KR20000070843A - 전압 제어 발진기를 포함하는 송신기 - Google Patents

Abstract

송신기에 있어서, 복소 저 IF 디지털 신호는 송신기 VCO(46)을 통해 생성된 아날로그 신호의 디지털 주파수 하향-변환 버전과 함께 직교 형태로 복소 위상 비교기(32)에 인가된다. 상기 저 IF 디지털 신호는 송신기 VCO(46)의 디지털 주파수 하향-변환 버전과 비교되는 기준 신호로서 제공된다. 복소 위상 비교기(32)의 출력은 제어 신호로써 송신 VCO에 인가되는 아날로그 신호로 변환된다. "0"-IF 신호를 사용하는 아날로그 송신기의 실시예가 또한 개시되어 있다.

Description

전압 제어 발진기를 포함하는 송신기{TRANSMITTER COMPRISING A VCO}

GSM 표준은 이동 기지국 송신기로부터의 스퓨리어스(spurious) 방사가 매우 낮은 레벨일 것을 요구한다. 스퓨리어스 방사에 대한 설명은 첨부된 도면의 도 1에서 요약될 것이고, 상기 도면은 주파수(MHZ)에 따른 잡음 밀도(dBc/Hz)의 그래프이다.

상기 그래프는 +33dBm의 반송파 전력 레벨에 대한 1Hz 대역폭 당 불필요한 잡음의 허용 레벨을 나타낸다. 935MHz와 960MHz 사이의 GSM 수신기 대역의 영역에서, 상기 잡음은 -162 dBc보다 작아야 하고, 925 MHz와 935MHz 사이에서는 -150 dBc보다 작아야 한다. 업-믹싱(up-mixing)에 기초한 일반 송신기의 광대역 VCOs와 믹서로부터의 잡음은 이러한 큰 오프셋 주파수에서 이러한 한계값을 초과할 수 있고, RF에서 수신 대역의 이런 잡음을 억제하기 위해 특별한 필터방법이 제공되어야 한다. 그러나, 비록 잡음이 반송파의 한쪽 측면에서 충분히 낮은 레벨로 필터링 된다 하더라도, 완전한 압축을 수행하는 다음의 전력 증폭기는 잔류 잡음의 AM 성분을 제거하고 불필요한 잡음 측파대를 대부분 복원시킨다. 이때 값비싼 RF 필터링의 다른 단계가 설명을 충족시키기 위해 아직도 요구된다.

본 발명은 송신기 및/또는 트랜시버의 송신 섹션에 관한 것으로서, 상기 섹션은 설명에 있어 편의를 위해 송신기로 언급될 것이다. 송신기는 GSM(이동 통신 세계화 시스템) 표준에 따라 동작하는 셀룰러 전화기에서 사용될 수 있고, 본 발명은 설명상의 편의를 위해 상기 GSM 표준을 참조하여 기술될 것이다.

도 1은 GSM 표준에 따라 동작하는 이동국 송신기에 대한 스퓨리어스 방사의 레벨을 설명하기 위한 그래프.

도 2는 본 발명에 따라 구성된 송신기의 제 1 실시예 구조를 기술하고 있는 개략적인 블록도.

도 3은 본 발명에 따라 구성된 송신기의 제 2 실시예 구조를 기술하고 있는 개략적인 블록도.

본 발명의 목적은 송신기에서의 필터링을 위한 필요조건을 간소화시키면서, 스퓨리어스 방사에 대한 필요한 설명을 또한 수행하는 하는데 있다.

본 발명에 따라 송신기가 제공되는데, 상기 송신기는 출력 RF 신호를 생성하는 전압 제어 발진기(VCO)와, 변조용 데이터 신호, 위상 에러 신호 및 주파수 수요 신호를 VCO에 제공하기 위한 수단을 포함한다.

본 발명의 실시예에 있어서, 복소 위상 비교기는 실제 변조용 데이터 신호를 기준 신호와 비교하고, 그 결과는 위상 에러 신호를 VCO에 제공하기 위해 사용된다.

비록 복소 위상 비교기로의 입력 신호는 "0" IF에서 존재할 수 있지만, 낮은 IF에서는 이러한 신호가 GSM 송신기에 대해 거의 200KHz가 되는 것이 바람직하다. "0" IF 외의 낮은 IF를 사용하는데 있어서의 장점은 ac 커플링이 VCO에서부터 복소 위상 비교기까지의 피드백 경로에서 사용될 수 있고, 이것을 통해 믹서에서 발생된 2차 상호변조 결과의 바람직하지 못한 효과를 완화시키는데 있다. "0"가 아닌 IF는 복소 위상 비교기 루프에서 ac 커플링을 가능하게 할뿐만 아니라 출력 RF 신호를 생성하는 VCO을 통해 국부 발진기의 인입(pulling)의 위험성을 감소시키고, 상기 국부 발진기는 국부 발진 주파수±IF에 해당하는 주파수를 생성한다.

만약 필요하다면, 위상 비교기에서 비교된 복소 신호는 디지털 형태로 표기될 수 있다. 송신기를 구현할 때, 모든 필터는 집적화가 가능하기 때문에 상기 송신기 회로가 집적 회로로써 제작되는 것이 가능하게 된다.

이제 본 발명은 일예로써 첨부된 도면을 참조하여 기술될 것이다.

도면에서는 동일한 참조 번호들이 해당 장치들을 나타내기 위해서 사용되고 있다.

도 1은 본 명세서의 전문에서 기술되었기 때문에 다시 기술되지 않을 것이다.

도 2에 도시된 송신기 구조는 기저 대역에서의 데이터를 위한 데이터 입력부(10)를 포함한다. 설명의 편의를 위해, 상기 데이터는 GSM에서 270.833 kB/s의 비트속도를 갖는다는 것이 가정될 것이다. 상기 데이터 비트는 GMSK(가우시안 최소 편이 변조) 변조기(12)와 같은 적절한 디지털 위상 변조기를 사용하여 "0" IF 반송파를 변조하기 위해 사용된다. 상기 변조기(12)는 각 출력부(14,16)에서 직교 관련 복소 신호(I, Q)를 생성한다. 더 상세하게는, 상기 변조기(12)는 상기 비트속도의 적당한 배수와 동일한 샘플링 속도로 15 비트 분해도를 갖는 복소 디지털 출력 (I, Q)을 생성하는 디지털 요소이다. 본 실시예에서 출력(I, Q)은 270.833 kS/s(초당 킬로암페어)이다. 각 출력부(14와 16)에서의 디지털 출력은 디지털 상향-변환기 및 필터링 기능 블록(18)에서 소정의 200 kHz의 낮은 IF로 거의 완벽하게 복소 주파수 전환이 될 것이다. 상기 기능 블록(18)은 대역 밖의 잡음과 허위 신호를 제거하기 위해 필요한 모든 필터 기능을 제공한다. 입력부(20,22)에서 200kHz의 복소 전환 신호(I, Q)가 디지털 주파수 분주부(26)를 통해 13 MHz의 기준 발진기(24)로부터 유도된다. 기능 블록(18)의 출력부(28,30)에서의 직교 관련 출력 신호는 일반적으로 200 kHz의 IF와 비트속도의 세배인 812.499 kS/s의 샘플 속도를 갖는다. 이러한 출력 신호는 복소 위상 동기 루프(31)에 인가되는데, 상기 위상 동기 루프에서 출력 신호는 송신기 출력부로부터 부분적으로 유도된 신호를 이용하여 복소 위상 비교가 수행된다.

복소 위상 동기 루프는 디지털 위상 비교기(32)를 포함하는데, 상기 디지털 위상 비교기에서 출력부(28,30)로부터의 신호는 복소 위상 비교가 수행된다. 비교기(32)는 기능 블록(18)의 출력부(28,30)에 각각 연결된 제 1 입력부(35,37)와, 이후에 기술된 것처럼 송신 주발진기(46)의 출력부로부터 유도된 200 kHz의 직교 관련 신호를 위한 제 2 입력부(38,39)를 구비하는 제 1 및 제 2 곱셈기를 포함하되, 상기 주발진기는 고품질, 고전력 전압 제어 발진기(VCO)이다. 20 MHz 오프셋에서 주발진기(46)의 출력 잡음 밀도는 외부(external) 필터를 사용할 필요 없이 GSM 규정조건을 충족시키기에 충분히 양호하다.

곱셈기(34,36)의 다른 두 신호는 "에러(error)" 신호를 형성하기 위해 감산기로써 동작하는 가산부(40)에서 조합되어지는데, 상기 "에러" 신호는 VCO(46)의 순시 위상 편차와 변조 및 주파수 수요에 의해 부과된 수요 편차의 차이를 나타낸다. 가산부(40)의 디지털화된 출력은 디지털-아날로그 변환기(42)에서 아날로그 신호로 변환된다. 상기 아날로그 신호는 송신기 VCO(46)에 인가되기 전에 저역 통과 필터(44)에서 필터링된다. 전력 증폭기(48)는 송신기 VCO(46)의 출력부에 연결되고, 전력 증폭기로부터의 출력은 신호를 전파하는 안테나(52)에 인가된다.

송신기 VCO(46)로부터의 출력은 믹서(54,56)의 제 1 입력에 인가된다. 국부 발진기 신호는 직교 형태로 이러한 믹서의 제 2 입력에 인가된다.

국부 발진기 신호는 제 2 위상 동기 루프(57) 내에 연결된 전압 제어 국부 발진기(62)로부터 획득되는데, 상기 제 2 위상 동기 루프는 주파수 신시사이저(58)와 상기 신시사이저(58)와 국부 발진기(62) 사이에 연결된 저역 통과 필터(60)를 포함한다. 제어 버스선(59)은 주파수 신시사이저(58)에 연결된다. 국부 발진기 신호의 주파수는 880 MHz에서 915±0.2 MHz 사이의 송신기 대역에 놓인다. 국부 발진기 신호는 믹서(54)의 제 2 입력에 직접적으로 인가되고, 90°위상 이동기(64)를 통해 믹서(56)의 제 2 입력에 직접적으로 인가된다. 믹싱후의 결과신호는 오차성분(difference components)을 선택하는 저역 통과 필터(66,68)에 각각 인가된다. 이러한 선택된 신호들은 아날로그-디지털 변환기(70,72)에서 디지털화된다. 200 kHz의 상기 디지털 신호는 보정 주파수에서 I 및 Q 신호를 생성하는 단순 디지털 복소 대역 통과 필터(74)에 인가된다. 신호(Q)는 곱셈기(34)의 제 2 입력(38)에 인가되어 블록(18)의 출력(I)과 곱해지고, 신호(I)는 곱셈기(36)의 제 2 입력(39)에 인가되어 블록(18)의 출력(Q)과 곱해진다.

낮은 IF와 변조에 의한 효과적인 대역폭의 결과로써, 복소 쌍으로 된 IF 신호를 생성하고 송신 루프에 대한 복소 위상 비교를 수행할 필요가 있다. GSM의 경우에, 대부분의 변조 에너지는 ±80 kHz의 대역폭(즉 160 kHz) 내에서 포함되지만 200 kHz 이상의 오프셋 주파수에도 여전히 충분한 에너지가 존재한다. 만약 송신기 출력이 단순하고 실제적인 믹싱 처리를 이용하여 200 kHz의 IF 또는 그 보다 더 낮은 IF로 하향 믹싱이 이루어진다면, 그때 200 kHz 이상으로 확장되는 변조 에너지는 음의 주파수에서 존재하고, 그럼으로써 양의 주파수 성분으로부터 구별될 수 있다. 결과적인 스펙트럼 폴딩(folding)은 심각한 변조 왜곡을 야기할 것이다. 복소 신호는 이러한 문제를 극복하기 때문에 믹싱을 통해서 송신기 VCO(46)의 출력은 200 kHz로 떨어진다.

복소 위상 루프(31), 즉 송신기 VCO(46)와 믹서(54,56)를 구비하는 루프에서의 복소 믹싱 및 위상 비교의 필요성은 더 많은 변조 에너지가 음의 주파수 영역을 점유하였을 때 IF가 감소함에 따라 증가한다. 일예로 "0" IF에서, 이러한 사실은 절대적으로 필수적이다. 비록 "0" IF 해법이 가능한 가장 낮은 전력 소비를 유도한다는 것은 의심할 여지가 없지만, 송신 VCO 출력과 믹싱을 위해 사용된 국부 발진 VCO(62) 사이에 잠재적인 인입 효과가 존재한다는 심각한 문제가 있다. "0"-IF를 이용하여, 두 VCOs는 동일한 주파수를 가질 수 있지만, 이러한 것은 일반적으로 인입 효과를 최소로 하기 위한 최악의 가능한 시나리오로써 간주된다. 100 kHz의 IF도 더 양호하지만 200 kHz도 GSM에 대해서 동일한 채널 공간을 점유하고 송신 신시사이저에서 요구되는 단계의 수를 감소시킨다. 임의의 더 높은 IF는 복소 필터링 단계와 신호처리 단계를 회피할 수 있음에도 불구하고 막대한 전력 소비를 초래한다.

동일한 이유로 인하여, 위상 비교기(32)는 변조된 IF의 복소 변조 및 송신 VCO의 하향-변환 출력을 수행해야 한다. 만약 디지털 상향-변환 후에 변조된 IF 신호가 v_m으로 표기되고, 하향-변환된 송신기의 출력이 v_t로 표기된다면 그 때의 위상 비교기의 결과는 다음 식과 같다.

여기서 v_e는 VCO를 제어하기 위한 에러 출력 신호이다. 이 식은 지수 함수적으로 확장되었을 때 다음 식과 같다.

여기서은 순시 IF이고,는 루프에서의 위상 에러이고, V_m,V_t및 V_e는 세 신호의 각 크기이다. 수학식 2의 허수 성분을 이용하여 위상 비교기의 출력에 대한 다음의 식을 얻을 수 있다.

송신기 VCO(46) 출력을 200 kHz로 하향 믹싱하는 것은 한 쌍의 아날로그 믹서(54,56)를 이용하여 이루어지고, 상기 믹서의 국부 발진기 입력은 국부 발진기 VCO(62)로부터 위상 직교 상태로 유도된다. 출력(I, Q)은 칩 필터(66,68) 상에서 한 쌍의 낮은 선택도를 갖는 아날로그로 필터링되고, 한 쌍의 낮은 분해도를 갖는 아날로그-디지털 변환기(70,72)에서 디지털 형태로 변환된다. 상기 변환기의 출력은 디지털 위상 비교기(32)로 인가되기 전에 단순 디지털 복소 필터(74)를 통해 필터링된다. 상기 복소 위상 동기 루프(31)의 잔여 장치에는 디지털-아날로그 변환기(42)와 송신기 VCO(46)을 위한 아날로그 제어 신호를 생성하는 저역 통과 필터(44)가 포함된다.

도 2에서 기술된 실시예는 어떠한 결함도 존재하지 않는다는, 즉 완벽한 크기 밸런스 및 기능 블록(18)의 출력(28,30) 신호(I, Q)와 대역 통과 필터(74)로부터의 신호 사이의 정확한 90°위상 편이를 가정한다. 만약, 실제적으로 그 때에 결함이 존재한다면, 불필요한 영상이 400 kHz(200 kHz IF의 두배)의 오프셋 주파수를 통해 송신기 출력에 나타날 것이다. 상기 영상이 루프 대역폭의 바깥에서 생겼는지를 확인하기 위해, 거의 800 kHz의 IF 또는 더 큰 IF가 요구될 수도 있다.

도 2에서 기술된 송신기 구조는 대체적으로 디지털이므로, 더욱 정확한 디자인 처리(즉 우측 첫 번째)와, GSM외에도 다른 디지털 송신기 표준을 어드레싱함으로써 더욱 큰 유동성 및 적당히 낮은 제조 비용을 통한 CMOS 기술에서의 구현에 대한 증가된 잠재성을 제공한다.

도 3에 도시된 송신기의 실시예는 아날로그 송신기를 포함한다. 입력부(76,78) 상의 변조된 "0"-IF 데이터(I_REF및 Q_REF)는 복소 위상 동기 루프(31)에 각각 인가된다. 상기 루프(31)는 제 1 및 제 2 곱셈기(82,84)를 구비하는 아날로그 위상 비교기(80)를 포함하는데, 상기 곱셈기는 기준 I/Q 신호(I_REF및 Q_REF)에 각각 연결된 제 1 입력부(83,85)와 직교 관련 "0"-IF 신호(Q_ACT및 I_ACT)를 위한 각각의 제 2 입력(86,87)을 구비하고, 신호(Q_ACT및 I_ACT)는 이후에 설명된 것처럼 송신 발진기(46)의 출력부로부터 유도되었으며, 상기 발진기는 고품질, 고전력 전압 제어 발진기(VCO)이다.

곱셈기(82,84)에서 곱셈 결과의 차이 신호는 합산 단계(40)에서 통합되고, 상기 합산 단계는 변조된 데이터 신호를 구비하는 "에러" 신호(I_ACT·Q_REF-I_REF·Q_ACT)를 형성하기 위해 감산기로써 동작한다. 상기 에러 신호는 송신기 VCO(46)에 인가되기 전에 적분 루프 필터(88)에서 필터링된다. 전력 증폭기(48)는 송신기 VCO(46)의 출력부에 연결되고, 전력 증폭기로부터의 출력은 신호를 전파하는 안테나(52)에 인가된다.

송신 VCO로부터의 출력은 직교 관련 믹서(54,56)의 제 1 입력으로 인가된다. 국부 발진기 신호는 이러한 믹서의 제 2입력에 직교 형태로 인가된다.

상기 국부 발진기 신호는 제 2 위상 동기 루프 내에 연결된 전압 제어 국부 발진기(62)로부터 획득되고, 상기 제 2 위상 동기 루프는 주파수 신시사이저(58) 및 상기 신시사이저(58)와 VCO(62) 사이에 연결된 저역 통과 필터(60)를 포함한다. 제어 버스선(59)은 주파수 신시사이저(58)에 연결된다. 국부 발진기 신호의 주파수는 880 MHz-915 MHz의 송신기 대역에 위치하고, 송신기 VCO(46)의 필요 출력 주파수를 생성하기 위해 선택된다. 국부 발진기 신호는 믹서(54)의 제 2 입력부에 직접 인가되고, 90°위상 이동기(64)를 통해 믹서(56)의 제 2 입력부로 인가된다. 믹싱 후의 결과 신호는 계획대로 "0"-IF에 존재하는 다른 성분(I_ACT및 Q_ACT)을 선택하는 저역 통과 필터(66,68)에 각각 인가된다. 이러한 다른 성분은 곱셈기(84)의 제 2 입력부(87)에 각각 인가되어 블록(18)의 출력(Q)과 곱해지고, 곱셈기(82)의 제 2입력부(86)에 인가되어 블록(18)의 출력(I)과 곱해진다.

낮은 IF에 대해 사전에 주어진 지수 함수적인 표기의 전개가 "0"-IF에 대해 이제 주어질 것이다. 동작 중에 VCO(46) 주파수(f_vco)는 믹서(54,56)에서 주파수(f_REF)를 통해 믹싱 다운된다. 그 결과는 I/Q 표기에 있어서 f_vco및 f_REF사이의 위상 차이이다.

이 값은 기준 I/Q 값(I_REF, Q_REF)과 위상 비교가 이루어진다.

상기 실제 및 기준 직교 관련 신호 사이의 위상 차이는 두 신호의 복소 분할을 통해 계산될 수 있다. 단지 위상과 주파수 변조가 일정한 크기를 갖는다고 간주하기 때문에 두 신호의 크기가 상수일 수 있어, 두 I/Q 신호의 크기는 "1"로 설정된다.

수학식 7은 다음과 같이 다시 쓸 수 있다.

I 및 Q 성분의 표기에 있어서, 수학식 8은 수학식 4 및 5로부터의 관계를 이용하여 다음과 같이 다시 쓸 수 있다.

수학식 7과 9의 계수를 비교하면, 결과는 다음과 같은 두 식으로 구성된다.

이러한 수학식들은 실제 및 기준 I/Q 신호 사이의 위상 차이인 I 및 Q 성분을 나타내고 있다. 작은 위상 차이에 대한 차이성분인 I는 항상 거의 하나이고, 그러므로 유용한 정보를 보유하지 않는다. 성분 Q는 요구되는 정보를 수반한다.

의 작은 각에 대해 다음과 같은 식이 유효하다.

따라서, I/Q 값으로부터 위상 차이를 제공하는 방정식은 다음과 같다.

이것은 Q_REF성분이 아날로그 4분원 곱셈기에서 I_ACT성분과 곱해져야 한다. I_REF와 Q_ACT성분에 대해서도 이와 동일한 방법이 수행되어야 한다. 두 곱셈의 오차는 기준 I/Q 신호와 실제 I/Q 신호 사이의 위상 차이에 비례하는 작은 위상 각도에 관한 것이다. 그러므로 이러한 회로는 I/Q 신호를 사용하여 아날로그 위상 판별기로써 동작한다. 이러한 신호는 위상이기 때문에 연속적인 위상이기 때문에, 루프 필터(88)는 이러한 아날로그 위상 동기 루프가 신속하게 반응할 수 있도록 비교적 넓은 대역폭을 가질 수 있다.

만약 위상 비교기(80)의 출력신호가 통합되어 VCO 튜닝 전압으로써 사용된다면, VCO 주파수는 기준 I/Q 신호를 이용하여 변조된 수요 주파수의 값과 일치될 것이다. 그러므로 이러한 기술은 수요 주파수 및 기저대역 I/Q 신호로부터 변조된 신호를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 중요 장점은 광대역 잡음이 매우 낮아질 수 있다는 것인데, 그 이유는 VCO 신호가 저역 통과 필터링된 전압을 이용하여 직접적으로 변조되기 때문이다. 이러한 사실로 인해 상기 광대역 잡음 전압은 VCO의 광대역 잡음 보다 크지 않다.

때때로, 송신 중심 주파수 상의 수요 주파수(f_REF)의 생성은 전문에서 설명된 이유들로 인해 문제시될 수 있다. 따라서 다음의 해결 방법이 사용될 수 있다.

1. VCO 출력 신호(f_VCO)의 하향-변환을 위해 고조파 믹싱(harmonic mixing)을 사용한다. 이것은 기준 주파수가 송신된 신호의 중심 주파수가 아니라, 기준 주파수의 고조파는 송신기의 중심 주파수라는 것을 의미한다.

2. 특수한 회로에서 곱해지고 기준 주파수로써 사용되는 송신 중심 주파수의 소수부에 VCO를 사용한다.

3. f_REF를 생성하기 위해 두 주파수를 믹싱한다.

4. 낮은 IF 위상 비교를 이용한다.

본 명세서를 읽고 나면, 당업자들에게는 다른 변형들로 명확해 질 것이다. 이러한 수정은 송신기 및 구성 부품의 디자인, 제조 및 사용에 있어서 이미 공지된 다른 특징들을 포함 할 수 있으며, 이것은 여기에서 이미 설명된 특징을 대신해서, 또는 부가적으로 사용될 수 있다.

본 발명은 디지털 원격 통신 장치, 예를 들어 GSM 표준에 따라 동작하는 셀룰러 방식 전화기에서의 사용을 무선 송신기 또는 트랜시버의 송신 부분에 사용된다.

Claims (10)

1. 송신기에 있어서,

   출력 RF 신호를 생성하는 송신기 전압 제어 발진기(VCO)와,

   변조용 데이터 신호, 위상 에러 신호 및 주파수 수요 신호를 상기 VCO에 적용하기 위한 수단을 포함하는 송신기.
2. 제 1항에 있어서, 복소 위상 비교기는 실제 변조용 신호와 기준 신호를 비교하여 상기 위상 에러 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 송신기.
3. 제 1항에 있어서, 상기 수단은 상기 변조용 데이터 신호, 상기 위상 에러 신호 및 상기 주파수 수요 신호의 아날로그 신호 표기를 제공하기 위해 적용되는 것을 특징으로 하는 송신기.
4. 제 1항에 있어서, 직교 관련 주파수 하향 변환 수단은 상기 송신 VCO에 연결되어 기준 신호의 직교 관련 버전을 제공하기 위해 제공되고, 상기 복소 위상 비교 수단은 상기 기준 신호의 동상 성분과 상기 하향-변환된 송신기 VCO 신호의 직교 위상 성분을 비교하고 상기 기준 신호의 직교 위상 성분과 하향 변환된 송신기 VCO 신호의 동상 성분을 비교하기 위해 제공되는 것을 특징으로 하는 송신기.
5. 제 4항에 있어서, 변조 수단은 "0" IF에서 직교 변조 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 송신기.
6. 제 5항에 있어서, 복소 디지털화된 직교 관련 변조 IF 신호를 생성하기 위해 복소 직교 기준 신호를 사용하여 상기 직교 관련 변조 신호를 낮은 IF로 주파수 상향-변환하기 위한 수단으로써, 상기 직교 관련 주파수 하향 변환 수단은 동상의 디지털화된 버전을 생산하기 위한 수단과, 낮은 IF에서 하향 변환된 송신기 VCO의 직교 위상 성분을 포함하고, 복소 위상 비교 수단은 상기 주파수 하향 변환된 송신 VCO 신호의 디지털 버전을 상기 복소 디지털화된 직교 관련 변조 IF 신호와 비교하여 차이를 획득하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
7. 제 5항에 있어서, 상기 위상 에러 신호는 상기 기준 발진기로 사용되는 발진기와 동일한 기준 수정 발진기로부터 기준 주파수를 유도하는 국부 발진기 VCO를 구비하는 제 2 주파수 신시사이저를 사용하여 유도되는 것을 특징으로 송신기.
8. 제 1항에 있어서, 상기 기준 신호는 "0" IF에 위치하는 것을 특징으로 하는 송신기.
9. 제 4항에 있어서, 상기 복소 위상 비교 수단은 아날로그 위상 동기 루프를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
10. 제 9항에 있어서, 고조파 믹싱 수단은 VCO 신호를 주파수 하향-변환하는 것을 특징으로 하는 송신기.