TW408523B - Transmitter - Google Patents

Description

1Q8524 五、發明說明（1) ' 技術範疇 .本發明乃關於一發射機及/或一收發機之發射部分，該 部分為方便起見將稱為-發射機。此發射機可使用於根據 GSM標準（全球行動通訊系統）之一細胞電話中，該標準在 本發明中稱為GSM標準。 發明藝術 GSM標準需求自一行動台發射機極低位準之亂真發射。 亂真發射之特性詳見圖1之附圖中，該圖為以芎萬赫（MHz) 頻率與以dBc/Hz之噪音密度之圖表。

此圖指出在1 Hz帶寬與+ 33 dBm之載波功率位準相附之 下可允許之干擾噪音位準。在“^!接收機帶寬在935 MHz及 9 60 MHz間之區域中，噪音必須小於—丄b2 dBc，及在925 MHz及935 MHz間必須小於-1 5〇 dBc。在以向上混頻為準之 典型發射機之寬帶VCO及混波器中之噪音將超過此極限， ，此在接收f中必須在叮提供補償頻率及額外濾波以抑制 本曰。但儘官噪音在載波之一側已抑制到一低位準，受到 嚴，抑制之下列之功率放大器可消除剩餘噪音之AM成分及 大量恢復干擾嘴音側帶。但在需要另一級昂貴之RF濾波以 期達到特性規格。

本發明之揭示 ，本务明之一目的為在簡化發射機中之濾波需求，但仍能 達到亂真放射之需求規格。 根據本發明’塘有一發射機其包含一電壓控制之振盪器 (VCO)可產生一輸出”信號及裝置以供應一調變之資料信

第5頁 五、發明說明（2) 號，及相位差信號及一頻率要求信號至VC0。 在本發明之一具體實例中，一複相比較器將一實際調變 資料信號與一參考信號相比較，其結果用來提供相差信號 至VC0。 儘管複相比較器之輸入信號可能是零I F，最好此等信號 為低IF，對GSM發射機而言可能為2 0 0 kHz範圍。使用低IF 及零以上I F之一優點為自VC0至複相比較器之回授路徑中 可用ac耦合，因而減輕由混波器產生之第二級中調變產品 之不良效應。及可使ac耦合於複相比較器迴路中，一非零 I F可降低產生輸出RF信號之VC0將一本地振盪器頻率牽引 之危險。本地振盪器產生一與本地振盪器頻率正或負I F對 應之頻率。 如必要，在相位比較器比較之複信號可能以數位方式代 表。當實施發射機時，所有濾波器均可統合，因此可使發 射機電路可結構為·一積體電路__。 圖式之簡略說明 本發明將以舉例及參考伴隨之圖式予以敘述，其中： 圖1為一圖形顯示一操作於GSM標準之行動台發射機之亂 真發射之位準特性， 圖2為一方塊圖說明根據本發明之一具體實例之結構’ 圖3為本發明發射機之第二個具體實例之結構方塊圖。 在各圖式中，相同參考號碼用以代表相同之特性。 實施本發明之模式 圖1已在序言中敘述故不再重述α

第6頁 408&S3 五、發明說明（3) 圖2中之發射機結構包含一資料輪入1 0供基帶資料用。 為說明方便計，假定該資料為2 7 0，8 3 3 kB /s之GSM位元 率。此資料位元用來以適合之數位相調變器如一 GMSK (高 斯最小移位鍵入）調變器1 2調變一零13P載波。調變器1 2產 生正交相關之複信號ί及<3於各.別輸出1 4，1 6。特別是，調 變器1 2為一數位元件，其產生複信號I及Q輸出，其抽樣率 為15位元解析度’等於位元率之適當倍數。本例中之{及卩 輸出#號為270.833 1^/3(母秒一千抽樣）。在各別輸出 ▲ 1 4，1 6之數位輸出必須在數位升頻器及濾波功能段丨8中受 到一接近完全之複頻率轉換為預定之低2 0 〇 kHz中頻。功 能段1 8提供必要之濾波以消除帶外噪音及亂真。在輸入2〇 及2 2之複I及Q 2 0 0 kHz轉換信號係利用一數位頻率分離級 26自一13 MHz參考振盪器24得來a在功能段18之輸出28 ’ 30之正交相關輸出信號有—2〇〇 kHz中頻及8 1 2. 49 9ks/s之 抽樣率，其為位元率之三倍。此等輸出信號被加在一複相 鎖迴路31 ’在其中利用得自發射機輸出之信號實施相位比 較。 複相鎖迴路包括一數位相位比較器3 2 ,在其中將輸出 2 8，3 0之仏ϊ虎複相位比較。比較器3 2包括第一及第二相乘 器34，36，其輸入分別為35，37 ’耦合至功能段18之輸出 28 ’ 30 ’及第二輸入38，39供2〇〇 kHz之正交相關信號， 此信號得自一發射機主振盪器4 6 ’稍後再述，該主振盪器 為高質、高功率電壓控制之振盪器（vc〇)。主振盪器46以 2 0 MHz補償之輸出噪音密度足夠達到GSM規格之需求而不

第7頁 _ 408533 友、發明說明（4)^ ----- 霉要使用外部濾波器。 自乘法器34，36之差異信號在相加器級4〇中相結合，該 f40作為—相減器以形成一11誤差M信號，其代表VC0 46之 瞬間相移及調變及頻率要求所加之需求間之差異。相加級 切之數位化輸出在數位至類比轉換器42中轉換為一類比信^ 號"此信號在低通濾波器44中在其加在發射機vc〇 46之前 予以濾波。一功率放大器48耦合至發射機vc〇 46之一輸 出，而功率放大器之輸出則加至天線5 2以將信號傳播。 發射機VC0 46之輸出加在混波器54 > 56之第一輸入。一 本地振盪器信號正交加在此等混合器之第二輸入。 ^ 本地振盪器信號係得自一電壓控制本地振盪器62，其耦 合至一附屬相鎖迴路57，該迴路包含综合器58及耦合至頻 率综合器5 8及本地振盪器6 2間之低通濾波器6 0。一控制匯 流排5 9連接至頻率綜合器5 8 °本地振盪器信號之頻率位於 880至915 ± 〇. 2 MHz之發射機帶。本地振盪器信號直接加 至混波器54之第二輸八，及經過度移相器64至混合器56 之弟一輸入。混波之產品加至各個低通滤波.器6 6 ’ 6 8，該 低通濾波器選擇不同成分。此等成分在類比至數位轉換器 7 0，了 2中被數位化。2 0 0 k Η z之數位化信號被加至一簡單 數位複式通帶濾波器74，由其產生正確頻率之ί及Q信號。| 5 Q信號加在乘法器34之第二輸入38，在其中與段18之I輪岀 相乘，I信號再加至乘法器36之第二輸入39，在該乘法器 中與段18之Q輸出相乘。 由於低IF及調變之有效帶寬之結果，有必要產生〖F信號

第8頁 408523 五、發明說明（5) 為一複式對及執行發射迴路之複相位比較。在GSM情況 下，調變之大部分能量包含在土 8 0 (即1 6 0 kHz )之頻 帶寬度内，但仍有若干能量存在於超過200 kHz之補償頻 率。如發射機輸出利用一簡單1實際之混波方法與IF 2 0 0 kHz向下混波，則超過2 0 0 kHz之調變能量將為負頻率，因 此將無法與正頻率成分分辨。此種結合之頻譜摺疊將造成 嚴重調變之失真。將發射機V C 0 4 6輸出向下混波為2 (] (1 kHz成為複信號則可克服此一問題。 在複相鎖迴路3 1中之複混波及相位比較之需求，即包括 發射機VC〇 46及混波器54 ’56之迴路增加而if降低，而更 多之調變能量位於負頻率區域°在一零I F時，此乃極端重 要。儘管0 I F解決方案無疑地會使功率消耗最低，嚴重問 題是在發射機VCO及用作混波之本地振盪器VCO 62之間的 潛在之頻率牽引效應。以一零I F ’兩個v C 0均有同一頻 率，在降低頻率牽引上此被認為是最壞之‘計劃。1 〇〇 kHz 之IF將會好些1但20 0 kHz之IF亦同樣可作為GSM之頻道間 隔，並降低在發射合成器中所需之步驟。任何較高I F將導 致過度之功率消耗，即使其可避免複濾波及信號處理。 同理，相位比較器32必須執行調變I jp及發射機vc〇之降 頻轉換輸出之複雜乘法。如數位升頻轉換後之調變IF信號 由代表1及發射機向下降頻轉換輪出由Vt代表，則相位 比較之作用為：

© Ο)

408523

擴展為指數，此式 五、發明說明（6) 其中之Ve為控制vco之誤差輸出信號 變為· 其中為瞬間中頻’ 0為迴路中之相差，及V ，γ及丫為 三個信號之波幅強度。取（2)之虚數部分為相^比"較器e之 輸出，可獲得： w ν=ν^ϊη(-φ) ⑶ 將發射機VC0 46輸出向下混波為2 0 0 kHz係以一對類比 混波器54，5 6完成，其本地振盪器輸入係得自相位正交之 本地振盪器V C 0 6 2。ί及Q輸出在一對低選擇性類比，基片 上濾波器6 6 , 6 8上濾波及在一對低解析度類比至數位轉換 器70，72上轉換為數位形式。其輸出，在饋送至數位相位 比較Is 32以前先被一簡單數位複濾波器74予以濾波。複相 鎖迴路31之其餘組件含數位至類比轉換器42及低通濾波器 4 4 ’其產生供發射機V C 0 4 6之類比控制信號， 圖2中之具體實例假定並無不完美性，即完全之波幅平 銜及在功能段18之輪出28，30及自通帶濾波器74之1及9信 號間之準確90。相移。如實際上，不完美性存在時，則不 需要之影像將在發射機輸出出現，其補償頻率為綱. ( 2 0 0 kHz IF之一倍）》為保證此影像在迴路之帶寬以外’ — 8 0 0 kHz之IF或較大頻率將更為理想。 圖2中之發射機結構實質上為數位；，使設計上有更為

408533 五、發明說明α) 準確之優點（即正確第一時間）τ更有彈性地指出G s μ以外 之數位發射機標準，及以較本製造成本之CMOS科技之日增 之潛在實現。 s 圖3中之發射機之具體實例包含一類比發射機。在輸入 76 ’ 78上之調變零IF資料iREF及qref加在一複相鎖迴路31 上。此迴路3 1包含一類比相位比較器8 0，其包括第一及第 一乘法器82，84，其有一第—輸入83，85 _禺合至參考j/q k號Iref及Qrep ’及第一輸入86，87以供正交相關之零ip ^ 再討論，此二者係得自發射器振 號QACT及IACT，此 ”…m亞搬 盪Is 4 6之輸出，該振盪器為高品質、高功率電壓栌 器（VC0)。 工又盟 自乘法益8 2，8 4之乘積不同信號在—相加級4 〇内相結 合，該級4 0功能為一減法器以形成”誤差"信號l q 一 IREF _ QACT，其包括調變之資料信號。誤差信號在=至$ 機VC0 46之前在一統合迴路濾波器88内予以濾波。」 放大器48輕合至發射機VC0 46之—輸出，功&放大器: 出加至天線5 2，將信號傳播Q D 輪 發射機vco之輸出加至正交相關混波器54，μ之第— 入。一本地振盪器信號正交力α至此混波器之第二 。七 本地振蘯器信號係得自一電壓#制太坫 兔®控制本地振盪器62，复係 病&至- W屬相鎖迴路中：該迴路包括—頻率合成器μ及 一低通濾波器60耦合在合成器58與vc〇 62之一及 流排5 9連接至頻率合成器5δ。本地振盪器信梦 ^ =匯 8 8 0至915 MHz之發射機頻帶中，並被搜 =外f位於 |〜水以產生發射機

408523 五、發明說明（8) VC0 46之需要輸出頻率。本地振盪器信號直接加至混波器 5 4之第二輸入及經由9 0 °相位移轉器6 4加至混波器5 6之第 二輸入。混波器之產品加至各別低通濾波器6 6，6 8，此二 濾波器選擇差異成分IAeT及仏„，此二成分標稱為零I F。此 等差異成分分別加至乘法器84之第二輸入8 7，在其中其以 段18之Q輸出相乘，及加至乘法器82之第二輸入86，其中 以段1 8之I輸出相乘。

前面一低I F之係數代表展開現在給與一零I F。在操作 中，VC0 46頻率fvc。與頻率fREF在混波器54，56中向下混 波。其結果為I / Q代表中fvoa及fjw間之相位差· b - Iact + j Qact = cos Φαοτ + j s'n ^act ⑴ 此值將與參考I / Q值IREF，QREF加以比較： a = Iref + j Qref = cos Oref + j sin Oref (2) 實際與參考正交相關信號間之相位差可由二信號之複合 除法予以計算。因為二信號之波幅應為常數不變，因.為吾 人僅考慮以不變波幅之相位及頻率調變，I / Q信號之強度 及結果設定為1 :

a = ei(^EK-»»ACT) = cos^^ - ^ACr) + j sin {φΚΖΐ-φΚΖΊ) ⑷ b 方程式（4 )可寫為：.

第12頁 五、發明說明（9) 408523 ：cos φ^,. cos φΑίΎ + Sin ^.sin φΛΤ + j (sin . cos . c〇s sin ^ j ^ 及Q成分之代表中，方程式（5)可利用# 之關係改寫為： 程式（1 )及（2 ) d _ , ⑹ 百—IrEF - IaCT + Qref Qact + J (Qref . i W Iref · Qact) t匕較方程式（4)及（6)之得、數’ '结果由二方程式組成 ⑺ (8) cos φ kCX) — Ir£f · Iact Qref · Qact

s*n Ci^REF " Φ\ϋϊ ) = QrEF · IaCT 'Ir£F * QaCT ❿ 此等方程式顯示實際及參考I /Q信號間之相差之丨及^成 分。相差之I成分為小相差並接近1 ，因此不含有用資$ , Q成分則含有所要之資訊。 ' 小角度之0REF- 0ACT，方程式 sin (^ref-^^^^ref-^act (9) 為有效。 因此，自i / Q值決定相差之方程式為： ^b.ef ~ ^act ^ ' Iact * Iref ' ^ACT (1〇) 意即Qref成分應與IACT在一類比四象限相乘：器中相乘。^ 1QACT成分亦必須相乘。二乘積之差異係供與I考丨/Q作= 及貫際I / Q信號間之相位差成比例之小相位角。因此等I / q 信號為連續相位，迴路濾波器8 8可有一相當寬之頻帶寬，

408523 五、發明說明（10) — 因而可使類比相鎖迴路迅速反應。 如相位比較器8 0之輪中々士跋赴搞·八、， 電壓，VC0頻率將被卞M s 皮/刀亚用來作為VCO調諧 率。因此此H 參考i/Q信號調變之需要頻 此一技術可用以自一雹I相、玄-π « 產生一調變作沪。1 ± Φ ,：而要頻率及基帶I/Q信號 為VC0作f卢户古1其要之優點為寬帶噪音可能極低，因 : 。〜钻直接由低通濾波電壓所調變。

音電壓不™之寬帶噪音為大D f因此，寬U 有時在發射機中央頻率上產生靈要哺全f 在前言中所述之理由要頻率，由於以下 案可以使用。 ’可肊疋-問a ’因A，下列解決方 考1韻ί ΐ ΐ混波供v⑶輸出信號fvG。之降頻轉換。意即來 ifΐ亚非發射之信號之中央頻率，但參考頻率之諧波A 發射機之中央頻率。 /T肩手4㈡皮為

lREF 3 ·將二頻率混波以產生fc 4 _利用一低I F相位比較 門’本，明後，對精於此技藝人士而言，其他修改當屬 可行。該等修改可的 件使用涉及在設計上製造上及發射機及其組 以外之特性。 該等特性可以使兩或為本發明特性 工業適用性 利用於數位雷户 ^ % ^通訊裝置如以GSM標準操作之細胞電話 之從發機之無線發射機或發射部分。

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Claims (1)

1. 408523

   '種心射機包含一發射機電壓控制之振盪器（VC0)甚 生-輸出RF信I，及一裝置以跑加一調 墓信號及二頻率需求信號至VC(^ 位誤 2.如申請專利範圍第1項之發射機，其特徵為由一複相 位比較器以將一實際調變資料信號與一參考信號比較， 提供一相位誤差信號。 、3 ·/申請專利範圍第1項之發射機，其特徵為該裝置能 適於& ί、代表調變資料信號之相位誤差信號及頻率雹旅 信號之一類比信號。 千4要 3) 4 ‘如申請專利範圍第1項之發射機’其特徵為該正交相 關之降頻轉換裝置耦合至發射機VC0 ’備有一裝置以提供 一參考k號之正交相關版式，及備有複相位比較裝置以比 較參考信號之同相成分與降頻轉換發射機VC〇信號之正交 相位成分，及比較參考信號之正交相位成分與降頻轉換X發 射機VC0信號之同相成分。 、Λ 5.如申請專利範圍第4項之發射機，其特徵為調變裝置 以提供零I F之正交相關信號。 6.如申請專利範圍第5項之發射機，其特徵為—裝置利 用複正父參考js號供將正交有關之調變信號升頻轉換為一 低I F以產生複數位化正交相關之調變丨F信號’其特徵為正 交相關頻率降頻轉換裝置包括裝置以產生同相之數位式成 分及向下降頻發射機VC0信號之低IF正交相位成分及複相 位比較裝置包含裝置以比較降頻.轉換發射機信號之數位部 分與複數位化正交有關之調變IF信號，及獲得差異。

   第15頁 408-5^3 六、申請專利範圍 7. 如申請專利範圍第5項之發射機，其特徵為相位誤差 信號係利用一附屬頻率合成器而得，該合成器具有一本地 振盪器VC0，其自參考振盪器所用之同一參考晶體獲得一 參考信號。 8. 如申請專利範圍第1項之發射機，其特徵為參考信號 為一零I F。 9 .如申請專利範圍第4項之發射機，其特徵為複相位比 較裝置包含一類比相鎖迴路。 1 0.如申請專利範圍第9項之發射機，其特徵為諧波混波 裝置供降頻轉換VC0信號。

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