４の変調波入力信号より包絡線
位相が遅れている場合に対するものである。この場合、
シフトレジスタ等で構成できる遅延回路（τ）26および
27を挿入して変調波信号を遅延させ、電力増幅器25のド
レイン電圧ＶＤの位相と一致させる。これにより、ドレ
イン電圧ＶＤの制御遅延による歪みを少なくすることが
できる。
また、進み遅れが反対になっている場合、すなわち第６
図の第三実施例では電力増幅器４のドレイン電圧ＶＤが
遅れている場合でも、遅延差の補償は可能である。この
場合の第四実施例を第７図に示す。遅延回路26および27
はドレイン制御信号生成回路15の入力側に挿入される。
この遅延回路26および27は包絡線信号を遅延させるもの
であり、遅延線などのアナログ回路でも実現でき、挿入
箇所はアナログ信号線、すなわちドレイン制御信号生成
回路15の出力または、ディジタルアナログ変換器22およ
び23の出力側となる。
図の第三実施例では電力増幅器４のドレイン電圧ＶＤが
遅れている場合でも、遅延差の補償は可能である。この
場合の第四実施例を第７図に示す。遅延回路26および27
はドレイン制御信号生成回路15の入力側に挿入される。
この遅延回路26および27は包絡線信号を遅延させるもの
であり、遅延線などのアナログ回路でも実現でき、挿入
箇所はアナログ信号線、すなわちドレイン制御信号生成
回路15の出力または、ディジタルアナログ変換器22およ
び23の出力側となる。
第８図は、32Kb/sのオフセットＱＰＳＫ信号を用いたと
きの、前記実施例による電力増幅器４の出力スペクトラ
ムである。直流電圧制御回路７を周波数等化した場合、
約５〜10dBの歪改善が見られる。
きの、前記実施例による電力増幅器４の出力スペクトラ
ムである。直流電圧制御回路７を周波数等化した場合、
約５〜10dBの歪改善が見られる。
なお、前記実施例においては、半導体増幅素子として、
電界効果トランジスタを用いたけれども、これはバイポ
ーラトランジスタでも同様である。
電界効果トランジスタを用いたけれども、これはバイポ
ーラトランジスタでも同様である。
さらに、本発明は変調が中間周波数で行われるような変
調器と高周波増幅器の間に周波数変換が含むような送信
装置にも応用が可能である。
調器と高周波増幅器の間に周波数変換が含むような送信
装置にも応用が可能である。
以上説明したように、本発明によれば、例えば飽和形の
電力増幅器を用い増幅器の電源電圧制御を行う線形送信
装置を構成し、直流電圧制御回路の入力信号を周波数等
化をすることにより、より高速の変調信号を増幅するこ
とが可能であり、しかも、周波数等化回路は簡易な構成
であり、部品点数を大きくすることなく高速線形送信装
置が実現でき、その効果は大である。
電力増幅器を用い増幅器の電源電圧制御を行う線形送信
装置を構成し、直流電圧制御回路の入力信号を周波数等
化をすることにより、より高速の変調信号を増幅するこ
とが可能であり、しかも、周波数等化回路は簡易な構成
であり、部品点数を大きくすることなく高速線形送信装
置が実現でき、その効果は大である。
第１図は本発明の第一実施例を示すブロック構成図。 第２図はその周波数等化回路の一例を示す回路図。 第３図はその周波数特性図。 第４図は本発明の第二実施例を示すブロック構成図。 第５図は包絡線スペクトラムを示す特性図。 第６図は本発明の第三実施例を示すブロック構成図。 第７図は本発明の第四実施例を示すブロック構成図。 第８図は本発明の実施例による出力スペクトラムの一例
を示す特性図。 第９図は従来例を示すブロック構成図。 １……変調入力端子、２……変調器、２a ……変調器
部、３……結合器、４……電力増幅器、５……包絡線検
波器、６……補正回路、７……直流電圧制御回路、８…
…電源端子、９……送信出力端子、10……周波数等化回
路、11……入力端子、12、13……演算増幅器、14……出
力端子、15……ドレイン制御信号生成回路、21……複素
包絡線生成回路、22、23……ディジタルアナログ変換器
（Ｄ／Ａ）、24……直交変調器、25……搬送波発振器、
26、27……遅延回路（τ）、41……入力整合回路、42…
…電界効果トランジスタ、43……コイル、44……出力整
合回路、Ｃ１、Ｃ２……コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ６……抵
抗。
を示す特性図。 第９図は従来例を示すブロック構成図。 １……変調入力端子、２……変調器、２a ……変調器
部、３……結合器、４……電力増幅器、５……包絡線検
波器、６……補正回路、７……直流電圧制御回路、８…
…電源端子、９……送信出力端子、10……周波数等化回
路、11……入力端子、12、13……演算増幅器、14……出
力端子、15……ドレイン制御信号生成回路、21……複素
包絡線生成回路、22、23……ディジタルアナログ変換器
（Ｄ／Ａ）、24……直交変調器、25……搬送波発振器、
26、27……遅延回路（τ）、41……入力整合回路、42…
…電界効果トランジスタ、43……コイル、44……出力整
合回路、Ｃ１、Ｃ２……コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ６……抵
抗。
Claims (2)
- 【請求項１】変調情報信号を入力して変調波信号とその
包絡線信号とを生成出力する変調手段（２、２a 、３、
５、15、25）と、 前記変調波信号を入力信号とする半導体増幅素子を含む
高周波増幅器（４）と、 前記包絡線信号を変数とする信号に従って前記高周波増
幅器の電源端子に印加される直流電源電圧を制御する直
流電圧制御回路（７）と を備えた線形送信装置において、 前記変調手段と前記直流電圧制御回路との間に接続さ
れ、前記包絡線信号を入力して前記包絡線信号を変数と
する信号の振幅および位相等化を行いその出力信号を前
記直流電圧制御回路に入力する周波数等化回路（10）を 備えたことを特徴とする線形返信装置。 - 【請求項２】請求項１記載の線形返信装置において、前
記変調手段からの前記変調信号および前記包絡線信号の
いずれか一方を遅延する遅延回路（26、27）を 備えたことを特徴とする線形返信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1242465A JPH0654877B2 (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 線形送信装置 |
| CA002035455A CA2035455C (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
| DE69024182T DE69024182T2 (de) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linearer sender |
| EP90909852A EP0431201B1 (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
| US07/651,375 US5251330A (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
| PCT/JP1990/000838 WO1991000653A1 (fr) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Emetteur lineaire |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1242465A JPH0654877B2 (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 線形送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03104422A JPH03104422A (ja) | 1991-05-01 |
| JPH0654877B2 true JPH0654877B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=17089488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1242465A Expired - Lifetime JPH0654877B2 (ja) | 1989-06-30 | 1989-09-19 | 線形送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0654877B2 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06177681A (ja) * | 1992-12-01 | 1994-06-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 高周波増幅装置 |
| JPH10135750A (ja) * | 1996-11-01 | 1998-05-22 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロ波帯アンプ |
| US6590940B1 (en) * | 1999-05-17 | 2003-07-08 | Ericsson Inc. | Power modulation systems and methods that separately amplify low and high frequency portions of an amplitude waveform |
| EP1450479B1 (en) * | 2003-02-20 | 2012-03-28 | Sony Ericsson Mobile Communications AB | Efficient modulation of RF signals |
| US7359680B2 (en) * | 2004-09-14 | 2008-04-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Delay calibration in polar modulation transmitters |
| US8036303B2 (en) | 2005-12-27 | 2011-10-11 | Panasonic Corporation | Transmitter apparatus |
| JP2008022513A (ja) * | 2006-06-15 | 2008-01-31 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪制御機能付き増幅装置 |
| JP5776794B2 (ja) | 2011-12-19 | 2015-09-09 | 富士通株式会社 | 増幅回路 |
| WO2013186863A1 (ja) | 2012-06-12 | 2013-12-19 | 富士通株式会社 | 増幅回路 |
| US10158330B1 (en) | 2017-07-17 | 2018-12-18 | Qorvo Us, Inc. | Multi-mode envelope tracking amplifier circuit |
| US10277173B1 (en) | 2017-11-17 | 2019-04-30 | Qualcomm Incorporated | Amplifier linearizer with wide bandwidth |
| US11374482B2 (en) | 2019-04-02 | 2022-06-28 | Qorvo Us, Inc. | Dual-modulation power management circuit |
| US11424719B2 (en) | 2019-04-18 | 2022-08-23 | Qorvo Us, Inc. | Multi-bandwidth envelope tracking integrated circuit |
| US11349436B2 (en) | 2019-05-30 | 2022-05-31 | Qorvo Us, Inc. | Envelope tracking integrated circuit |
| US11539289B2 (en) | 2019-08-02 | 2022-12-27 | Qorvo Us, Inc. | Multi-level charge pump circuit |
| US11309922B2 (en) | 2019-12-13 | 2022-04-19 | Qorvo Us, Inc. | Multi-mode power management integrated circuit in a small formfactor wireless apparatus |
| US11349513B2 (en) | 2019-12-20 | 2022-05-31 | Qorvo Us, Inc. | Envelope tracking system |
| US11539330B2 (en) | 2020-01-17 | 2022-12-27 | Qorvo Us, Inc. | Envelope tracking integrated circuit supporting multiple types of power amplifiers |
| US11716057B2 (en) | 2020-01-28 | 2023-08-01 | Qorvo Us, Inc. | Envelope tracking circuitry |
| US11728774B2 (en) | 2020-02-26 | 2023-08-15 | Qorvo Us, Inc. | Average power tracking power management integrated circuit |
| US11588449B2 (en) | 2020-09-25 | 2023-02-21 | Qorvo Us, Inc. | Envelope tracking power amplifier apparatus |
| US11909385B2 (en) | 2020-10-19 | 2024-02-20 | Qorvo Us, Inc. | Fast-switching power management circuit and related apparatus |
| EP4244981A1 (en) * | 2020-11-16 | 2023-09-20 | Qorvo US, Inc. | Envelope tracking integrated circuit operable across wide modulation bandwidth |
-
1989
- 1989-09-19 JP JP1242465A patent/JPH0654877B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03104422A (ja) | 1991-05-01 |
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