JPH11500882A - 位相変調器及び周波数逓倍器を備えた送信器を用いる伝送システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 位相信号点配置に従ってディジタルシンボルを伝送する伝送システムにおいて、送信器（２）は、変調された搬送波信号を得るため位相変調器（８）及び周波数逓倍器（１８）が設けられる。変調された搬送波信号の劣化を防止するため、周波数逓倍器（１８）の入力信号点配置は、少なくとも周波数逓倍器の出力信号点配置に対し付加的な位相状態を有する。周波数逓倍器（１８）の入力での信号点配置の位相状態の数は、周波数逓倍器の出力での信号点配置の位相状態の数のＮ倍である点が有利である。

Description

【発明の詳細な説明】 位相変調器及び周波数逓倍器を備えた送信器を用いる伝送システム 本発明は、位相変調器と周波数逓倍器との縦続接続により構成され、所定の数 の位相状態を有する出力信号点配置(constellation)に従ってディジタルシンボ ルのシーケンスにより変調された搬送波を伝送媒体を介して受信器に送信する送 信器からなる伝送システムに関する。 本発明は、更に、搬送波上で変調されたディジタルシンボルを送信する送信器 に関する。 上記のシステムは、日本国特許公開公報第５３−１１０３５５号により知られ ている。 所定の数の位相状態を備えた信号点配置に従って搬送波上で変調されたディジ タルシンボルを伝送する伝送システムは、多数の応用で使用される。かかる応用 の例は、移動無線、無線中継システム、及びマイクロ波ビデオ配給システム（Ｍ ＶＤＳ）のような放送システムである。使用される信号点配置は、ＢＰＳＫ（バ イナリー相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（四分割相シフトキーイング）から１ ６、６４、及び２５６ＱＡＭ（直交振幅変調）まで変化し得る。 かかる変調された搬送波を発生させる通常の方法は、所望の信号点配置に従っ てかなり低い中間周波を有する搬送波を変調することである。ギガヘルツ域（例 えば、２７ＧＨｚ、４０ＧＨｚ）に収まる周波数を伴う所望の無線周波信号は、 変調された搬送波を、適当な周波数を有する局部発振器信号と混合することによ り得られる。所望の周波数が中間周波よりも実質的に高いならば、ミキサの出力 信号中の望まれていない側波帯を抑制するため複雑なフィルタが必要とされる。 所望の周波数が２０ＧＨｚよりも高いならば、上記の高周波を扱える増幅器及び ミキサのような構成ブロックが必要とさ れる。かかる構成ブロックは、製造することが難しく、かつ、その結果としてか なり高価である。 上記の日本国特許出願の伝送システムにおいて、位相変調器と周波数逓倍器の 縦続接続が使用される。位相変調器は、π／２ラジアン離れた２個の位相状態を 備えた信号点配置に従って搬送波を変調する。周波数二倍器を用いることにより 、πラジアンだけ離れた２個の位相状態を備えた信号点配置に従って変調された 信号が得られる。この信号は、一般的なＢＰＳＫ信号である。所望の無線周波信 号を得るため周波数逓倍器を用いることにより、その周波数逓倍器だけが所望の 周波数上で動作可能でなければならない。増幅器及びミキサのような残りの構成 ブロックは、所望の周波数の何分の一でだけ動作すれば良いので、価格が低く抑 えられる。 上記の日本国特許出願の原理による伝送システムのシミュレーションによれば 、最終的な信号点配置を得るため周波数逓倍器を使用しないシステムよりもビッ ト誤り率が実質的に悪化することが分かる。 本発明の目的は、上記のビット誤り率の実質的な悪化が生じない上記のタイプ の伝送システムを提供することである。 従って、本発明は、所定の数の位相状態よりも多数の位相状態を有する更なる 信号点配置に従って、搬送波上のディジタルシンボルのシーケンスを変調する位 相変調器が設けられていることを特徴とする。 本発明は、ビット誤り率の悪化が更なる信号点配置の対称性により誘起される という認識に基づいている。少なくとも１個の付加的な位相状態を更なる信号点 配置に導入することにより、対称性が復元される。以下、簡単な例を用いてこれ を説明する。位相変調器及び周波数逓倍器を使用してＱＰＳＫ信号を発生させる 場合を想定する。出力信号点配置の位相状態は、０、π／２、π、３π／２であ る場合を考える。更なる信号点配置内の対応する位相状態は、０、 π／４、π／２、３π／４である。 出力信号点配置において、位相状態３π／２から位相状態０への変化が要求さ れたならば、これは、更なる信号点配置の対応する位相状態３π／４から更なる 信号点配置の位相状態０への変化だけにより実現することができる。かかる変化 により、更なる信号点配置内の３π／４からπ／２、π／４を介して０までの位 相の軌道が得られる。出力信号点配置において、３π／２から０までの直接的な 変化の代わりとして、３π／２からπ、π／２を介して０までの対応する位相の 軌道が得られる。位相の軌道が長くなることに起因して、ビット誤り率の劣化を もたらす付加的なシンボル間の干渉が生じる。周波数スペクトルは必要とされる よりも広くなることが期待される。 上記の状況において本発明の概念に従って付加的な位相状態πが更なる信号点 配置に加えられたならば、出力信号点配置内の３π／２から０までの変化は、更 なる信号点配置内の３π／４からπまでの変化により得られる。更なる信号点配 置内のかかる位相状態の変化は、出力信号点配置内の３π／２から０までの直接 的な変化をもたらす。従って、伝送システムの性能は向上する。 本発明の一実施例は、更なる信号点配置の位相状態の数が、少なくとも、周波 数逓倍器の周波数逓倍率と、出力信号点配置の位相状態の数との積になることを 特徴とする。 上記の位相状態の数と共に更なる信号点配置を使用することにより、各位相状 態の考えられる変化が出力信号点配置内の他の位相状態を通過することなく得ら れる出力信号点配置が得られる。 本発明の他の一実施例は、位相変調器が、更なる信号点配置内の位相変化が最 小になるように、出力信号点配置内の位相状態に対応した更なる信号点配置の位 相状態を選択する選択手段よりなることを特徴とする。 更なる信号点配置内の位相シフトを最小限に抑えた更なる信号点 配置内の位相状態を選択することにより、送信器の出力信号の最小のシンボル間 干渉が得られる。 本発明の更なる一実施例は、送信器が周波数逓倍器の入力信号をフィルタ処理 する第１のナイキストフィルタからなり、受信器が受信された信号をフィルタ処 理する第２のナイキストフィルタからなること、並びに、第１のナイキストフィ ルタと第２のナイキストフィルタの伝達関数の形状が異なることを特徴とする。 ディジタルシンボルが搬送波上で変調されるディジタル伝送システムにおいて 、送信されるべきシンボルは方形波信号により表わされる。上記方形波信号が搬 送波上で直接変調されるならば、変調された信号の帯域幅は過大である。変調さ れた信号の帯域幅を制限するため、ディジタル信号を表わす信号はフィルタによ りフィルタ処理される。変調された信号をフィルタ処理することも可能である。 フィルタ処理によるシンボル間干渉を防止するため、フィルタの伝達関数は、所 謂ナイキストの規準１を満たすことが必要である。 一般的に言うと、ナイキストのフィルタ処理は、送信器内の第１のナイキスト フィルタと、受信器内の第２のナイキストフィルタにより行われる。ナイキスト フィルタの縦続は、ナイキストの規準１を満たすことが必要である。上記のフィ ルタ動作の分割において、第１のナイキストフィルタと第２のナイキストフィル タの形状は同一である。シミュレーションにより、位相変調器が周波数逓倍器と 縦続に接続されたならば、第１と第２のナイキストフィルタに同一の形状を使用 しても、最小のシンボル間干渉は得られないことが分かった。両方のナイキスト フィルタに対し別の形状を使用することにより、より良好な性能が得られる。一 般的に、第１のナイキストフィルタの帯域幅は、第２のナイキストフィルタの帯 域幅よりも低いことが期待される。 本発明の更なる一実施例は、第１のナイキストフィルタが０．９乃至１のロー ルオフ係数を備えたレイズドコサイン(Raised Cosin e)フィルタであり、並びに、第２のナイキストフィルタが０．３乃至０．４のロ ールオフ係数を備えたレイズドコサインフィルタであることを特徴とする。 シミュレーションによれば、かかるフィルタを送信器及び受信器において使用 することにより、シンボル間干渉がビット誤り率に与える悪影響は無視できるこ とが分かった。 以下、図面を参照して本発明の説明を行う。図面において、 図１は本発明の伝送システムを表わし、 図２は、ＱＰＳＫ信号を得るため、周波数二倍器と共に使用されるべき更なる 信号点配置の第１の実施例であり、 図３は、ＱＰＳＫ信号を得るため、周波数二倍器と共に使用されるべき更なる 信号点配置の第２の実施例であり、 図４は、ＱＰＳＫ信号を得るため、周波数三倍器と共に使用されるべき更なる 信号点配置の第１の実施例であり、 図５は、ＱＰＳＫ信号を得るため、周波数三倍器と共に使用されるべき更なる 信号点配置の第２の実施例であり、 図６は、１６−ＱＡＭ信号を得るため、三倍器と共に使用されるべき更なる信 号点配置の一実施例である。 図１の伝送システムにおいて、入力信号ａ_kを伝搬させる送信器の入力は、位 相変調器８の第１の入力に接続される。１．５ＧＨｚの出力周波数を備えた発振 器６の出力は、帯域通過フィルタ１０の入力に接続される。帯域通過フィルタ１ ０の出力は、ミキサ１２のフィルタ入力に接続される。１２ＧＨｚの出力周波数 を備えた発振器１４の出力は、ミキサ１２の第２の入力に接続される。 ミキサ１２の出力は帯域通過フィルタ１４の入力に接続される。帯域通過フィ ルタ１４の出力は増幅器１６の入力に接続される。増幅器１６の出力は、この例 では周波数三倍器１８である周波数逓倍 器の入力に接続される。周波数三倍器１８の出力は帯域通過フィルタ２０を介し てアンテナ２２に接続される。 アンテナ２４は受信器２６の入力に接続される。受信器２６の出 発振器６により発生させられた搬送波信号は、本発明によれば、位相変調器８ により更なる信号点配置に従って同相で変調される。位相変調器の出力信号は、 位相変調された信号の帯域幅を制限するため、帯域通過フィルタ１０によりフィ ルタ処理される。 帯域通過フィルタ１０の伝達関数は、所謂平方根ナイキストフィルタである。 かかるフィルタの伝達関数は、以下の必要条件： を満たす。上式（１）において、Ｃは定数であり、Ｔはシンボル期間であり、α は所謂ロールオフ係数であり、ｆは周波数、ｆ_aは局部発振器６により発生させ られた信号の周波数である。上記のタイプのフィルタを使用することにより、受 信器が同じフィルタを使用するならば、時点ｔ＝ｎＴにシンボル間干渉を生じさ せずに、位相変調器８の出力信号の帯域幅が縮小されることが知られている。シ ンボル間の悪影響は、送信器内のα＝１を有するフィルタと、受信器内のα＝０ ．３５を有するフィルタとに対し、実質的にゼロである。一般的に、送信器内の フィルタに対する０．９乃至１のαの値と、受信器内のフィルタに対するαの値 は、良い選定である。 帯域通過フィルタ１０の出力信号は、ミキサ１２により発振器１４の出力信号 と混合される。ミキサ１２の出力信号は、１３．５ＧＨｚの周波数を有する。帯 域通過フィルタ１４は、１０．５ＧＨｚの望ましくない側波帯を排除し、１３． ５ＧＨｚの周波数を伴う所望の信号だけを通過させる。この１３．５ＧＨｚの信 号は、増幅器１６に供給され、次いで、三倍器１８において３倍される。三倍器 １８の出力信号は、４０．５ＧＨｚの所望の出力信号を除く全ての出力成分を除 去するため、帯域通過フィルタ２０によりフィルタ処理される。４０．５ＧＨｚ の信号は、アンテナ２２により放射される。 アンテナ２４は、送信器２により送出された信号を受ける。アンテナ２４の出 力信号は、受信器２６において復調され、検出される。 図２の位相変調器において、シンボルａ_kは有限状態機械１６０の入力に供給 される。実際に送信されるべき位相状態を示す出力信号を伝搬させる有限状態機 械Ｓの出力は、読み出し専用メモリ１６２のアドレス入力と、読み出し専用メモ リ１６４のアドレス入力とに接続される。 読み出し専用メモリ１６２の出力は、ディジタル乗算器１６６の第１の入力に 接続される。ディジタルコサイン発生器１７０の出力は、ディジタル乗算器１６ ６の第２の入力に接続される。読み出し専用メモリ１６４の出力は、ディジタル 乗算器１６８の第１の入力に接続される。ディジタルサイン発生器１７２の出力 は、ディジタル乗算器１６８の第２の入力に接続される。 ディジタル乗算器１６６の出力は、ディジタル・アナログ変換器１７６の入力 に接続され、ディジタル乗算器１６８の出力は、ディジタル・アナログ変換器１ ７４の入力に接続される。 ディジタル・アナログ変換器１７６の出力は、ミキサ１７８の第１の入力に接 続される。ディジタル・アナログ変換器１７４の出力 は、ミキサ１８０の第１の入力に接続される。 図１の発振器６からの信号は、ミキサ１７８の第２の入力と、π／２位相シフ タ１８４の入力とに供給される。π／２位相シフタの出力は、ミキサ１８０の第 ２の入力に接続される。 ミキサ１７８の出力は加算器１８２の第１の入力に接続され、ミキサ１８０の 出力は加算器１８２の第２の入力に接続される。変調された信号が加算器１８２ の出力に得られる。 図２の変調器において、有限状態機械１６０は、シンボルａ_kに応答して、送 信されるべきシンボルａ_kと関係した本発明による更なる信号点配置内の位相状 態を表わす出力信号を供給する。有限状態機械１６０の出力信号は、読み出し専 用メモリ１６２及び１６３をアドレス指定するため使用される。読み出し専用メ モリ１６２は、更なる信号点配置内の得られた位相状態の実部を与え、読み出し 専用メモリ１６４は、更なる信号点配置内の所望の位相状態の虚部を与える。読 み出し専用メモリ１６２の出力信号は、コサイン発生器１７０により発生させら れたコサイン信号により乗算される。乗算器を簡単化するため、コサイン信号は 、シーケンス＋１，０，−１，＋１．．．により表わされる。かかる表現を使用 することにより、乗算器１６６は、容易に実現することができる＋１、−１及び ０との乗算だけを提供すればよいので、乗算器１６６の複雑さを実質的に削減す ることが可能である。 読み出し専用メモリ１６４の出力は、サイン発生器１７２により発生させられ たサイン信号によって乗算される。サイン発生器１７２によって発生させられた シーケンス０，＋１，０，−１，０，＋１．．．．は、コサイン発生器１７０の 出力信号に対し９０゜だけ位相がずれている。従って、乗算器１６６及び１６８ の出力で、更なる信号点配置に従って変調された搬送波を表わす直角位相信号が 得られる。ディジタル・アナログ変換器１７６及び１７４によって、ディジタル 直角位相信号は、アナログ直角位相信号に変換される。 ディジタル・アナログ変換器１７４及び１７６の出力信号により表わされた直角 位相信号は、ミキサ１７８及び１８０と、加算器１８２と、位相シフタ１８４と により構成された直角位相ミキサによって１．５ＧＨｚの周波数に変換される。 図３の信号点配置は、周波数二倍器の出力で直角位相シフトキーイング信号を 得るため設けられる。新規の考え方によれば、付加的な位相状態２８が位相状態 ３０、３２、３４及び３６に付加される。位相状態３０、３２、３４及び３６は 、正の実数軸に関して位相３π／８、π／８、−π／８及び−３π／８に対応す る。周波数の２倍後に、これは、ＱＰＳＫ信号に従う位相状態３π／４、±π／ ４及び−３π／４を夫々に生じる。 位相状態３０から位相状態３６への遷移の際のビット誤り率の悪化を防止する ため、更なる信号点配置内の大きい位相のジャンプを生じることなく、出力ＱＰ ＳＫ信号点配置内で同一の位相状態を得ることが可能になるように付加的な位相 状態２８が導入される。 図４において、更なる信号点配置は、考えられる各位相状態の遷移が実現可能 な配置である。出力信号点配置内の各位相状態に対し、更なる信号点配置内に２ 個の対応する状態がある。例えば、入力シーケンス００に対し、双方共に出力信 号点配置内のπ／４に対応した位相状態になる位相状態３２及び４０が存在する 。選択すべき更なる信号点配置内の位相状態は、更なる信号点配置内の前の位相 状態に依存する。更なる信号点配置内の前の位相状態に最も近い位相状態である 選択された更なる信号点配置内の位相状態は、選択がランダムに行われた更なる 信号点配置内の前の位相状態に最も近い。これは、（２値）ランダム発生器の出 力信号に依存して選択を行うことにより実現される。上記の規則は、前の（位相 ）状態と、入力信号と、ランダム信号とに依存した新しい（位相）状態が以下の 表に示されている有限状態機械で実現される。この表において、論理値“ｘ”は “何でも構わない”を意味する。 かかる有限状態機械の実現手段は当業者に知られている。８個の出力状態があ るので、有限状態機械の出力信号は３ビットで表わすことができる。 図５には、周波数三倍器を用いてＱＰＳＫ信号が得られる信号点配置が示され る。位相状態は、π／１２の間隔が設けられる。一般的に言うと、ｎが周波数逓 倍係数であり、φは出力信号点配置内の所望の位相シフトであるとき、φ／ｎで 表わされる。図５の更なる信号点配置によれば、付加的な位相状態４３は、出力 信号点配置内の他の位相状態を通過させることなく、出力信号点配置内の３π／ ４から５π／４までの変化を扱うため導入される。 図６には、周波数三倍器と共に使用されるべき更なる信号点配置が示され、こ の信号点配置は、考え得るあらゆる位相変化が実現可能な出力信号点配置である 。この更なる信号点配置は、周波数三倍器と共に使用される必要があるので、更 なる信号点配置内の位相状態の数は、周波数二倍器と共に使用されるべき同様の 信号点配置内の位相状態の数である８個ではなく１２個である。 出力信号点配置内の各位相状態に対し、図５の更なる信号点配置内に３個の対 応する状態が存在する。例えば、００の入力シーケンスに対し、更なる信号点配 置内に位相状態４６、５４及び６５が存在し、これらは全て出力信号点配置内の 位相状態π／４になる。更なる信号点配置内の位相状態を選択する規準は、図４ の更なる信号点配置と共に使用された規準と同一である。初期状態４２に対する 状態遷移表を以下に示す。 位相状態遷移表は、上記の規準を用いることにより全ての初期位相状態に対し 容易に拡張される。 図７による出力信号点配置は、１６ＱＡＭの信号点配置である。括弧の間の２ 進数は、位相振幅状態に対応する４個の後続のビットの値である。 図８は、出力信号点配置と対応した三倍器と共に使用されるべき更なる信号点 配置を表わす。一般的に言うと、更なる信号点配置内の位相振幅状態に対し、以 下の様に表わされる： 式（２）において、γ_fは更なる信号点配置内の夫々の位相−振幅状態に対応 した振幅であり、ａは比例定数であり、ｎは周波数逓倍係数であり、γ₀は出力 信号点配置内の位相−振幅状態に対応した振幅である。 式（３）において、φ_fは更なる信号点配置内の夫々の状態に対応した位相で あり、φ₀は出力信号点配置内の夫々の位相に対応した位相であり、ｋは１乃至 ｋの整数である。 図８の更なる信号点配置は、ｎ＝２を用いて式（２）及び（３）を適用するこ とにより図７の出力信号点配置から得られ、第１及び第４象限の位相−振幅状態 は、ｋの値が０に一致した場合の位相− 振幅状態であり、第２及び第３象限の位相−振幅状態は、ｋが１に一致する場合 に対応する。図８から分かるように、出力信号点配置内の各位相−振幅状態に対 し、２個の対応した位相振幅状態が存在する。これらの位相振幅状態は、原点に 関して対称に置かれる。更なる信号点配置内の２個の実現可能な位相−振幅状態 の間の選択は、上記の規準に従って行われる。以下に、初期位相−振幅状態１０ ６に対する状態遷移表を示す。 上記の遷移表は、上記の規準に従う完全な信号点配置に対し容易に拡張するこ とができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ティチェラール，ヨハネス イゼブランド オランダ国，5621 ベーアー アインドー フェン，フルーネヴァウツウエッハ １番 【要約の続き】

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 位相変調器と周波数逓倍器の縦続接続により構成され、所定の数の位相状 態を有する出力信号点配置に従ってディジタルシンボルのシーケンスにより変調 された搬送波を伝送媒体を介して受信器に送信する送信器からなる伝送システム であって、 上記位相変調器は、上記の所定の数の位相状態よりも多数の位相状態を有する 更なる信号点配置に従って搬送波上の上記ディジタルシンボルのシーケンスを変 調するため設けられることを特徴とする伝送システム。 ２． 上記更なる信号点配置の位相状態の数は、少なくとも上記周波数逓倍器の 周波数逓倍係数と上記出力信号点配置の位相状態の数との積に一致することを特 徴とする請求項１記載の伝送システム。 ３． 上記位相変調器は、上記更なる信号点配置内の位相変化が最小になるよう に、上記出力信号点配置内の位相状態に対応した上記更なる信号点配置内の位相 状態を選択する選択手段よりなることを特徴とする請求項１又は２記載の伝送シ ステム。 ４． 上記選択手段は、上記更なる信号点配置内の最小の位相変化を生じさせる 全ての多数の位相状態から上記更なる信号点配置の位相状態をランダムに選択す るため設けられていることを特徴とする請求項３記載の伝送システム。 ５． 上記送信器は上記周波数逓倍器の入力信号をフィルタ処理する第１のナイ キストフィルタを含み、上記受信器は受信された信号をフィルタ処理する第２の ナイキストフィルタを含み、 上記第１のナイキストフィルタと上記第２のナイキストフィルタ の伝達関数の形状は異なることを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか１項 記載の伝送システム。 ６． 上記第１のナイキストフィルタは、０．９乃至１のロールオフ係数を備え たレイズドコサインフィルタであり、 上記第２のナイキストフィルタは、０．３乃至０．４のロールオフ係数を備え たレイズドコサインフィルタであることを特徴とする請求項５記載の伝送システ ム。 ７． 位相変調器と周波数逓倍器の縦続接続により構成され、所定の数の位相状 態を有する出力信号点配置に従ってディジタルシンボルのシーケンスにより変調 された搬送波を送信する送信器であって、 上記位相変調器は、上記の所定の数の位相状態よりも多数の位相状態を有する 更なる信号点配置に従って搬送波上の上記ディジタルシンボルのシーケンスを変 調するため設けられていることを特徴とする送信器。 ８． 上記更なる信号点配置の位相状態の数は、少なくとも上記周波数逓倍器の 周波数逓倍係数と上記出力信号点配置の位相状態の数との積に一致することを特 徴とする請求項７記載の送信器。 ９． 上記位相変調器は、上記更なる信号点配置内の位相変化が最小になるよう に、上記出力信号点配置内の位相状態に対応した上記更なる信号点配置内の位相 状態を選択する選択手段よりなることを特徴とする請求項７又は８記載の送信器 。 １０． 上記選択手段は、上記更なる信号点配置内の最小位相変化を生じさせる 全ての多数の位相状態から上記更なる信号点配置の位相状態をランダムに選択す るため設けられていることを特徴とする 請求項９記載の送信器。