SE519541C2 - Förfarande och anordning för transformering av en reell digital bredbandig bandpassignal till en uppsättning digitala basbandssignaler med I- och Q-komponenter - Google Patents

Description

25 30 519 541 2 erfordrar en stor mängd databehandling. Vidare kräver de erforderliga lokal- oscíllatorerna mycket utrymme och förbrukar effekt.

SUMMERING AV UPPFINNINGEN Ett syftemål för föreliggande uppfinning är reducering av den mängd databe- handling som erfordras vid transformering från bredbandig signal till bas- bandssignaler och från basbandssignaler till bredbandiga signaler.

Detta syftemål löses genom förfarandet, anordningen och basstationen i enlig- het med de bifogade patentkraven.

Ytterligare ett syftemål för föreliggande uppfinning är en föredragen typ av komplext filter som används i denna transformering.

Kort uttryckt utför föreliggande uppfinning kanalsepareríngen vid den högfre- kventa bredbandiga signalens samplingsfrekvens genom användning av komp- lexa bandpassfilter. I stället för demodulering av den bredbandiga signalen ned till basbandet kan en frekvensreduktion utföras på I- och Q-signalerna, som erhålls direkt från de komplexa filtren, helt enkelt genom decimering (ned- sampling) av antalet sampel.

På liknande sätt kan ett komplext filter användas för filtrering av en interpole- rad (uppsamplad) basbands- eller lågfrekvenssignal, i och för erhållande av en smalbandig högfrekvent signal. Sådana högfrekventa signaler kan sedan kom- bineras till en bredbandig signal för sändning.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen samt ytterligare syftemål och fördelar som uppnås med denna förstås bäst genom hänvisning till nedanstående beskrivning samt de bifogade ritningarna, i vilka: 10 15 20 25 30 Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig. 519 541 1 är ett blockschema av ett enkelt FIR-filter; 2 är ett blockschema av en utföringsform av ett motsvarande komplext FIR-filter; 3 är ett blockschema av en annan utföringsform av ett komplext FIR-filter; 4 är ett blockschema illustrerande komplex multiplikation utförd av filtren i Fig. 2-3; 5 är ett blockschema av ett reellt bilinjärt digitalt stegfilter (Bilinear Digital Ladder Filter = BDLF); 6 är ett blockschema av en utföringsform av ett komplext BDLF-filter i enlighet med föreliggande uppfinning; 7 är ett blockschema av en tidigare känd basstation som transformerar en bredbandig högfrekvent signal till separerade basbandssignaler; 8 är ett blockschema av en föredragen utföringsform av en basstation i enlighet med föreliggande uppfinning som transformerar en bred- bandig högfrekvent signal till separerade basbandssignaler; 9 är ett effektspektrumdiagram illustrerande funktionen av basstationen i Fig. 7; 10 är ett effektspektrumdiagram illustrerande funktionen av basstationen i Fig. 8; 11 är ett blockschema av en tidigare känd basstation som transformerar en uppsättning basbandssignaler till en bredbandig högfrekvent signal; 10 15 20 25 30 Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

F ig.

Fig. 519 541 12 är en föredragen utföringsform av en basstation i enlighet med före- liggande uppfinning som transformerar en uppsättning basbands- signaler till en bredbandig högfrekvent signal; 13 är ett effektspektrumdiagram illustrerande funktionen av basstationen iFig.11; 14 är ett effektspektrumdiagram illustrerande funktionen av basstationen i Fig. 12; 15 är ett effektspektrumdiagram illustrerande en basbandssignal; 16 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av att vissa av samplen i basbandssignalen med effektspektrum enligt Fig. 15 sätts till noll; 17 är ett effektspektrumdiagraln illustrerande effekten av att nollsamplen utelämnas i en signal med effektspektrum enligt Fig. 16; 18 är ett effektspektrumdiagram illustrerande en passbandssignal; 19 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av att vissa av samplen i en passbandssignal med effektspektrum enligt Fig. 18 sätts till noll; 20 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av att utelämna nollsamplen i en signal med effektspektrum enligt Fig. 19; 21 är ett effektspektrumdiagram illustrerande en bredbandig signal; 22 är ett effektspektrumdiagram illustrerande ett komplext filter avsett att verka pä en bredbandig signal med effektspektrum enligt Fig. 21; 10 15 20 25 30 Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig. 519 541 23 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av det komplexa filtret pä en bredbandig signal med effektspektrum enligt Fig. 21; 24 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av att sätta vissa av samplen i en passbandssignal med effektspektrum enligt Fig. 23 till noll; 25 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av att utelämna nollsamplen i en signal med effektspektrum enligt Fig. 24; 26 är ett effektspektrumdiagram illustrerande en bredbandig signal; 27 är ett effektspektrumdiagram illustrerande ett komplext filter avsett att verka pä en bredbandig signal med effektspektrum enligt Fig. 26; 28 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av det komplexa filtret på en bredbandig signal med effektspektrum enligt Fig. 26; 29 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av att sätta vissa av samplen i en passbandssignal med effektspektrum enligt Fig. 28 till noll; 30 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av att utelämna nollsamplen i en signal med effektspektrum enligt Fig. 29; 31 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av lägpassfiltrering av en signal med effektspektrum enligt Fig. 30; 32 är ett effektspektrumdiagram illustrerande en basbandssignal; 33 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av nollutfyllníng av en basbandssignal med effektsspektrum enligt Fig. 32; lO 15 20 25 30 Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig.

Fig. 519 541 34 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av lägpassfiltrering av en signal med effektspektrum enligt Fig. 33; 35 är ett effektspektrumdiagram illustrerande en basbandssignal; 36 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av nollutfyllning av en basbandssignal med effektspektrum enligt Fig. 35; 37 är ett effektspektrumdiagram illustrerande effekten av komplex passbandsfiltrering av en signal med effektspektrum enligt Fig. 36; 38 är ett flödesschema som illustrerar förfarandet för transformering av en bredbandig signal till en uppsättning basbandssignaler i enlighet med föreliggande uppfinning; 39 är ett flödesschema som illustrerar förfarandet för transformering av en uppsättning basbandssignaler till en bredbandig signal i enlighet med föreliggande uppfinning; och 40 är ett blocksschema av en mera generell samplingsfrekvensomvandlare, som omvandlar samplingsfrekvenser med rationella kvoter.

DETALJERAD BESKRIVNING AV DE FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMERNA Genomgående har i ritningarnas figurer samma hänvisningsbeteckningar an- vänts för samma eller liknande element.

Eftersom begreppet komplext filter är väsentligt för denna uppfinning kommer denna beskrivning att börja med att introducera komplexa filter under hänvis- ning till Fig. 1-6. 10 15 20 25 30 519 541 Fig. 1 illustrerar ett enkelt PIR-filter med två fördröjningselement betecknade z-1 och ñlterkoefficienter ao, a1 och ag.

En väsentlig komponent i föreliggande uppfinning är ett komplext bandpassfil- ter. I enlighet med en föredragen utföringsform av föreliggande uppfinning kon- strueras ett sådant komplext bandpassfilter genom konstruktion av en lägpass- filterprototyp med alla de önskade egenskaperna, d v s passbandrippel, trans- missionsband och gränsfrekvens (cut off frequency), och genom frekvens- translatering av detta lågpassfílter till ett komplext bandpassfilter. Denna fre- kvenstranslation utförs genom substituering av zo-z i stället för z i lågpassfilter- prototypens överföringsfunktíon. Här är zo en punkt på enhetscirkeln definierad av ZO = CjQOT där Qo är mitt(vinkel)frekvensen för passbandet i det translaterade komplexa filtret och T är samplingsperioden.

Om det antages att Fig. I representerar lägpassfilterprototypen, kan motsva- rande komplexa bandpassfilter vara av den form som visas i Fig. 2. I Fig. 2 associeras en multiplikation med en faktor 20-1 med varje fördröjningselement z>1. I Fig. 2 har dessutom signalvägarna försetts med dubbelpílar för att fram- häva det faktum att signalerna kan vara komplexvärda.

Fig. 3 visar ett ekvivalent komplext filter, i vilket den komplexa multiplikationen i stället har kombinerats med filterkoefficienterna, varigenom antalet erforderli- ga multiplicerare reduceras. Överföringsfunktionerna för filtren i Fig. 2 och 3 är alltså identiska.

Fig. 4 illustrerar en möjlig implementering av en multiplikation av en komplex signal A med en komplex koefficient z för erhållande av en komplex utsignal B.

Som framgår av Fig. 4 ästadkoms detta genom uppdelning av signalerna A och 10 15 20 25 30 519 541 8 B och multiplikationskoefficienten z i respektive real- och imaginärkomponenter och utförande av 4 reella multiplikationer och 2 reella additioner.

En särskilt attraktiv form av digitala filter är s k bilinjära digitala stegfilter, nedan kallade BDLF-filter. Fördelarna med reella BDLF-filter diskuteras utför- ligt i [l]. Denna publikation demonstrerar att dessa filter konkurrerar ut tidiga- re kända reella filterstrukturer, såsom vägdigitalfilter (WDF-filter) och kaskad- kopplade biquad-element med avseende på koefficientkvantiserings- och sig- nalkvantiseringsbrusniväer. I jämförelse med WDF-filter visar de sig även ha en mindre komplex struktur i termer av det totala antalet erforderliga adderare.

Fig. 5 visar ett blockschema av ett reellt femte ordningens BDLF-lågpassfilter. I denna figur har samma beteckningar använts som i [l]. Av speciellt intresse här är fördröjningselementen z-l. Om dessa element kompletteras med en mul- tiplikation med zçyl kan detta lägpassfilter transformeras till ett bandpassfilter på samma sätt som filtren i Fig. 2 och 3. Ett sådant komplext BDLF- bandpassfilter illustreras i blockschemat i Fig. 6. (Genom användning av hög- passfilter eller bredbandiga lägpassñlterprototyper är det även möjligt att kon- struera komplexa bandstoppfilter genom att i stället utföra frekvensskiftningen på dessa prototyper. ) Anledningen till att komplexa BDLF-filter föredrages är att de bibehåller de utmärkta egenskaperna för reella BDLF-ñlter som nämnts OVan.

Sedan komplexa filter som sådana har beskrivits kommer nu tillämpningen av dessa filter vid basstationen enligt föreliggande uppfinning att beskrivas.

Fig. 7 illustrerar en typisk basstation i ett radiokommunikationssystem. För förenkling av beskrivningen inkluderas endast block som är nödvändiga för att beskriva skillnaden mellan den kända tekniken och föreliggande uppfinning i figuren. En antenn mottager en bredbandig signal, som förstärks i en förstärka- re A, passerar genom ett bandpassfilter BP och omvandlas i en digital reell bredbandig signal genom en analog-till-digital omvandlare A/ D. I den illustre- rade utföringsformen utförs A/D-omvandlingen direkt på RF-signalen, men det är även möjligt att utföra A/D-omvandlingen på en mellanfrekvenssignal (IF) 10 15 20 25 30 519 541 9 genom inkludering av ett blandarsteg mellan bandpassfiltret BP och A/ D- omvandlaren. Den digitala bredbandiga signalen inkluderar alla kanalerna (i ett FDMA-system) eller kanalgrupperna (i ett TDMA-system). Sålunda utförs en kanal- eller kanalgruppsseparation genom matning av den digitala bredbandiga signalen till en uppsättning demodulatorer DEM. Dessa demodulatorer har re- spektive demodulationsfrekvenser (21, Q2,..., QN, vilka svarar mot mittfrekven- serna för de frekvensband som skall separeras. Demodulatorn alstrar kompo- nenten i fas (I) och i kvadratur (Q) av varje frekvensband. Eftersom demodule- ringen utförs på hela den bredbandiga signalen måste I- och Q-komponenterna lägpassfiltreras i filter LP. Signalerna befinner sig nu vid basband, men har en onödigt hög samplingsfrekvens. Därför reduceras samplingsfrekvensen i ned- sarnplare lD, vilka väsentligen ignorerar erforderligt antal sampel för reduce- ring av samplingsfrekvensen. Om exempelvis den bredbandiga signalen har en bandbredd på 30 MHz och innehåller 1000 kanaler (N=1000) eller kanalgrup- per, alla med en bandbredd på endast 30 kHz, kommer nedsamplarna JfD i typfallet att behålla endast vart l0O0:e sampel.

En allvarlig nackdel hos den tidigare kända basstationen är att demodulationen måste utföras vid en mycket hög frekvens (av samma storleksordning som dubbla bandbredden av den bredbandiga signalen). Eftersom signalen redan är i digital form innebär detta ett enormt antal multiplikationer av samplen med sinus- och cosinus-värden lagrade i tabeller.

Fig. 8 illustrerar ett liknande blockschema av en basstation i enlighet med före- liggande uppfinning. Den mottagna signalen förstärks, bandpassñltreras och omvandlas till digital form såsom i utföringsformen enligt Fig. 7. Den digitala bredbandiga signalen leds dock ej till demodulatorer, såsom i Fig. 7, utan istäl- let till en uppsättning komplexa bandpassfilter CMPLX BP med mittfrekvenser Qi, Q2,..., QN . Eftersom den bredbandiga signalen är en reell signal kommer den andra ingången till dessa komplexa bandpassfilter CMPLX BP att vara 0 (i denna beskrivning antages att de övre in- och utsignalerna från ett komplext bandpassfilter svarar mot realdelarna, medan de nedre in- och utsignalerna svarar mot imaginärdelarna). Dessa komplexa digitala bandpassfilter kommer 10 15 20 25 519 541 10 direkt att alstra de önskade I- och Q-komponenterna (eftersom de reella och imaginära utsignalerna från komplext filter redan är i kvadratur), men vid de smala högfrekvensbanden centrerade runt Qi, 92,", QNi stället för vid bas- bandet. Dessa l- och Q-komponenter nedsamplas i nedsamplare lfD. Om den bredbandiga signalen antages ha en bandbredd pä 30 MHz och de smala ban- den antages ha en bandbredd på 30 kHz kommer decimeringen att vara av storleksordningen 1000 gånger. Slutligen lågpassfiltreras de decimerade signa- lerna i digitala lägpassfilter LP.

Fig. 9 och 10 jämför Signalbehandling för den tidigare kända basstationen i Fig. 7 med basstationen enligt föreliggande uppfinning i enlighet med utföringsfor- men enligt Fig. 8. Båda utföringsformerna börjar med en digital bredbandig sig- nal WB. Denna bredbandiga signal innehåller ett stort antal frekvensband, vart och ett innehållande en kanal eller kanalgrupp. I F ig. 9 och 10 representerar P effekten för respektive signaler, medan Q representerar (vinkel)frekvensen. Den bredbandiga signalen WB är en högfrekvent signal. Detta faktum har represen- terats genom en bruten frekvensaxel. I den tidigare kända basstationen bríngar demodulatíonerna den bredbandiga signalens kanaler ned till basbandet. Detta kan ses i mitten av Fig. 9. Observera att hela signalen transformerats till bas- bandet och att de olika frekvensbanden i den bredbandiga signalen är centrera- de på basbandet i beroende av de använda demodulationsfrekvenserna S21, Q2,..., QN.

I basstationen enligt föreliggande uppfinning leds den bredbandiga signalen WB genom en uppsättning komplexa bandpassfilter CMPLX BP i stället för att de- moduleras. Dessa transformerar den bredbandiga signalen WB till en uppsätt- ning komplexa högfrekventa smalbandiga signaler centrerade runt mittfrekven- serna Qi, Q2,..., QN, som illustreras i mitten av Fig. 10. 10 15 20 25 30 519 541 11 I den tidigare kända basstationen kommer lågpassfiltreringen att avlägsna oönskade smala frekvensband och decimeringen att reducera samplings- frekvensen. Resultatet är de separerade basbandssignalerna som illustreras till höger i Fig. 9.

I basstationen enligt föreliggande uppfinning decimeras de komplexa smalban- diga högfrekventa signalerna. Slutligen lågpassñltreras dessa decimerade sig- naler för erhållande av de separerade komplexa basbandssignalerna. Dessa steg kommer att beskrivas ytterligare under hänvisning till Fig. 15-31.

Fig. 7-10 beskriver hur en bredbandig signal separeras i kanaler eller kanal- grupper. Fig. 11-14 beskriver den omvända processen, nämligen hur kanaler eller kanalgrupper kan kombineras till en bredbandig signal för sändning från en basstation.

Fig. ll visar den tidigare kända lösningen på detta problem. I- och Q- komponenterna, vilka nu är basbandssignaler, interpoleras i uppsamplare TU och lågpassfilter LP. Denna uppsampling kan utföras genom införande av ett antal nollsampel mellan varje sampel av I och Q. Om samma frekvensband som tidigare antages kommer lOOO nollor att införas mellan varje sampel av I och Q.

Denna uppsampling alstrar en sekvens, i vilken kopior av det ursprungliga spektrumet produceras. Den interpolerade sekvensen erhålls sedan genom låg- passfiltrering av dessa signaler i lågpassfilter LP. Detta avlägsnar kopiorna av det spektrum som erhålls genom nollutfyllning. De interpolerade signalerna moduleras sedan i modulatorer MOD med modulationsfrekvenser Ql, Q2,..., QN De resulterande komponenterna kombineras i adderare, och de erhållna reella smalbandiga högfrekventa signalerna kombineras, D/ A-omvandlas, bandpass- filtreras (BP), förstärks (A) och sänds. Denna tidigare kända basstation har samma nackdel som basstationen i Fig. 7, nämligen att ett enormt antal mul- tiplikationer måste utföras under moduleringsprocessen av den interpolerade signalen. 10 15 20 25 30 519 541 12 Fig. 12 illustrerar en motsvarande basstation i enlighet med föreliggande upp- finning. Såsom i utföríngsformen enligt Fig. 11 kommer nollutfyllning att intro- ducera spektrumkopior. I detta fall väljs dock en av dessa kopior såsom det spektrum som skall bibehållas, nämligen den kopia som har centrumfrekven- sen Qi, i=1,2,...,N. Detta smala spektrum erhålls genom filtrering av de nollut- fyllda eller uppsamplade signalerna i komplexa bandpassfilter CMPLX BP med mittfrekvenser Qi, Q2,..., QN. Såsom en sidoeffekt erhålls en reell smalbandig högfrekvent signal direkt ur dessa komplexa bandpassfilter (i praktiken kan en liten imaginår del kvarstå på grund av exempelvis kvantiseringsfel, men denna del ignoreras helt enkelt). Resten av basstationen i Fig. 12 svarar mot bassta- tionen i Fig. 11.

Fig. 13-14 illustrerar dessa processer i signalspektrumform. I Fig. 13, som sva- rar mot basstationen i Fig. 11, interpoleras, moduleras och bandpassfiltreras basbandssignalerna. Detta ger de smalbandiga högfrekventa signalerna i mitten av figuren. Dessa signaler kombineras till en bredbandig signal WB.

I Fig. 14, som svarar mot basstationen i Fig. 12, uppsamplas och bandpassfilt- reras basbandssignalerna vid motsvarande mittfrekvenser Ql, Q2,..., QN. Dessa steg beskrivs mera i detalj under hänvisning till Fig. 32-37. Slutligen kombine- ras de högfrekventa smalbandiga signalerna till den bredbandiga signalen WB.

Decimeringsprocessen kommer nu att förklaras under hänvisning till Fig. 15- 31.

Fig. 15-17 illustrerar decimering av en basbandssignal. Spektrum av den ur- sprungliga signalen visas i Fig. 15. En ny signal kan erhållas ur denna signal genom bibehållande av vart Mzte sampel och nollställning av resten av samplen.

Om denna process utförs med exempelvis M=6 alstras en signal med det spekt- rum som visas i Fig. 16. Effekten av "nollningen" är att alstra likformigt åtskilda kopior av det ursprungliga spektrumet. Decimeringen avslutas genom utelärn- nande av noll-samplen. Det resulterande spektrumet visas i Fig. 17. Effekten av 10 15 20 25 30 519 541 13 utelämnande av dessa noll-sampel är att sänka samplingsfrekvensen från fs till fs' (fs'=fs/6 i exemplet).

I praktiken utelämnas det ovan beskrivna "nollnings"-steget och behålls endast vart Mzte sampel. "Nollníngs"-steget gör det dock lättare att förstå hur samma decimeringsprocess även kan användas för passbandssignaler. Detta kommer nu att förklaras under hänvisning till Fig. 18-20.

Fig. 18 illustrerar spektrum av en passbandssignal. Såsom i fallet med bas- bandssignalen alstras kopior av detta spektrum genom nollning av ursprungs- signalen. Om samplingsfrekvensen fs och decimeringsfaktorn M har valts med omsorg kommer spektrum för en av kopiorna av passbandssignalen att falla i basbandet. Detta illustreras av Fig. 19. I själva verket visar en jämförelse av Fig. 16 med Fig. 19 att de är identiska. Genom utelämnande av noll-samplen kommer därför en decimerad basbandssígnal med lägre samplingsfrekvens att erhållas även i detta fall, såsom illustreras av Fig. 20.

Ett väsentligt särdrag vid omvandling av en passbandssignal till basbandet ge- nom decimering är därför att passbandssignalen faller på det "kopienät" som alstras av "nollningen". I ett sådant fall kommer en kopia av passbandssigna- lens spektrum automatiskt att alstras i basbandet. En högre decimeringsfaktor kommer att ge upphov till ett tätare nät och därför öka antalet möjliga pass- bandspositioner.

Fig. 21-25 illustrerar decimering med en faktor M=10. Fig. 21 illustrerar spekt- rum av den bredbandiga signalen från analog-till-digital omvandlaren A /D i Fig. 8. Här har alla möjliga "kopienät"-positioner indikerats. Operatören av radio- kommunikationssystemet har dock tilldelats endast ett visst frekvensband inom denna bredbandiga signal. I Fig. 21 har endast 3 kanaler (eller kanal- grupper) reserverats för operatören. Observera att alla 3 kanalerna ligger på "kopienätet". Det är därför möjligt att separera och omvandla alla 3 kanalerna till basbandet. Antag att den första av dessa tre kanaler skall separeras och konverteras till basbandet. Detta har indikerats i Fig. 22, där den tjocka linjen 10 15 20 25 30 519 541 14 representerar överföringsfunktionen för ett komplext bandpassfilter. Efter filtre- ring erhålls spektrumet i Fig. 23. Detta liknar spektrumet i Fig. 18. Därför lik- nar Fig. 24 och 25 Fig. 19 respektive 20. Observera att kopiorna i Fig. 24 lig- ger i samma nätpositioner som kanalerna i Fig. 21, som avsetts. Eftersom de andra två kanalerna som används av operatören också ligger på samma nät, år det möjligt att konvertera även dessa kanaler till basbandet genom användning av samma decimeringsfaktor (M= 10).

Eftersom kanalseparationen i typfallet endast är av storleksordningen 25-30 kHz och den bredbandiga signalen kan ha en bandbredd av storleksord- ningen 30 MHz, ställer detta tämligen höga krav på det komplexa bandpassfilt- ret, eftersom övergångsbandet är mycket smalt. Fig. 26-31 illustrerar ett sätt att reducera dessa krav genom breddning av övergångsbandet.

Fig. 26 illustrerar en liknande bredbandig signal som i Fig. 21. I detta fall an- vänds dock ej alla kanalerna i operatörsbandet, utan endast kanalerna 1 och 3.

Såsom kommer att visas nedan möjliggör detta val av ett bredare filter, såsom illustreras i Fig. 27. Efter komplex bandpassfiltrering ( Fig. 28), nollning (Fig. 29) och utelämnande av nollor, ser spektrum ut såsom i Fig. 30. (Observera att i detta exempel är decimeringsfaktorn M=5.) Den oönskade delen av spektrumet kan elimineras genom ett lågpassfilter (LP i Fig. 8) representerat av den breda heldragna linjen i Fig. 30. Detta resulterar i spektrumet i Fig. 31.

Fig. 32-37 illustrerar interpolerings- eller uppsamplingsprocessen mera i detalj.

Fig. 32 visar spektrumet för en basbandssignal. Spektrumet i Fig. 33 represen- terar spektrumet för en signal som erhålls genom nollutfyllning av signalen som har spektrumet i Fig. 32. I exemplet har 6 nollor införts mellan varje sampel i den ursprungliga signalen. Efter lågpassfiltrering (indikeras av den breda hel- dragna linjen i Fig. 33) ser spektrumet för den interpolerade signalen ut såsom i Fig. 34.

Såsom i fallet med decimering kan ovan beskrivna interpoleringsmetod använ- das för erhållande av passbandssignaler. Detta illustreras i Fig. 35-37. Fig. 35 10 15 20 25 30 519 541 15 visar samma ursprungliga signal som i Fig. 32. Efter nollutfyllning ser spekt- rum ut som i Fig. 36, vilket liknar Fig. 33. I stället för lågpassfiltreríng för er- hållande av en ínterpolerad basbandssignal används nu en av kopiorna för yt- terligare behandling. Detta har indikerats av den breda heldragna linjen i Fig. 36. Denna linje representerar ett komplext bandpassfilter i stället för ett låg- passfilter (i själva verket representerar den samma lågpassfilter transformerat till en högre frekvens, såsom förklarats ovan under hänvisning till Fig. l och 2), vilket alstrar den önskade högfrekventa signalen (Fig. 36). Såsom i fallet deci- mering måste det önskade frekvensbandet ligga på "kopienätet".

F ig. 38 är ett flödesschema som illustrerar de väsentliga stegen i kanal- eller kanalgruppssepareringsförfarandet i enlighet med föreliggande uppfinning.

Fig. 39 är ett flödesschema som illustrerar de väsentliga stegen i kanal- eller kanalgruppskombineringsförfarandet i enlighet med föreliggande uppfinning.

Fig. 40 illustrerar generalisering av decimerings- och interpoleringsmetoderna som beskrivits ovan. I Fig. 40 sker omsamplíngen av signalen med en rationell faktor U/ D. Detta åstadkoms genom en uppsampling med en faktor U följd av bandpassfiltrering och nedsampling med en faktor D. På detta sätt kan det vara lättare att anpassa kanalerna till "kopienätet".

Såsom nämnts ovan utgörs det komplexa bandpassfilter som används i bassta- tionen enligt föreliggande uppfinning företrädesvis av komplexa BDLF-filter, men det inses att andra komplexa filterstrukturer, såsom WDF-filter, biquad- filter, etc även kan användas.

Fackmannen inser att olika modifieringar och förändringar kan göras vid före- liggande uppfinning utan avvikelse från dess grundtanke och ram, som definie- ras av de bifogade patentkraven. 519 541 16 REFERENS S. Signell, T. Kouyoumdjiev, K. Mossberg, L. Harnefors, "Design and Analysis of Bilínear Digital Ladder Fílters", IEEE T ransactions of Cir- cuits and Systems, Feb. 1996.

Claims (14)

10 15 20 25 30 519 541 I? PATE NT KRAV

1. Förfarande för transformering av en reell digital bredbandig högfrekvent bandpassignal till en uppsättning digitala basbandssignaler med I- och Q- komponenter, k ä n n e t e c k n a t a v stegen: bildande av en uppsättning komplexa digitala smalbandíga högfrekventa signaler genom samtidig filtrering av den reella digitala bredbandiga högfre- kventa bandpassignalen i en uppsättning komplexa digitala bandpassfilter med i huvudsak icke överlappande smala passband; konvertering av uppsättningen av komplexa digitala smalbandíga hög- frekventa signaler till nämnda uppsättning digitala basbandssignaler med I- och Q-komponenter genom nedsampling och lågpassfiltrering av varje komplex digital smalbandig högfrekvent signal till en motsvarande digital basbandssig- nal med I- och Q-komponenter.

2. Anordning för transformering av en reell digital bredbandig högfrekvent bandpassignal till en uppsättning av digitala basbandssignaler med I- och Q- komponenter, kännetecknad av: en uppsättning, komplexa digitala bandpassfilter (Q1, 92,", QN) med i huvudsak icke överlappande smala passband för separering av den reella digi- tala bredbandiga högfrekventa bandpassignalen i en uppsättning komplexa di- gitala smalbandíga högfrekventa signaler; och organ (lfD, LP) för konvertering av nämnda uppsättning av komplexa digitala smalbandíga högfrekventa signaler till nämnda uppsättning digitala basbandssignaler med I- och Q-komponenter genom nedsampling (lD) och låg- passfiltrering (LP) av varje komplex digital smalbandig högfrekvent signal till en motsvarande digital basbandssignal med I- och Q-komponenter.

3. Anordning enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d a v att vart och ett av de komplexa digitala bandpassfiltren (Ql, Q2,..., QN) bildas av ett reellt digi- talt lågpassfilter som transformerats till ett komplext digitalt bandpassfilter ge- nom en transformation av dess digitala lågpassfilteröverföringsfunktion till en komplex digital bandpassfilteröverföringsfunktion. 10 15 20 25 30 519 541 /8

4. Anordning enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d a v att de komplexa digitala bandpassñltren ((21, Q2,..., QN) bildas av bilinjära digitala stegfilter med komplexa överföringsfunktioner.

5. F örfarande för transformering av en uppsättning digitala basbandssig- naler med I- och Q-komponenter till en reell digital bredbandig högfrekvent bandpassignal, k ä. n n e t e c k n a t a v stegen: konvertering av närnnda uppsättning digitala basbandssignaler med I- och Q-komponenter till en uppsättning komplexa digitala högfrekventa signaler genom uppsampling av varje digital basbandssignal med I- och Q-komponenter till en motsvarande komplex digital högfrekvent signal; bildande av en uppsättning reella digitala smalbandiga högfrekventa signaler genom filtrering av nämnda uppsättning komplexa högfrekventa sig- naler i en motsvarande uppsättning komplexa digitala bandpassfilter med i hu- vudsak icke överlappande smala passband; addering av de reella digitala smalbandiga högfrekventa signalerna för bildande av den reella digitala bredbandiga högfrekventa bandpassignalen.

6. Anordning för transformering av en uppsättning digitala basbandssíg- naler med I- och Q-komponenter i en reell digital bredbandig högfrekvent band- passignal, kännetecknad av: organ (TU) för konvertering av nämnda uppsättning digitala basbands- signaler med I- och Q-komponenter till en uppsättning komplexa digitala hög- frekventa signaler genom uppsampling (TU) av varje digital basbandssignal med I- och Q-komponenter till en motsvarande komplex digital högfrekvent signal; en uppsättning komplexa digitala bandpassfilter (S21, Q2,..., QN) med i huvudsak icke överlappande smala passband för filtrering av uppsättningen komplexa digitala högfrekventa signaler till en uppsättning reella digitala smal- bandiga högfrekventa signaler; organ (+) för addering av de reella digitala smalbandiga högfrekventa signalerna för bildande av den reella digitala bredbandiga högfrekventa band- passsignalen. 10 15 20 25 30 519 541 /°l

7. Anordning enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a d a v att vart och ett av de komplexa digitala bandpassñltren (Qi, Q2,..., QN) bildas av ett reellt digi- talt lågpassfilter som transformerats till ett komplext digitalt bandpassfilter ge- nom en transformation av dess digitala lågpassfilteröverföringsfunktion till en komplex digital bandpassñlteröverföringsfunktion.

8. Anordning enligt krav 7, k ä n n e t e c k n a d a v att de komplexa digitala bandpassfiltren (Qi, Q2,..., QN) bildas av bilinjära digitala stegfilter med komplexa överföringsfunktioner.

9. Basstation i ett radiokommunikationssystem, vilken basstation inklude- rar organ för transformering av en reell digital bredbandig högfrekvent band- passignal i en uppsättning digitala basbandssígnaler med I- och Q- komponenter, kännetecknad av: en uppsättning komplexa digitala bandpassfilter ((21, Q2,..., QN) med i huvudsak icke överlappande smala passband för separering av den reella digi- tala bredbandiga högfrekventa bandpassignalen i en uppsättning komplexa di- gitala smalbandiga högfrekventa signaler; organ (lD, LP) för konvertering av nämnda uppsättning komplexa digi- tala smalbandiga högfrekventa signaler till nämnda uppsättning digitala bas- bandssígnaler med I- och Q-komponenter genom nedsampling (lD) och låg- passfiltrering (LP) av varje komplex digital smalbandig högfrekvent signal till en motsvarande digital basbandssignal med I- och Q-komponenter.

10. Basstation enligt krav 9, k ä n n e t e c k n a d a v att vart och ett av de komplexa digitala bandpassfiltren (01, Q2,..., QN) bildas av ett reellt digi- talt lågpassfilter som har transformerats till ett komplext digitalt bandpassñlter genom en transformation av dess digitala lågpassfilteröverföringsfunktion till en komplex digital bandpassñlteröverföringsfunktion. 10 15 20 25 30 519 20 541

11. ll. Basstatíon enligt krav 10, k ä. n n e t e c k n a d a v att de kom- plexa digitala bandpassfiltren ((21, Q2,..., QN) bildas av bilinjära digitala stegñlter med komplex överföringsfunktion.

12. Basstatíon i ett radiokommunikationssystem, vilken basstation inklude- rar organ för transformering av en uppsättning digitala basbandssignaler med I- och Q-komponenter till en reell digital bredbandig högfrekvent bandpassig- nal, kännetecknad av: organ (TU) för konvertering av nämnda uppsättning digitala basbands- signaler med I- och Q-komponenter till en uppsättning komplexa digitala hög- frekventa signaler genom uppsampling (TU) av varje digital basbandssignal med I- och Q-komponenter till en motsvarande komplex digital högfrekvent signal; en uppsättning komplexa digitala bandpassfilter ((21, Q2,..., QN) med i huvudsak icke överlappande smala passband för filtrering av nämnda uppsätt- ning komplexa digitala högfrekventa signaler till en uppsättning reella digitala smalbandiga högfrekventa signaler; organ (+) för addering av de reella digitala smalbandiga högfrekventa signalerna för bildande av den reella digitala bredbandiga högfrekventa band- passignalen.

13. Basstatíon enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d a v att vart och ett av de komplexa digitala bandpassñltren (Q1, Qg,..., QN) bildas av ett reellt digitalt lågpassñlter som transformerats till ett komplext digitalt bandpassfilter genom en transformation av dess digitala lägpassfilteröverföringsfunktion till en komplex digital bandpassfilteröverföringsfunktion.

14. Basstatíon enligt krav 13, k ä n n e t e c k n a d a v att de kom- plexa digitala bandpassfiltren ((21, Q2,..., QN) bildas av bilinjära digitala stegfilter med komplexa överföringsfunktioner.