JP2007027961A - 変調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 周波数変換の際にスプリアス・ポイントに生じるイメージノイズを低減できるようにする。
【解決手段】 入力信号をＩ信号とそれに直角の位相のＱ信号とに分割し、Ｉ信号およびＱ信号をベースバンド周波数により周波数変換することによって直交変調を行う第１の直交変調部５と、第１の直交変調部５により生成されたＩ信号およびＱ信号を、ＦＭ周波数で互いに位相が９０°ずれた同相および直交の搬送波を用いて周波数変換することによって直交変調を行う第２の直交変調部８とを設け、第１の直交変調部５で位相を９０°ずらして生成したＩ信号とＱ信号の位相を第２の直交変調部８で更に９０°ずらすことにより、位相反転した周波数成分を持たせて、目的周波数のサイドスプリアスにおける余分な高調波成分を減衰させることができるようにする。
【選択図】 図１

Description

本発明は変調回路に関し、特に、ベースバンド信号を無線高周波信号に変調するための回路に用いて好適なものである。

一般に、情報を無線の電波信号として送信するためには、ベースバンド信号（直流近傍成分を含む低周波信号）を無線高周波信号に変換する、いわゆる変調処理が不可欠である。変調には大きく分けて３種類の方式がある。ベースバンド信号によって高周波信号（キャリア）の振幅を変化させる振幅変調（アナログ変調ではＡＭ、デジタル変調ではＡＳＫ）方式、高周波信号の周波数をベースバンド信号に比例して変化させる周波数変調（アナログ変調ではＦＭ、デジタル変調ではＦＳＫ）方式、高周波信号の位相をベースバンド信号に比例して変化させる位相変調（アナログ変調ではＰＭ、デジタル変調ではＰＳＫ）方式の３つである。

このうち振幅変調は、ベースバンド信号が持っている振幅や周波数の情報がそのまま高周波信号に再現されることから、線形変調とも呼ばれる。一方、周波数変調や位相変調は、変調された高周波信号のスペクトルがベースバンド信号のそれと全く異なることから、非線形変調とも呼ばれる。従来、ステレオ音声信号を無線で送信する際には、伝送路上でのノイズに強い性質を持っている周波数変調方式が多く用いられてきた（例えば、特許文献１，２参照）。
特開平９−３２１７２０号公報 特開平７−１６２３８３号公報

一般に、周波数変換を伴う変調方式では、周波数変換後の目的周波数と一定の周波数関係を持つ周波数チャネル（スプリアス・ポイント）において、イメージノイズなどの本来不要な成分が発生してしまうという問題がある。特に、変調器自体の電圧対周波数の変換特性に直線性がないと、変調出力における目的周波数のサイドスプリアスに余分な高調波成分がいくつも現れて、ベースバンド信号に歪みがあるのと等価になってしまう。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、周波数変換の際にスプリアス・ポイントに生じるイメージノイズを低減することが可能な変調回路を提供することを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明の変調回路は、入力信号を同相信号とそれに直角の位相の直交信号とに分割し、同相信号および直交信号を第１の周波数により周波数変換することによって直交変調を行う第１の直交変調部と、第１の直交変調部により生成された同相信号および直交信号を、第１の周波数よりも高い第２の周波数で互いに位相が９０°ずれた同相および直交の搬送波を用いて周波数変換することによって直交変調を行う第２の直交変調部とを備えている。

本発明の他の態様では、第１の直交変調部と第２の直交変調部との間に、第１の直交変調部により生成された同相信号および直交信号の周波数にオフセットを加えることによって上記第１の周波数よりも高く上記第２の周波数よりも低い第３の周波数となるように周波数変換をする周波数オフセット部を備え、周波数オフセット部は、互いに位相が９０°ずれた同相および直交の搬送波を用いて同相信号および直交信号の周波数をシフトするようにしている。

なお、ここでは直交変調部として第１の直交変調部と第２の直交変調部とを設けているが、第２の直交変調部により生成された同相信号および直交信号を、第２の周波数よりも高い周波数で互いに位相が９０°ずれた同相および直交の搬送波を用いて周波数変換することによって直交変調を行う第３の直交変調部を更に設けても良い。同様に、この第３の直交変調部の後段に、第４の直交変調部、第５の直交変調部、・・・を設けても良い。ｎ個の直交変調部を設けた場合、最終段の直交変調部で用いる搬送波の周波数が目的周波数となれば良い。

上記のように構成した本発明によれば、位相が９０°ずれた同相信号と直交信号の位相が、後段の周波数変換の際に更に９０°ずらされることにより、位相反転した周波数成分を持たせることが可能となり、目的周波数のサイドスプリアスにおける余分な高調波成分を減衰させることができる。これにより、周波数変換の際に生じるイメージノイズを抑制することができる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態による変調回路の構成例を示す図である。図１において、１Ｌ，１ＲはＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）であり、アナログ信号として入力されるＬチャネル信号およびＲチャネル信号をそれぞれデジタル信号に変換する。

２Ｌ，２Ｒはリミッタ／プリエンファシス回路であり、Ａ／Ｄ変換器１Ｌ，１Ｒよりデジタル信号として入力されるＬチャネル信号およびＲチャネル信号のそれぞれに対して、振幅を制限する処理および高域の変調度を強調するための処理を行う。３Ｌ，３Ｒはローパスフィルタ（ＬＰＦ）であり、振幅制限および高域強調されたＬチャネル信号およびＲチャネル信号に対して帯域制限を施す。

４はステレオ信号発生部であり、ＬＰＦ３Ｌ，３Ｒを通過したＬチャネル信号およびＲチャネル信号からステレオコンポジット信号を生成する。このステレオ信号発生部４は、加算器４ａ、減算器４ｂ、平衡変調器４ｃおよび加算器４ｄ、副搬送波発生器４ｅ、パイロット信号発生器４ｆを備えて構成されている。

加算器４ａおよび減算器４ｂはマトリクス回路を構成し、ＬＰＦ３Ｌ，３Ｒから出力されるＬチャネル信号およびＲチャネル信号を、Ｌ＋Ｒの和信号（主信号）およびＬ−Ｒの差信号（副信号）に変換する。ここで生成された和信号Ｌ＋Ｒは加算器４ｄへ出力され、差信号Ｌ−Ｒは平衡変調器４ｃへ出力される。平衡変調器４ｃは、副搬送波発生器４ｅより入力される３８ＫＨｚの副搬送波信号を、減算器４ｂより入力される差信号Ｌ−Ｒにより搬送波抑圧式で振幅変調（ＡＭ）し、その結果を副信号として加算器４ｄに出力する。

上述の副搬送波発生器４ｅより出力される副搬送波信号は、パイロット信号発生器４ｆで周波数が１／２にされ、１９ＫＨｚのパイロット信号として加算器４ｄに出力される。加算器４ｄは、加算器４ａより出力される和信号Ｌ＋Ｒと、平衡変調器４ｃより出力される平衡変調された差信号Ｌ−Ｒと、パイロット信号発生器４ｆより出力されるパイロット信号とを合成し、その結果をステレオコンポジット信号として出力する。

５は第１の直交変調部であり、ＦＭ信号の発生のための積分器５ａおよびＰＭ変調器５ｂを備えている。積分器５ａは、ステレオ信号発生部４より出力されるステレオコンポジット信号を積分する。ＰＭ変調器５ｂは、ステレオ信号発生部４により生成され積分器５ａを通過したステレオコンポジット信号をベースバンド周波数領域でＰＭ変調する。

すなわち、ＰＭ変調器５ｂは、ベースバンド周波数に基づく（ｓｉｎω_mｔ）のｓｉｎテーブル情報および（ｃｏｓω_mｔ）のｃｏｓテーブル情報を有しており、これらのテーブル情報を用いて、入力されたステレオコンポジット信号を同相信号（Ｉ信号）とそれに直角の位相を持つ直交信号（Ｑ信号）とに分割する。そして、分割したＩ信号とＱ信号をベースバンド周波数領域で位相変調する。ここで用いるベースバンド周波数は、例えば０〜７５ＫＨｚの何れかである。

このように、ステレオ信号発生部４より入力されるステレオコンポジット信号を積分し、その信号でＰＭ変調をかけると、ステレオコンポジット信号はＦＭ変調されたことになる。なお、積分器５ａを外せば、ステレオコンポジット信号をＰＭ変調することができる。また、積分器５ａを外してＰＭ変調器５ｂの代わりにＡＭ変調器を設ければ、ステレオコンポジット信号をＡＭ変調することが可能である。

６は周波数オフセット部であり、第１の直交変調部５より入力されるＩ信号，Ｑ信号の周波数にオフセットを加える。ここで加えるオフセット周波数は、例えば、３０４ＫＨｚまたは１．９２ＭＨｚである。周波数オフセット部６は、第１のミキサ６ａ、第２のミキサ６ｂおよび搬送波発生器６ｃを備えている。

第１のミキサ６ａは、搬送波発生器６ｃより入力される同相（ｃｏｓω_sｔ）の搬送波でＩ信号の周波数をシフトする。また、第２のミキサ６ｂは、搬送波発生器６ｃより入力される直交（ｓｉｎω_sｔ）の搬送波でＱ信号の周波数をシフトする。ここで用いる搬送波の周波数が３０４ＫＨｚまたは１．９２ＭＨｚである。

搬送波発生器６ｃは、例えば３０４ＫＨｚの周波数で、振幅がほぼ等しく、位相が相互に９０°ずれた、同相および直交の搬送波を生成し、同相の搬送波を第１のミキサ６ａに、直交の搬送波を第２のミキサ６ｂに供給する。この搬送波発生器６ｃもｓｉｎテーブル情報およびｃｏｓテーブル情報を有し、これらのテーブル情報を使ってｃｏｓω_sｔの搬送波とｓｉｎω_sｔの搬送波とを生成する。

ところで、直交変調を行う場合には、振幅が同じで、かつ、位相が９０°ずれたＩ信号とＱ信号を作る必要があるが、アナログ信号処理でこのようなＩ信号とＱ信号を作るのは難しい。アナログ回路では素子のバラツキやディレイのバラツキなどがあるために、振幅が同じで、かつ、位相が９０°ずれた信号を正確に作るのが困難だからである。

これに対して、本実施形態では、第１の直交変調部５を含めて、リミッタ／プリエンファシス回路２Ｌ，２Ｒ、ＬＰＦ３Ｌ，３Ｒ、ステレオ信号発生部４、周波数オフセット部６をＤＳＰ（Digital Signal Processor）１００によって構成している。このように、ＤＳＰ１００によってデジタル信号処理として変調処理を行うと、位相が正確に９０°ずれたＩ信号とＱ信号とを容易に作ることができ、ＩＱ変調を容易に行うことができる。

なお、このＤＳＰ１００の外部には、水晶発振回路１２および基準周波数発生器１３が存在する。水晶発振回路１２は、所定の周波数の信号を発生する。基準周波数発生器１３は、水晶発振回路１２から出力されるクロック信号の周波数を固定の分周比で分周し、サンプリング周波数Ｆsの基準信号を発生する。このサンプリング周波数Ｆsは、例えば１５２ＫＨｚである。上述した副搬送波発生器４ｅは、この基準信号のサンプリング周波数Ｆsを等価的に１／４に分周して３８ＫＨｚの副搬送波信号を生成する。

７Ｉ，７ＱはＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）であり、周波数オフセット部６よりデジタル信号として入力されるＩ信号およびＱ信号をそれぞれアナログ信号に変換する。

８は第２の直交変調部であり、Ｄ／Ａ変換器７Ｉ，７Ｑによりアナログ信号に変換されたＩ信号およびＱ信号を用いて直交変調を行う。すなわち、第２の直交変調部８内において、第１のミキサ８ａは、Ｄ／Ａ変換器７Ｉから供給されるＩ信号を同相（ｃｏｓω_cｔ）の搬送波で変調する。また、第２のミキサ８ｂは、Ｄ／Ａ変換器７Ｑから供給されるＱ信号を直交（ｓｉｎω_cｔ）の搬送波で変調する。ここで用いる搬送波の周波数は、例えば７６〜１０８ＭＨｚのＦＭ周波数帯域の周波数である。加算器８ｃは、ミキサ８ａ，８ｂによって直交変調されたＩ信号およびＱ信号を合成し、最終的なステレオＦＭ変調信号として出力する。

第２の直交変調部８は、ＤＳＰ１００で構成されている第１の直交変調部５と異なり、アナログ回路としてＩＱ変調を実現している。第１の直交変調部５では低周波で広帯域のベースバンド領域で変調をするために、Ｉ信号とＱ信号の振幅や位相を精度よく合わせ込む必要があり、デジタル信号処理としてのＤＳＰ１００が適している。これに対して、第２の直交変調部８では変調周波数がＦＭ周波数帯域の高周波で狭帯域であるため、ベースバンド領域でＩＱ変調を行う場合ほど搬送波の振幅や位相の精度が要求されない。よって、アナログ回路として第２の直交変調部８を構成することが可能である。

９はＲＦアンプであり、第２の直交変調部８から出力されるステレオ変調信号を増幅し、アンテナ１４を介して送信する。１０はシンセサイザであり、第２の直交変調部８内にある２つのミキサ８ａ，８ｂに供給する搬送波を生成する。すなわち、シンセサイザ１０は、振幅がほぼ等しく、位相が相互に９０°ずれた、同相および直交の搬送波を生成し、同相の搬送波を第１のミキサ８ａに、直交の搬送波を第２のミキサ８ｂに供給する。ここで、シンセサイザ１０は、その内部に水晶発振回路や基準周波数発生器を含み、これらを用いて搬送波を生成する。

１１は負荷容量値変更部であり、コイルＬ、可変容量ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１を備え、当該可変容量ダイオードＤ１を用いて、シンセサイザ１０で発生する搬送波の周波数を可変制御する。上述した第２の直交変調部８、ＲＦアンプ９、シンセサイザ１０および負荷容量値変更部１１によって、アナログの送信回路１０１が構成されている。

なお、シンセサイザ１０は、基準周波数発生器１３から出力される基準信号を利用して搬送波を生成するようにしても良い。このようにすれば、シンセサイザ１０の内部に水晶発振回路や基準周波数発生器を設けることは不要で、ＤＳＰ１００と送信回路１０１とで１組の水晶発振回路１２および基準周波数発生器１３を共用することができる。

図１に示した各構成のうち、水晶発振回路１２（シンセサイザ１０が水晶発振回路を備える場合はこれも含む）を除くその他の構成は全て、ＣＭＯＳプロセスで１チップに集積化されている。なお、図１では図示を省略しているが、ＤＳＰ１００の外部には、ＤＳＰ１００の動作を制御するためのプログラムを格納したメモリ（例えば、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、その他の半導体メモリ等）が備えられている。このメモリを他の構成と共に１チップに集積化しても良い。

上記図１に示したように、本実施形態においては、０〜７５ＫＨｚのベースバンド周波数領域でＩＱ変調を行う第１の直交変調部５と、３０４ＫＨｚまたは１．９２ＭＨｚのオフセット周波数を加える周波数オフセット部６と、ＦＭ周波数領域でＩＱ変調を行う第２の直交変調部７とを設け、３段階に分けて変調を行っている。

そして、第１の直交変調部５で位相を９０°ずらして生成したＩ信号とＱ信号を、周波数オフセット部６で更に位相を９０°ずらしてやることにより、位相反転した周波数成分を持たせることによって、目的周波数のサイドスプリアスに生じる余分な高調波成分を減衰させることができる。これにより、０〜７５ＫＨｚの周波数に対して３０４ＫＨｚまたは１．９２ＭＨｚのオフセットを加えた際に生じるイメージノイズを抑制することができる。

また、周波数オフセット部６で位相を９０°ずらして生成したＩ信号とＱ信号を第２の直交変調部８で更に位相を９０°ずらしてやることにより、位相反転した周波数成分を持たせることによって、目的周波数のサイドスプリアスに生じる余分な高調波成分を減衰させることができる。これにより、３０４ＫＨｚまたは１．９２ＭＨｚからＦＭ周波数に周波数変換した際に生じるイメージノイズを抑制することができる。

なお、上記実施形態では、第１の直交変調部５、周波数オフセット部６、第２の直交変調部８の３段階に分けてベースバンド周波数をＦＭ周波数に徐々に周波数変換する例について説明しているが、これに限定されない。例えば、周波数オフセット部６はなくても良い。また、直交変調部は２段階に限らず、３段階以上に分けて設けるようにしても良い。

また、上記実施形態では、ステレオコンポジット信号をＦＭ変調する例について説明したが、変調する信号はステレオ信号に限定されない。例えば、モノラル信号であっても良い。また、信号の変調方式はＦＭ変調に限定されない。例えば、ＡＭ変調やＰＭ変調であっても良い。

また、上記実施形態では、第２の直交変調部８はアナログ回路で構成する例について説明したが、例えばＦＭ周波数に対応する超高速なクロックで動作可能な高性能ＤＳＰを用いれば、第２の直交変調部８によるＩＱ変調もＤＳＰ１００内でデジタル信号処理として行うことが可能である。

その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明は、ベースバンド信号を無線高周波信号に変調するための変調回路に有用である。

本実施形態による変調回路の構成例を示す図である。

符号の説明

５ 第１の直交変換部
６ 周波数オフセット部
８ 第２の直交変換部
１００ ＤＳＰ

Claims (5)

1. 入力信号を同相信号とそれに直角の位相の直交信号とに分割し、上記同相信号および上記直交信号を第１の周波数により周波数変換することによって直交変調を行う第１の直交変調部と、
   上記第１の直交変調部により生成された同相信号および直交信号を、上記第１の周波数よりも高い第２の周波数で互いに位相が９０°ずれた同相および直交の搬送波を用いて周波数変換することによって直交変調を行う第２の直交変調部とを備えたことを特徴とする変調回路。
2. 上記第１の直交変調部と上記第２の直交変調部との間に、上記第１の直交変調部により生成された同相信号および直交信号の周波数にオフセットを加えることによって上記第１の周波数よりも高く上記第２の周波数よりも低い第３の周波数となるように周波数変換をする周波数オフセット部を備え、
   上記周波数オフセット部は、互いに位相が９０°ずれた同相および直交の搬送波を用いて上記同相信号および上記直交信号の周波数をシフトすることを特徴とする請求項１に記載の変調回路。
3. 上記第１の直交変調部はデジタル回路で構成され、上記第２の直交変調部はアナログ回路で構成されていることを特徴とする請求項１に記載の変調回路。
4. 上記第１の直交変調部および上記周波数オフセット部はデジタル回路で構成され、上記第２の直交変調部はアナログ回路で構成されていることを特徴とする請求項２に記載の変調回路。
5. 上記第１の周波数はベースバンド周波数であることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の変調回路。
   

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