JP2002516054A - Ｖｃｏを備える送信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 複合低ＩＦデジタル化信号が、送信機ＶＣＯ（４６）により生成されたアナログ信号をデジタル化し周波数逓降変換した信号と共に直交関係で複合位相比較器（４６）へ印可される送信機。低ＩＦデジタル化信号は、送信機ＶＣＯ（４６）のデジタル化周波数逓降変換信号が比較される基準となる。複合位相比較器（３２）の出力はアナログ信号に変換され、送信機ＶＣＯへ制御信号として印可される。ゼロＩＦ信号を用いる送信機のアナログの実施例もまた開示される。

Description

【発明の詳細な説明】 ＶＣＯを備える送信機 技術分野 本発明は、トランシーバの送信機及び／又は送信部に関する。記載の簡便のた め、送信部を送信機と称す。送信機は、ＧＳＭ（移動通信用広域システム）標準 に従って動作するセルラー電話で用いられる。記載の簡便のため本発明について ＧＳＭ標準を参照して説明する。 背景技術 ＧＳＭ標準は移動局送信機からのスプリアス放射が極めて低いレベルであるこ とを要求する。スプリアス放射の仕様は、添付の図１にまとめられている。図１ は、周波数（単位ＭＨｚ）と雑音密度（単位ｄＢｃ／Ｈｚ）との関係を示すグラ フである。 このグラフは、搬送波電力レベル＋３３ｄＢｍに対する、１Ｈｚ帯域幅での望 ましくない雑音の許容レベルを示す。９３５ＭＨｚから９６０ＭＨｚの間のＧＳ Ｍ受信機帯域の領域において、雑音は−１６２ｄＢｃ未満でなければならず、ま た、９２５ＭＨｚから９３５ＭＨｚの間の領域において−１５０ｄＢｃ未満でな ければならない。逓倍混合に基づく典型的な送信機における広帯域ＶＣＯ及びミ クサからの雑音は、このような大きなオフセット周波数においてこれら限度を超 え、受信帯域における雑音を抑制するためＲＦにおいて余分なフィルタリングを 施さなければならない。しかし、雑音が搬送波の片側で充分に低いレベルまでフ ィルタ処理されたとしても、その直後の電力増幅器が残留雑音のＡＭ成分を除去 し、望ましくない雑音側波帯を回復させる。このため、仕様を満足するためにＲ Ｆフィルタ処理の段階が更に必要となる。 発明の開示 本発明の目的は、スプリアス放射の要求仕様を達成しつつ、送信機におけるフ ィルタ要求を簡単化することにある。 本発明によれば、出力ＲＦ信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、変調 データ信号、位相誤差信号、及び風波数要求信号をＶＣＯに適用する手段とが設 けられる。 本発明の一実施例において、複合位相比較器が実際の変調データ信号を基準信 号と比較し、その結果はＶＣＯへ位相誤差信号を供給するのに用いられる。 複合位相比較器への入力信号がゼロＩＦでの信号であっても、これらの信号は 、ＧＳＭ送信機に対して２００ｋＨｚのオーダの低ＩＦでの信号であることが好 ましい。ゼロＩＦより上の低ＩＦを用いる利点は、ＶＣＯから複合位相比較器へ のフィードバック経路にＡＣ結合を用いることができ、これにより、ミクサで生 成される２次相互変調物の望ましくない影響を回避できることである。複合位相 比較器ループでＡＣ結合が可能となることに加えて、非ゼロＩＦにより、出力Ｒ Ｆ信号を生成するＶＣＯによって局部発振器を引き込む危険が低減される。この 局部発振器は局部発振器周波数にＩＦをプラス又はマイナスした周波数を生成す る。 望むならば、位相比較器で比較された複合信号は、デジタル型式で表される。 送信機を実現する場合、全てのフィルタを集積することができ、これにより、送 信機回路を集積回路として製作することができる。 図面の簡単な説明 以下、添付の図面を参照して本発明を一例として説明する。 図１は、ＧＳＭ標準に従って動作する移動局送信機のスプリアス放射レベルの 仕様を示すグラフである。 図２は、本発明に従って製作された送信機の一実施例の構成を示す図である。 図３は、本発明に従って製作された送信機の第２実施例の構成を示す図である 。 図中、対応する構成部分については同じ参照番号で示す。 発明の実施態様 図１については本明細書の前段で述べたので繰り返さない。 図２に示す送信機構成は、ベースバンドのデータに対するデータ入力１０を備 えている。記載の簡便のため、データは２７０．８３３ｋＢ／ｓのＧＳＭビット レートであるものとする。データビットは、ＧＭＳＫ（ガウシアン最小偏移キー イング）変調器１２などの適当なデジタル位相変調器を用いてゼロＩＦ搬送波を 変調するのに用いられる。変調器１２は、直交関係複合信号Ｉ及びＱをそれぞれ 出力１４、１６上に生成する。より詳細には、変調器１２は、複合デジタルＩ及 びＱ出力を１５ビットの分解能によりビットレートの適当な倍数に等しいサンプ リングレートで生成するデジタル素子である。本例でのＩ及びＱ出力は２７０． ８３３ｋＳ／ｓ（キロサンプル毎秒）である。各出力１４、１６上のデジタル出 力は、デジタル逓倍変換器及びフィルタ機能ブロック１８において、２００ｋＨ ｚの所定の低ＩＦへのほぼ完全な複合周波数変換を受ける。機能ブロック１８は 、帯域外雑音及びスプリアスを排除するのに必要な全てのフィルタ処理を供する 。入力２０、２２上の複合Ｉ／Ｑ２００ｋＨｚ変換信号は、１３ＭＨｚ基準発振 器２４からデジタル分周器段階２６を用いて得られる。機能ブロック１８の出力 ２８、３０上の直交関係出力信号は典型的には２００ｋＨｚのＩＦ、及びビット レートの３倍である８１２．４９９ｋＳ／ｓのサンプリングレートを有する。こ れらの出力信号は複合位相ロックドループ３１に印可され、その一部が送信機出 力より得られた信号を用いた複合位相比 較を受ける。 複合位相ロックドループは、出力２８、３０が複合位相比較を受けるデジタル 位相比較器３２を含む。比較器３２は、第１入力３５、３７と第２入力３８、３ ９とをそれぞれ有する第１及び第２の乗算器３４、３６を備える。第１入力３５ 、３７は機能ブロック１８の出力２８、３０に結合されている。また、第２入力 ３８、３９には、後述する如く、送信機主発振器４６から得られた２００ｋＨｚ の直交関係信号が入力される。この主発振器は高品質高出力の電圧制御発振器（ ＶＣＯ）である。主発振器４６の２０ＭＨｚオフセットでの出力雑音密度は、外 部フィルタを用いずにＧＳＭ仕様を満足するうえで充分に良好である。 乗算器３４、３６からの信号の差信号が和段階４０で得られる。和段階４０は 、ＶＣＯ４６の瞬間的な位相ずれと変調・周波数要求により課せられる要求の瞬 間的な位相ずれとの差を表す「誤差」信号を生成する差分器として機能する。和 段階４０のデジタル出力はデジタルアナログ変換器４２においてアナログ信号へ 変換される。アナログ信号は送信ＶＣＯ４６に印可される前にローパスフィルタ ４４でフィルタ処理される。送信機ＶＣＯ４６の出力には電力増幅器が結合され ている。送信機ＶＣＯ４６からの出力は、信号を伝搬させるアンテナ５２に印可 されている。 送信機ＶＣＯ４６からの出力はミクサ５４、５６の第１入力に適用されている 。局部発振器信号はこれらのミクサの第２入力に直交関係で印可されている。 局部発振器信号は電圧制御局部発振器６２から得られる。電圧制御局部発振器 ６２は、第２位相ロックドループ５７に結合されている。第２位相ロックドルー プ５７は、周波数合成器５８、及び合成器５８と局部発振器６２との間に結合さ れたローパスフィルタ６０を備えている。周波数合成器５８には制御バス５９が 接続されている。局部発振器信号の周波数は８８０ＭＨｚから９１５±０．２Ｍ Ｈｚの送信機帯域にある。局部発振器信号はミクサ５４の第２入力に直接印可さ れていると共に、９０°位相偏移器６４を介してミクサ５６の第２入力に適用さ れている。混合の結果は、異なる成分を選択するローパスフィルタ６６、６８に それぞれ印可される。これらの成分はアナログデジタル変換器７０、７２でデジ タル化される。２００ｋＨｚのデジタル信号は単純なデジタル複合バンドパスフ ィルタ７４に印可される。バンドパスフィルタ７４は、適正な周波数のＩ及びＱ 信号を生成する。Ｑ信号は乗算器３４の第２入力３８へ印可され、ブロック１８ のＩ出力と乗算される。また、Ｉ信号は乗算器３６の第２入力３９へ印可され、 ブロック１８のＱ出力と乗算される。 低ＩＦと、変調の効率的帯域幅を用いる結果、ＩＦ信号を複合対として生成し 、送信ループに対して複合位相比較を行うことが必要である。ＧＳＭの場合、変 調のエネルギーの大部分は±８０ｋＨｚ（すなわち１６０ｋＨｚ）の帯域幅内に 含まれるが、２００ｋＨｚを超えるオフセット周波数に相当のエネルギーが依然 として存在する。送信機出力が単純な実数混合プロセスを用いて２００ｋＨｚ以 下のＩＦに逓降混合されるものとすると、２００ｋＨｚを超えて延びる変調エネ ルギーは負の周波数となるため、正の周波数成分と区別がつかなくなる。その結 果生ずる周波数の折り畳みにより、変調に深刻な歪みが生ずることとなる。送信 機ＶＣＯ４６の出力を、複合信号として混合して２００ｋＨｚに下げることによ り、上記の問題は解決される。 ＩＦが低下するほど、より大きな変調エネルギーが負の周波数領域を占めるた め、複合位相ロックドループ３１、すなわち、送信機ＶＣＯ４６及びミクサ５４ 、５６を含むルーブにおける複合混合及び複合比較の必要性は増加する。例えば ゼロＩＦでは絶対的に必要となる。ゼロＩＦを用いることにより、間違いなく電 力消費は最小となるが、混合に用いられる送信機ＶＣＯ出力と局部発振器ＶＣＯ ６２との間の引き込み効果が生じ得ることが深刻な問題となる。ゼロＩＦを用い た場合、両ＶＣＯは同じ周波数を有する。このことは、引き込み効果を最小化す るうえでは最悪であると考えられる。１００ｋＨｚのＩＦでも改善するが、２０ ０ｋＨｚはＧＳＭのチャンネル間隔と同じであり、送信合成器で必要なステップ 数が低減される。これより大きい周波数では、複合フィルタ・信号処理が不要に なるかもしれないが、電力消費が過大となってしまう。 位相比較器３２が、変調されたＩＦと送信ＶＣＯの逓降変換された出力との複 合乗算を行わねばならない理由も同じである。逓倍変換された後の変調ＩＦ信号 をｖ_mで表し、逓降変換された送信機出力をｖ_tで表すと、位相比較器の動作は、 となる。ただし、ｖ_eはＶＣＯを制御する誤差出力信号である。指数関数に展開 すると、（１）式は、 となる。ただし、ω_mは瞬間的なＩＦ、Φはループの位相誤差、Ｖ_m、Ｖ_t及びＶ_e は３つの信号のそれぞれの振幅である。位相比較器の出力として（２）式の虚数 成分を取ると、 が得られる。 送信機ＶＣＯ４６の出力の２００ｋＨｚへの逓降混合は、一対のアナログミク サ５４、５６で行われる。ミクサ５４、５６の局部発振器入力は局部発振器ＶＣ Ｏ６２から直交関係で得られる。Ｉ及びＱ出力は一対の低選択度アナログオンチ ップフィルタ６６、６８でフィルタ処理され、一対の低分解能アナログデジタル 変換器７０、７２でデジタル型式に変換される。これらの出力は、デジタル位相 比較器３２へ送られる前に、単純なデジタル複合フィルタ７４を用いてフィルタ 処理される。複合位相ロックドループ３１の残りの部分は、送信機４６に対する アナログ制御信号を生成するデジタルアナログ変換器４２及びローパスフィルタ ４４よりなる。 図２に示す実施例は、機能ブロック１８の出力２８、３０上のＩ及びＱ信号、 及びバンドパスフィルタ７４からのＩ及びＱ信号に不完全さが無いこと、つまり 、これらＩ及びＱ信号の振幅が完全に釣り合っており、かつ両信号間の位相差が 正確に９０°であることを前提としている。実際に不完全さが存在するならば、 送信機出力にはオフセット周波数４００ｋＨｚ（ＩＦ２００Ｈｚの２倍）の望ま しくないイメージが現れる。このようなイメージがループ帯域幅の外側となるこ とを保証するため、８００ｋＨｚ以上のオーダのＩＦを用いることが望ましい。 図２に示す送信機構成は実質的にデジタル化されており、より正確な設計プロ セス（すなわち、最初からの的確さ）、ＧＳＭ以外の他のデジタル送信機標準へ の適用への柔軟性、及び、ＣＭＯＳ技術による低製造コストでのの実現可能性の 増大といった利益をもたらす。 図３に示す送信機の実施例は、アナログ送信機を備える。入力７６、７８上の 変調されたゼロＩＦデータＩREF及びＱREFは、それぞれ、複合位相ロックドルー プ３１へ印可される。ループ３１は、アナログ位相比較器８０を備えている。ア ナログ位相比較器８０は、第１及び第２増幅器８２、８４を含んでいる。第１及 び第２増幅器 ８２、８４は、それぞれ、第１入力８３、８５及び第２入力８６、８７を有して いる。第１入力８３、８５は、基準Ｉ／Ｑ信号Ｉ_REF及びＱ_REFに結合され、第２ 入力８６、８７には、後述する如く、送信機発振器４６の出力から得られた直交 関係ゼロＩＦ信号Ｑ_ACT及びＩ_ACTが入力される。送信機発振器４６は高品質高出 力の電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。 乗算器８２、８４からの乗算結果の信号の差信号が加算段階４０で得られる。 すなわち、加算段階４０は、変調データ信号を含む「誤差」信号Ｉ_ACT・Ｑ_REF− Ｉ_REF・Ｑ_ACTを生成する減算器として機能する。この誤差信号は、送信機ＶＣＯ ４６へ印可される前に、積分ループフィルタ８８でフィルタ処理される。送信機 ＶＣＯ４６の出力には電力増幅器４８が結合されており、電力増幅器からの出力 は信号を伝搬させるアンテナ５２へ印可される。 送信機ＶＣＯからの出力は直交関係ミクサ５４、５６の第１入力へ印可される 。局部発振器信号は位相が直交関係でこれらミクサの第２入力へ印可される。 局部発振器信号は電圧制御局部発振器６２から得られる。電圧制御局部発振器 ６２は、周波数合成器５８及び合成器５８とＶＣＯ６２との間に結合されたロー パスフィルタ６０を備える第２位相ロックドループに結合されている。制御バス ５９は周波数合成器５８へ接続されている。局部発振器信号の周波数は８８０〜 ９１５ＭＨｚの送信機帯域にあり、送信機ＶＣＯ４６の所要の出力周波数を生成 するよう選択されている。局部発振器信号はミクサ５４の第２入力直接印可され ていると共に、９０°位相偏移器６４を介してミクサ５６の第２入力へ印可され ている。混合結果は、通常はゼロＩＦである異なる成分Ｉ_ACT及びＱ_ACTを選択す るローパスフィルタ６６、６８へ印可される。これらの差成分はそれぞれ、ブロ ック１８の出力Ｑと乗算される乗算器８４の第２入力８７、及び、ブロック１８ のＩ出力と乗算される乗算器８２の第２入力８６へ印可される。 次に、低ＩＦに対して上述した指数展開表現をゼロＩＦに対して示す。動作中 、ＶＣＯ４６の周波数ｆ_VCOはミクサ５４、５６において周波数ｆ_REFと逓降混合 される。その結果はＩ／Ｑ表現におけるｆVCOとｆ_REFとの間の位相差である： この値が基準Ｉ／Ｑ値Ｉ_REF及びＱ_REFと比較されるべき位相である： 実際の直交関係信号と基準直交関係信号との間の位相差は、これら２つの信号 の複合除算により計算することができる。一定振幅の位相及び周波数変調のみを 考慮するため、両信号の振幅は一定であるので、両Ｉ／Ｑ信号の大きさ及び計算 結果は１となる： 式（７）は次のように変形することができる： Ｉ及びＱ成分の表現において、式（８）は式（４）及び（５）を用いて次のよ うに変形できる： 式（７）及び式（９）の係数を比較することにより、次の２つの式が得られる ： これらの式は、実際のＩ／Ｑ信号及び基準Ｉ／Ｑ信号の間の位相差のＩ成分及 びＱ成分を示している。小さな位相差に対する差のＩ成分は常に１に近く、従っ て、有用な情報を含んでいない。Ｑ成分が必要な情報を担っている。 小さな角Φ_REF−Φ_ACTに対して式が成り立つ。 従って、Ｉ／Ｑ値からの位相差を与える式は となる。 この式は、Ｑ_REF成分がＩ_ACTとアナログ４直交乗算器で乗算されるべきである ことを意味する。同じことは、Ｉ_REF及びＱ_ACT成分についても行われなければな らない。両結果の差は、小さな位相角に対して、基準Ｉ／Ｑ信号と実際のＩ／Ｑ 信号との間の位相差に比例する。従って、この回路は、Ｉ／Ｑ信号を用いたアナ ログ位相弁別器として作動する。これらの信号の位相は連続であるため、ループ フィルタ８８は、このアナログ位相ロックドループの速やかな応答を可能とする 比較的広い帯域幅を有することができる。 位相比較器８０の出力信号が積分され、ＶＣＯ調整電圧として用いられれば、 ＶＣＯ周波数は基準Ｉ／Ｑ信号で変調された要求周波数の値に調整される。従っ て、この手法は、要求周波数及びベースバンドＩ／Ｑ信号から変調信号を生成す るのに用いることができる。主な利点は、ＶＣＯ信号がローパスフィルタ処理さ れた電圧で直接変調されるため広帯域雑音を非常に小さくできることである。こ れにより、広帯域雑音電圧はＶＣＯの広帯域雑音以下となる。 送信中心周波数上の要求周波数の生成が前段で述べた理由により問題となるこ とがある。この場合、以下の解決策を用いることができる。 １．ＶＣＯ出力信号ｆ_VCOの逓降変換に高調波混合を用いる。これが、基準周波 数が送信される信号の中心周波数ではなく、基準信号の高調波が送信器の中心周 波数であることを意味する。 ２．送信中心周波数の分数のＶＣＯを用い、特別な回路で増倍して基準周波数と して用いる。 ３．２つの周波数を混合してｆ_REFを生成する。 ４．低ＩＦ位相比較を用いる。 本開示を読むことにより当業者には他の変形は明らかであろう。かかる変形は 、送信機及びその構成部品の設計、製造、及び使用法において既に公知であり、 ここで述べた特徴の代わりに又は加えて用いることができる他の特徴を含む。 産業上の利用性 例えば、ＧＳＭ標準に従って動作するセルラー電話等の、デジタル遠隔通信装 置で用いられるトランシーバの無線送信機又は送信部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＣＮ，ＪＰ，Ｋ Ｒ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 出力ＲＦ信号を生成する送信機電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、該ＶＣＯに 変調データ信号、位相誤差信号、及び周波数要求信号を印可する手段とを備える 送信機。 ２． 実際の変調データ信号を基準信号と比較して前記位相誤差信号を出力する 複合位相比較器を備えることを特徴とする請求項１記載の送信機。 ３． 前記手段は、前記変調データ信号、位相誤差信号、及び周波数要求信号を 表すアナログ信号を出力するよう適合されたことを特徴とする請求項１記載の送 信機。 ４． 直交関係周波数逓降変換手段が前記送信機ＶＣＯに結合され、直交関係に ある基準信号を供する手段が設けられ、前記基準信号の同相成分を前記逓降変換 された送信機ＶＣＯ信号の直交位相成分と比較し、前記基準信号の直交位相成分 を前記逓降変換された送信機ＶＣＯ信号の同相成分と比較する複合位相比較手段 が設けられたことを特徴とする請求項１記載の送信機。 ５． ゼロＩＦで直交変調信号を生成する変調手段を備えることを特徴とする請 求項４記載の送信機。 ６． 複合直交基準信号を用いて前記直交関係変調信号を低ＩＦへ周波数逓倍変 換し、複合デジタル化直交関係変調ＩＦ信号を生成する手段を備え、前記直交関 係周波数逓降変換手段は、前記逓降変換された送信機ＶＣＯ信号の前記同相成分 及び前記直交成分がデジタル化された信号を低ＩＦで生成する手段を含み、前記 複合位相比較 手段は、前記周波数逓降変換された送信機ＶＣＯ信号がデジタル化された信号を 前記複合デジタル化直交関係変調ＩＦ信号と比較してその差を得る手段を備える ことを特徴とする請求項５記載の送信機。 ７． 前記位相誤差信号は、前記基準発振器が用いる基準水晶と同じ基準水晶か ら基準周波数を得る局部発振器ＶＣＯを有する第２の周波数合成器を用いて得ら れることを特徴とする請求項５記載の送信機。 ８． 前記基準信号はゼロＩＦであることを特徴とする請求項１記載の送信機。 ９． 前記複合位相比較手段はアナログ位相ロックドループを備えることを特徴 とする請求項４記載の送信機。 １０． 前記ＶＣＯ信号を周波数逓降変換する高調波混合手段を備えることを特 徴とする請求項９記載の送信機。