JPH1065566A - 小型無線機 - Google Patents
小型無線機Info
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- JPH1065566A JPH1065566A JP8222332A JP22233296A JPH1065566A JP H1065566 A JPH1065566 A JP H1065566A JP 8222332 A JP8222332 A JP 8222332A JP 22233296 A JP22233296 A JP 22233296A JP H1065566 A JPH1065566 A JP H1065566A
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- signal
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
- H03D7/163—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade the local oscillations of at least two of the frequency changers being derived from a single oscillator
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0082—Quadrature arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/009—Reduction of local oscillator or RF leakage
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 局部発振回路がシンセサイザで構成されるＡ
ＦＣ機能付きダイレクトコンバージョン型受信機におい
て、局部発振周波数が受信機自体に対する妨害波として
輻射されて受信特性を劣化させることがなく、また、Ｖ
ＣＯ自体の周波数を大とすることなく、シンセサイザに
おける逓倍器の逓倍数Ｎの値を減らすことを可能にす
る。 【解決手段】 シンセサイザ回路部７の基準クリスタル
発振回路部８の出力周波数Ｆxを逓倍器11でＭ逓倍した
第１局部発振信号12を第１ミクサ４でＦＳＫ変調信号１
とミクシングし、ミクスダウンされた信号を、さらに、
シンセサイザ回路９の出力周波数Ｆvを逓倍器10でＮ逓
倍した第２局部発振信号13と第２ミクサ５でミキシング
する。第１，第２局部発振信号の周波数をＭ・Ｆx＞Ｎ・
Ｆvとすることで、逓倍器10の逓倍数Ｎを小さくする。
ＦＣ機能付きダイレクトコンバージョン型受信機におい
て、局部発振周波数が受信機自体に対する妨害波として
輻射されて受信特性を劣化させることがなく、また、Ｖ
ＣＯ自体の周波数を大とすることなく、シンセサイザに
おける逓倍器の逓倍数Ｎの値を減らすことを可能にす
る。 【解決手段】 シンセサイザ回路部７の基準クリスタル
発振回路部８の出力周波数Ｆxを逓倍器11でＭ逓倍した
第１局部発振信号12を第１ミクサ４でＦＳＫ変調信号１
とミクシングし、ミクスダウンされた信号を、さらに、
シンセサイザ回路９の出力周波数Ｆvを逓倍器10でＮ逓
倍した第２局部発振信号13と第２ミクサ５でミキシング
する。第１，第２局部発振信号の周波数をＭ・Ｆx＞Ｎ・
Ｆvとすることで、逓倍器10の逓倍数Ｎを小さくする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、急峻なカットオフ
周波数特性を持ったＳＡＷフィルタを使用しないダイレ
クトコンバージョン型小型無線機に関するものである。
周波数特性を持ったＳＡＷフィルタを使用しないダイレ
クトコンバージョン型小型無線機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、小型無線機でダイレクトコンバー
ジョン方式の受信回路においては、図５に示したよう
に、アンテナ２で受信されたＦＳＫ変調信号１は、ＶＣ
Ｏ28，ＰＬＬＩＣ26，ＬＰＦ27から構成されるシンセサ
イザ回路９で発生され逓倍器10でＮ逓倍された局部発振
信号の周波数Ｆlとミクサ５a，５bにより直交変換さ
れ、得られたベースバンド信号はチャネルフィルタ14
ａ，14ｂとリミッタアンプ15ａ，15ｂにより帯域制限さ
れ、直交変調器18で得られたＦＳＫ波はディテクタ21で
周波数検波される。
ジョン方式の受信回路においては、図５に示したよう
に、アンテナ２で受信されたＦＳＫ変調信号１は、ＶＣ
Ｏ28，ＰＬＬＩＣ26，ＬＰＦ27から構成されるシンセサ
イザ回路９で発生され逓倍器10でＮ逓倍された局部発振
信号の周波数Ｆlとミクサ５a，５bにより直交変換さ
れ、得られたベースバンド信号はチャネルフィルタ14
ａ，14ｂとリミッタアンプ15ａ，15ｂにより帯域制限さ
れ、直交変調器18で得られたＦＳＫ波はディテクタ21で
周波数検波される。
【０００３】検波出力にて得られる周波数対電圧関係特
性(以下Ｆ／Ｖカーブとする)の平均電圧は周波数ずれ検
出器22で基準電圧と比較され、その周波数偏差量に応じ
たＡＦＣ制御信号23が基準クリスタル発振回路部８に送
られ、周波数制御部24を介してクリスタル発振回路25の
発振周波数を制御する。
性(以下Ｆ／Ｖカーブとする)の平均電圧は周波数ずれ検
出器22で基準電圧と比較され、その周波数偏差量に応じ
たＡＦＣ制御信号23が基準クリスタル発振回路部８に送
られ、周波数制御部24を介してクリスタル発振回路25の
発振周波数を制御する。
【０００４】ここで、ＦＳＫ変調信号１の受信周波数を
ｆ0，ＶＣＯ28の発振周波数をＦv，逓倍器の逓倍数を
Ｎ，局部発振信号の周波数をＦlとすると、ダイレクト
コンバージョンであるから、
ｆ0，ＶＣＯ28の発振周波数をＦv，逓倍器の逓倍数を
Ｎ，局部発振信号の周波数をＦlとすると、ダイレクト
コンバージョンであるから、
【０００５】
【数１】ｆ0＝Ｆl＝Ｎ・Ｆv Ｎ ＝ｆ0／Ｆv なる(数１)が成立する。受信周波数ｆ0と局部発振周波
数Ｆlが等しく、また、Ｎの値はＦvを大きくしない限り
小さくはできないことが判る。
数Ｆlが等しく、また、Ｎの値はＦvを大きくしない限り
小さくはできないことが判る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のダイレクト
コンバージョン方式受信機においては、受信周波数ｆ0
と局部発振周波数Ｆlが等しいため、局部発振周波数が
受信機自体に対する妨害波として輻射されて受信特性を
劣化させることのないように、局部発振回路をシールド
板により厳重にシールドする必要があった。
コンバージョン方式受信機においては、受信周波数ｆ0
と局部発振周波数Ｆlが等しいため、局部発振周波数が
受信機自体に対する妨害波として輻射されて受信特性を
劣化させることのないように、局部発振回路をシールド
板により厳重にシールドする必要があった。
【０００７】また、逓倍器の逓倍数Ｎの値を減らしたい
場合、ＶＣＯ自体の周波数を大とする設計変更が必要で
あった。このように、局部発振回路の設計が困難になる
という問題があった。
場合、ＶＣＯ自体の周波数を大とする設計変更が必要で
あった。このように、局部発振回路の設計が困難になる
という問題があった。
【０００８】本発明は、上記従来の問題点を解決するも
ので、局部発振周波数が受信機自体に対する妨害波とし
て輻射されて受信特性を劣化させることがなく、また、
ＶＣＯ自体の周波数を大にすることなく、シンセサイザ
における逓倍器の逓倍数Ｎの値を減ずるが可能な小型無
線機を提供することを目的とする。
ので、局部発振周波数が受信機自体に対する妨害波とし
て輻射されて受信特性を劣化させることがなく、また、
ＶＣＯ自体の周波数を大にすることなく、シンセサイザ
における逓倍器の逓倍数Ｎの値を減ずるが可能な小型無
線機を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の小型無線機は、(1) クリスタル発振回路お
よびその周波数制御部からなる基準クリスタル発振回路
部と、前記基準クリスタル発振回路部より出力された信
号の周波数をＭ逓倍する第１逓倍器と、前記第１逓倍器
の出力を第１局部発振信号として、アンテナにより受信
した前記ＦＳＫ変調信号とミクシングする第１ミクサ
と、前記基準クリスタル発振回路部より出力された信号
の周波数を基準周波数とし、ＣＰＵより与えられた信号
に従ってチャネル周波数を可変するシンセサイザ回路
と、前記シンセサイザ回路より出力された信号の周波数
をＮ逓倍する第２逓倍器と、前記第２逓倍器の出力を第
２局部発振信号として、前記第１ミクサによりミクシン
グダウンされた信号とミクシングする第２ミクサと、前
記第２ミクサによりミクシングダウンされた信号を復調
する復調回路と、復調された信号の周波数ずれを検出
し、その周波数ずれ量に対応するＡＦＣ制御信号を出力
する周波数ずれ検出器とを備えており、前記ＡＦＣ制御
信号により前記周波数制御部を介してクリスタル発振回
路の発振周波数を制御する構成とする。
に、本発明の小型無線機は、(1) クリスタル発振回路お
よびその周波数制御部からなる基準クリスタル発振回路
部と、前記基準クリスタル発振回路部より出力された信
号の周波数をＭ逓倍する第１逓倍器と、前記第１逓倍器
の出力を第１局部発振信号として、アンテナにより受信
した前記ＦＳＫ変調信号とミクシングする第１ミクサ
と、前記基準クリスタル発振回路部より出力された信号
の周波数を基準周波数とし、ＣＰＵより与えられた信号
に従ってチャネル周波数を可変するシンセサイザ回路
と、前記シンセサイザ回路より出力された信号の周波数
をＮ逓倍する第２逓倍器と、前記第２逓倍器の出力を第
２局部発振信号として、前記第１ミクサによりミクシン
グダウンされた信号とミクシングする第２ミクサと、前
記第２ミクサによりミクシングダウンされた信号を復調
する復調回路と、復調された信号の周波数ずれを検出
し、その周波数ずれ量に対応するＡＦＣ制御信号を出力
する周波数ずれ検出器とを備えており、前記ＡＦＣ制御
信号により前記周波数制御部を介してクリスタル発振回
路の発振周波数を制御する構成とする。
【００１０】また、(2) 上記(1)の構成において、第１
ミクサに与える第１局部発振信号として、基準クリスタ
ル発振回路部の出力を基準周波数とし、シンセサイザ回
路の出力をＮ逓倍した信号を用い、第２ミクサに与える
第２局部発振信号として、基準クリスタル発振回路部の
出力をＭ逓倍した信号を用いる構成とする。
ミクサに与える第１局部発振信号として、基準クリスタ
ル発振回路部の出力を基準周波数とし、シンセサイザ回
路の出力をＮ逓倍した信号を用い、第２ミクサに与える
第２局部発振信号として、基準クリスタル発振回路部の
出力をＭ逓倍した信号を用いる構成とする。
【００１１】上記構成によれば、シンセサイザ回路によ
る局部発振周波数を小さくできるので、ＶＣＯ自体の発
振周波数を大とすることなく、逓倍器の逓倍数Ｎの値を
減らすことができる。そのため、シンセサイザの比較周
波数を大きく設定し、周波数収束時間を早くできる。ま
たシンセサイザ局部発振回路のＣ／Ｎ特性を向上するこ
とができ、また逓倍数の小さい周波数の低いところでの
周波数選択が行えるため、スプリアス特性を向上するこ
とができる。そしてさらには、局部発振周波数が受信周
波数と異なるようになるため、局部発振周波数の輻射に
よる受信特性の劣化をなくすための局部発振回路のシー
ルド板も削除できる。
る局部発振周波数を小さくできるので、ＶＣＯ自体の発
振周波数を大とすることなく、逓倍器の逓倍数Ｎの値を
減らすことができる。そのため、シンセサイザの比較周
波数を大きく設定し、周波数収束時間を早くできる。ま
たシンセサイザ局部発振回路のＣ／Ｎ特性を向上するこ
とができ、また逓倍数の小さい周波数の低いところでの
周波数選択が行えるため、スプリアス特性を向上するこ
とができる。そしてさらには、局部発振周波数が受信周
波数と異なるようになるため、局部発振周波数の輻射に
よる受信特性の劣化をなくすための局部発振回路のシー
ルド板も削除できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て詳細に説明する。 (実施の形態１)図１は、本発明の実施の形態１における
小型無線機の構成を示したもので、第２局部発振回路が
シンセサイザ回路部で構成されたダイレクトコンバージ
ョン型受信機である。１は受信周波数ｆ0のＦＳＫ変調
信号、２はアンテナ、３は増幅器、４は第１ミクサ、５
は第２ミクサ、６は復調回路である。また、７はシンセ
サイザ回路部であり、基準クリスタル発振回路部８，シ
ンセサイザ回路９およびＮ逓倍の逓倍器10から構成され
ている。11はＭ逓倍の逓倍器であり、基準クリスタル発
振回路部８の発振周波数ＦxをＭ逓倍して周波数Ｍ・Ｆx
の第１局部発振信号12とし、第１ミクサ４に供給する。
また、基準クリスタル発振回路部８の発振周波数Ｆxの
信号を入力したシンセサイザ回路９は周波数Ｆvの信号
を出力し、逓倍器10がＮ逓倍して、周波数Ｎ・Ｆvの第２
局部発振信号13として第２ミクサ５に供給する。
て詳細に説明する。 (実施の形態１)図１は、本発明の実施の形態１における
小型無線機の構成を示したもので、第２局部発振回路が
シンセサイザ回路部で構成されたダイレクトコンバージ
ョン型受信機である。１は受信周波数ｆ0のＦＳＫ変調
信号、２はアンテナ、３は増幅器、４は第１ミクサ、５
は第２ミクサ、６は復調回路である。また、７はシンセ
サイザ回路部であり、基準クリスタル発振回路部８，シ
ンセサイザ回路９およびＮ逓倍の逓倍器10から構成され
ている。11はＭ逓倍の逓倍器であり、基準クリスタル発
振回路部８の発振周波数ＦxをＭ逓倍して周波数Ｍ・Ｆx
の第１局部発振信号12とし、第１ミクサ４に供給する。
また、基準クリスタル発振回路部８の発振周波数Ｆxの
信号を入力したシンセサイザ回路９は周波数Ｆvの信号
を出力し、逓倍器10がＮ逓倍して、周波数Ｎ・Ｆvの第２
局部発振信号13として第２ミクサ５に供給する。
【００１３】次に、さらに具体的構成を示した図２に基
づいて、本実施の形態１における動作を説明する。ま
ず、アンテナ２で受信した受信周波数ｆ0のＦＳＫ変調
信号は、基準クリスタル発振回路部８より出力された周
波数Ｆxが逓倍器11によりＭ逓倍されたＭ・Ｆxの第１局
部発振信号12と第１ミクサ４でミクシングされる。ミク
シングされた周波数ｆ0−Ｍ・Ｆx信号は、さらに、基準
クリスタル発振回路部８より出力された信号の周波数を
基準周波数とし、ＣＰＵ29より与えられた信号に従って
チャネル周波数を可変するシンセサイザ回路９より出力
された周波数Ｆvが逓倍器10でＮ逓倍されたＮ・Ｆvの第
２局部発振信号13(13ａ，13ｂ)と第２ミクサ５a，５bで
直交変換される。
づいて、本実施の形態１における動作を説明する。ま
ず、アンテナ２で受信した受信周波数ｆ0のＦＳＫ変調
信号は、基準クリスタル発振回路部８より出力された周
波数Ｆxが逓倍器11によりＭ逓倍されたＭ・Ｆxの第１局
部発振信号12と第１ミクサ４でミクシングされる。ミク
シングされた周波数ｆ0−Ｍ・Ｆx信号は、さらに、基準
クリスタル発振回路部８より出力された信号の周波数を
基準周波数とし、ＣＰＵ29より与えられた信号に従って
チャネル周波数を可変するシンセサイザ回路９より出力
された周波数Ｆvが逓倍器10でＮ逓倍されたＮ・Ｆvの第
２局部発振信号13(13ａ，13ｂ)と第２ミクサ５a，５bで
直交変換される。
【００１４】直交変換で得られたＩ，Ｑベースバンド信
号は、チャネルフィルタ14ａ，14ｂ、リミッタアンプ15
ａ，15ｂでそれぞれ帯域制限され、直交変調器18で直交
変調された後、フィルタ19，リミッタアンプ20，ディテ
クタ21によりＦＳＫ波に変換、周波数検波される。ディ
テクタ21で周波数検波されて得られた周波数対電圧関係
特性(Ｆ／Ｖカーブ)の平均電圧が周波数ずれ検出器22で
基準電圧と比較される。
号は、チャネルフィルタ14ａ，14ｂ、リミッタアンプ15
ａ，15ｂでそれぞれ帯域制限され、直交変調器18で直交
変調された後、フィルタ19，リミッタアンプ20，ディテ
クタ21によりＦＳＫ波に変換、周波数検波される。ディ
テクタ21で周波数検波されて得られた周波数対電圧関係
特性(Ｆ／Ｖカーブ)の平均電圧が周波数ずれ検出器22で
基準電圧と比較される。
【００１５】その周波数偏差量に対応して周波数ずれ検
出器22より出力されたＡＦＣ制御信号23は基準クリスタ
ル発振回路部８の周波数制御部24に印加される。周波数
制御部24は、第１局部発振信号12がＦ／Ｖカーブの平均
電圧と基準電圧との周波数ずれを補正するようにクリス
タル発振回路25を制御する。第２局部発振信号13も、シ
ンセサイザ回路部７が、基準クリスタル発振回路部８の
出力をシンセサイザ回路９のＰＬＬＩＣ26へ基準周波数
として入力しているので、第１局部発振信号12と同様に
周波数ずれを補正するように作用する。従って、上記の
構成では、(数２)が成立する。
出器22より出力されたＡＦＣ制御信号23は基準クリスタ
ル発振回路部８の周波数制御部24に印加される。周波数
制御部24は、第１局部発振信号12がＦ／Ｖカーブの平均
電圧と基準電圧との周波数ずれを補正するようにクリス
タル発振回路25を制御する。第２局部発振信号13も、シ
ンセサイザ回路部７が、基準クリスタル発振回路部８の
出力をシンセサイザ回路９のＰＬＬＩＣ26へ基準周波数
として入力しているので、第１局部発振信号12と同様に
周波数ずれを補正するように作用する。従って、上記の
構成では、(数２)が成立する。
【００１６】
【数２】ｆ0＝Ｍ・Ｆx＋Ｎ・Ｆv Ｍ・Ｆx＞Ｎ・Ｆv 以上のように構成された本実施の形態１によれば、基準
クリスタル発振回路部８が出力する発振周波数ＦxをＭ
逓倍し、第１局部発振信号の周波数Ｍ・Ｆxとして受信周
波数ｆ0をミクスダウンすることで、第２局部発振信号
の周波数Ｎ・Ｆvを低くすることができる。即ち、Ｆvが
固定でも、第２局部発振回路の逓倍数Ｎを減少できるこ
とになる。また、Ｍ・Ｆx＞Ｎ・Ｆvとなるように局部発振
周波数を設定しているので、シンセサイザ回路による局
部発振周波数Ｎ・Ｆvを小さくすることができ、ＶＣＯ自
体の発振周波数を大とすることなく、逓倍器の逓倍数Ｎ
の値を減らすことができる。ＶＣＯの逓倍数Ｎを減らせ
るため、シンセサイザの比較周波数を従来より大きく設
定し、周波数収束時間を早くすることができる。
クリスタル発振回路部８が出力する発振周波数ＦxをＭ
逓倍し、第１局部発振信号の周波数Ｍ・Ｆxとして受信周
波数ｆ0をミクスダウンすることで、第２局部発振信号
の周波数Ｎ・Ｆvを低くすることができる。即ち、Ｆvが
固定でも、第２局部発振回路の逓倍数Ｎを減少できるこ
とになる。また、Ｍ・Ｆx＞Ｎ・Ｆvとなるように局部発振
周波数を設定しているので、シンセサイザ回路による局
部発振周波数Ｎ・Ｆvを小さくすることができ、ＶＣＯ自
体の発振周波数を大とすることなく、逓倍器の逓倍数Ｎ
の値を減らすことができる。ＶＣＯの逓倍数Ｎを減らせ
るため、シンセサイザの比較周波数を従来より大きく設
定し、周波数収束時間を早くすることができる。
【００１７】また、シンセサイザで構成される局部発振
回路のＣ／Ｎ特性を向上できる。また逓倍数の小さい周
波数の低いところでの周波数選択が行えるため、スプリ
アス特性も向上する。さらには、局部発振周波数が受信
周波数と異なるようになるので、局部発振周波数の輻射
による受信機の受信特性の劣化を防ぐための局部発振回
路のシールド板も削除でき、優れた実装効率が得られ、
材料費削減にもなる。
回路のＣ／Ｎ特性を向上できる。また逓倍数の小さい周
波数の低いところでの周波数選択が行えるため、スプリ
アス特性も向上する。さらには、局部発振周波数が受信
周波数と異なるようになるので、局部発振周波数の輻射
による受信機の受信特性の劣化を防ぐための局部発振回
路のシールド板も削除でき、優れた実装効率が得られ、
材料費削減にもなる。
【００１８】(実施の形態２)図３は、本発明の実施の形
態２における小型無線機の構成を示したものであり、第
１局部発振回路がシンセサイザ回路部で構成されたダイ
レクトコンバージョン型受信機である。
態２における小型無線機の構成を示したものであり、第
１局部発振回路がシンセサイザ回路部で構成されたダイ
レクトコンバージョン型受信機である。
【００１９】図３において、図１と同一符号のものは同
一のものを表わしている。ここでは、第１ミクサ４に与
える第１局部発振信号12として、基準クリスタル発振回
路部８の出力Ｆxを基準周波数とし、シンセサイザ回路
９の出力Ｆvを逓倍器10でＮ逓倍した信号を用い、第２
ミクサ５に与える第２局部発振信号13として、基準クリ
スタル発振回路部８の出力を逓倍器11でＭ逓倍した信号
を用いる構成としたものである。
一のものを表わしている。ここでは、第１ミクサ４に与
える第１局部発振信号12として、基準クリスタル発振回
路部８の出力Ｆxを基準周波数とし、シンセサイザ回路
９の出力Ｆvを逓倍器10でＮ逓倍した信号を用い、第２
ミクサ５に与える第２局部発振信号13として、基準クリ
スタル発振回路部８の出力を逓倍器11でＭ逓倍した信号
を用いる構成としたものである。
【００２０】次に、さらに具体的構成を示した図４に基
いて、本実施の形態２における動作を説明する。まず、
アンテナ２で受信した受信周波数ｆ0のＦＳＫ変調信号
は、シンセサイザ回路９より出力された周波数Ｆvが逓
倍器10でＮ逓倍されたＮ・Ｆvの第１局部発振信号12と第
１ミクサ４でミクシングされる。ミクシングされた周波
数ｆ0−Ｎ・Ｆv信号は、基準クリスタル発振回路部８よ
り出力された周波数Ｆxが逓倍器11によりＭ逓倍された
Ｍ・Ｆxの第２局部発振信号13(13ａ，13ｂ)と第２ミクサ
５a，５bで直交変換される。
いて、本実施の形態２における動作を説明する。まず、
アンテナ２で受信した受信周波数ｆ0のＦＳＫ変調信号
は、シンセサイザ回路９より出力された周波数Ｆvが逓
倍器10でＮ逓倍されたＮ・Ｆvの第１局部発振信号12と第
１ミクサ４でミクシングされる。ミクシングされた周波
数ｆ0−Ｎ・Ｆv信号は、基準クリスタル発振回路部８よ
り出力された周波数Ｆxが逓倍器11によりＭ逓倍された
Ｍ・Ｆxの第２局部発振信号13(13ａ，13ｂ)と第２ミクサ
５a，５bで直交変換される。
【００２１】直交変換で得られたＩ，Ｑベースバンド信
号は、チャネルフィルタ14ａ，14ｂ、リミッタアンプ15
ａ，15ｂでそれぞれ帯域制限され、直交変調器18で直交
変調された後、フィルタ19，リミッタアンプ20，ディテ
クタ21によりＦＳＫ波に変換、周波数検波される。ディ
テクタ21で周波数検波されて得られた周波数対電圧関係
特性(Ｆ／Ｖカーブ)の平均電圧が周波数ずれ検出器22で
基準電圧と比較される。
号は、チャネルフィルタ14ａ，14ｂ、リミッタアンプ15
ａ，15ｂでそれぞれ帯域制限され、直交変調器18で直交
変調された後、フィルタ19，リミッタアンプ20，ディテ
クタ21によりＦＳＫ波に変換、周波数検波される。ディ
テクタ21で周波数検波されて得られた周波数対電圧関係
特性(Ｆ／Ｖカーブ)の平均電圧が周波数ずれ検出器22で
基準電圧と比較される。
【００２２】その周波数偏差量に対応して周波数ずれ検
出器22より出力されたＡＦＣ制御信号23は基準クリスタ
ル発振回路部８の周波数制御部24に印加される。周波数
制御部24は、第２局部発振信号13がＦ／Ｖカーブの平均
電圧と基準電圧との周波数ずれを補正するようにクリス
タル発振回路25を制御する。第１局部発振信号12も、シ
ンセサイザ回路部７が、基準クリスタル発振回路部８の
出力をシンセサイザ回路９のＰＬＬＩＣ26へ基準周波数
として入力しているので、第２局部発振信号１３と同様
に周波数ずれを補正するように作用する。従って、上記
の構成では、（数３)が成立する。
出器22より出力されたＡＦＣ制御信号23は基準クリスタ
ル発振回路部８の周波数制御部24に印加される。周波数
制御部24は、第２局部発振信号13がＦ／Ｖカーブの平均
電圧と基準電圧との周波数ずれを補正するようにクリス
タル発振回路25を制御する。第１局部発振信号12も、シ
ンセサイザ回路部７が、基準クリスタル発振回路部８の
出力をシンセサイザ回路９のＰＬＬＩＣ26へ基準周波数
として入力しているので、第２局部発振信号１３と同様
に周波数ずれを補正するように作用する。従って、上記
の構成では、（数３)が成立する。
【００２３】
【数３】ｆ0＝Ｍ・Ｆx＋Ｎ・Ｆv Ｍ・Ｆx＞Ｎ・Ｆv 以上のように構成された本実施の形態２によれば、基準
クリスタル発振回路部８が出力する発振周波数ＦxをＭ
逓倍し、第２局部発振信号の周波数Ｍ・Ｆxとして用いる
ことで、第１局部発振信号の周波数Ｎ・Ｆvを低くするこ
とができる。即ち、Ｆvが固定でも、第１局部発振回路
の逓倍数Ｎを減少できることになる。また、Ｍ・Ｆx＞Ｎ
・Ｆvとなるように局部発振周波数を設定しているので、
シンセサイザ回路による局部発振周波数Ｎ・Ｆvを小さく
することができ、ＶＣＯ自体の発振周波数を大とするこ
となく、逓倍器の逓倍数Ｎの値を減らすことができる。
ＶＣＯの逓倍数Ｎを減らせるため、シンセサイザの比較
周波数を従来より大きく設定し、周波数収束時間を早く
することができる。
クリスタル発振回路部８が出力する発振周波数ＦxをＭ
逓倍し、第２局部発振信号の周波数Ｍ・Ｆxとして用いる
ことで、第１局部発振信号の周波数Ｎ・Ｆvを低くするこ
とができる。即ち、Ｆvが固定でも、第１局部発振回路
の逓倍数Ｎを減少できることになる。また、Ｍ・Ｆx＞Ｎ
・Ｆvとなるように局部発振周波数を設定しているので、
シンセサイザ回路による局部発振周波数Ｎ・Ｆvを小さく
することができ、ＶＣＯ自体の発振周波数を大とするこ
となく、逓倍器の逓倍数Ｎの値を減らすことができる。
ＶＣＯの逓倍数Ｎを減らせるため、シンセサイザの比較
周波数を従来より大きく設定し、周波数収束時間を早く
することができる。
【００２４】また、シンセサイザで構成される局部発振
回路のＣ／Ｎ特性を向上できる。また逓倍数の小さい周
波数の低いところでの周波数選択が行えるため、スプリ
アス特性も向上する。さらには、局部発振周波数が受信
周波数と異なるようになるので、局部発振周波数の輻射
による受信機の受信特性の劣化を防ぐための局部発振回
路のシールド板も削除でき、優れた実装効率が得られ、
材料費削減にもなる。
回路のＣ／Ｎ特性を向上できる。また逓倍数の小さい周
波数の低いところでの周波数選択が行えるため、スプリ
アス特性も向上する。さらには、局部発振周波数が受信
周波数と異なるようになるので、局部発振周波数の輻射
による受信機の受信特性の劣化を防ぐための局部発振回
路のシールド板も削除でき、優れた実装効率が得られ、
材料費削減にもなる。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
逓倍器の逓倍数Ｎの値を減らすことができ、従って、逓
倍数Ｎを減らすことでシンセサイザの比較周波数を従来
より大きく設定し、周波数収束時間を早くすることがで
きる。また、シンセサイザで構成される局部発振回路の
Ｃ／Ｎ特性を向上できる。また逓倍数の小さい周波数の
低いところでの周波数選択が行えるため、スプリアス特
性も向上する。さらには、局部発振周波数が受信周波数
と異なるようになるので、局部発振周波数の輻射による
受信機の受信特性の劣化を防ぐための局部発振回路のシ
ールド板も削除でき、優れた実装効率が得られ、材料費
削減にもなるという効果を奏する。
逓倍器の逓倍数Ｎの値を減らすことができ、従って、逓
倍数Ｎを減らすことでシンセサイザの比較周波数を従来
より大きく設定し、周波数収束時間を早くすることがで
きる。また、シンセサイザで構成される局部発振回路の
Ｃ／Ｎ特性を向上できる。また逓倍数の小さい周波数の
低いところでの周波数選択が行えるため、スプリアス特
性も向上する。さらには、局部発振周波数が受信周波数
と異なるようになるので、局部発振周波数の輻射による
受信機の受信特性の劣化を防ぐための局部発振回路のシ
ールド板も削除でき、優れた実装効率が得られ、材料費
削減にもなるという効果を奏する。
【図１】本発明の実施の形態１の小型無線機の概略構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１におけるより具体的な構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態２の小型無線機の概略構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態２におけるより具体的な構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図５】従来の小型無線機の構成を示すブロック図であ
る。
る。
１…ＦＳＫ変調信号、 ２…アンテナ、 ４…第１ミク
サ、 ５…第２ミクサ、６…復調回路、 ７…シンセサ
イザ回路部、 ８…基準クリスタル発振回路部、 ９…
シンセサイザ回路、 10…逓倍器(×Ｎ)、 11…逓倍器
(×Ｍ)、 12…第１局部発振信号、 13…第２局部発振
信号、 22…周波数ずれ検出器、 23…ＡＦＣ制御信
号、 24…周波数制御部、 25…クリスタル発振回路、
26…ＰＬＬＩＣ、 28…ＶＣＯ、 29…ＣＰＵ。
サ、 ５…第２ミクサ、６…復調回路、 ７…シンセサ
イザ回路部、 ８…基準クリスタル発振回路部、 ９…
シンセサイザ回路、 10…逓倍器(×Ｎ)、 11…逓倍器
(×Ｍ)、 12…第１局部発振信号、 13…第２局部発振
信号、 22…周波数ずれ検出器、 23…ＡＦＣ制御信
号、 24…周波数制御部、 25…クリスタル発振回路、
26…ＰＬＬＩＣ、 28…ＶＣＯ、 29…ＣＰＵ。
Claims (3)
- 【請求項１】 ＦＳＫ変調信号を受信する小型無線機に
おいて、クリスタル発振回路およびその周波数制御部か
らなる基準クリスタル発振回路部と、前記基準クリスタ
ル発振回路部より出力された信号の周波数をＭ逓倍する
第１逓倍器と、前記第１逓倍器の出力を第１局部発振信
号として、アンテナにより受信した前記ＦＳＫ変調信号
とミクシングする第１ミクサと、前記基準クリスタル発
振回路部より出力された信号の周波数を基準周波数と
し、ＣＰＵより与えられた信号に従ってチャネル周波数
を可変するシンセサイザ回路と、前記シンセサイザ回路
より出力された信号の周波数をＮ逓倍する第２逓倍器
と、前記第２逓倍器の出力を第２局部発振信号として、
前記第１ミクサによりミクシングダウンされた信号とミ
クシングする第２ミクサと、前記第２ミクサによりミク
シングダウンされた信号を復調する復調回路と、復調さ
れた信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対
応するＡＦＣ制御信号を出力する周波数ずれ検出器とを
備えており、前記ＡＦＣ制御信号により前記周波数制御
部を介してクリスタル発振回路の発振周波数を制御する
ことを特徴とする小型無線機。 - 【請求項２】 ＦＳＫ変調信号を受信する小型無線機に
おいて、クリスタル発振回路およびその周波数制御部か
らなる基準クリスタル発振回路部と、前記基準クリスタ
ル発振回路部より出力された信号の周波数を基準周波数
とし、ＣＰＵより与えられた信号に従ってチャネル周波
数を可変するシンセサイザ回路と、前記シンセサイザ回
路より出力された信号の周波数をＮ逓倍する第１逓倍器
と、前記第１逓倍器の出力を第１局部発振信号として、
アンテナにより受信した前記ＦＳＫ変調信号とミクシン
グする第１ミクサと、前記基準クリスタル発振回路部よ
り出力された信号の周波数をＭ逓倍する第２逓倍器と、
前記第２逓倍器の出力を第２局部発振信号として、前記
第１ミクサによりミクシングダウンされた信号とミクシ
ングする第２ミクサと、前記第２ミクサによりミクシン
グダウンされた信号を復調する復調回路と、復調された
信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応す
るＡＦＣ制御信号を出力する周波数ずれ検出器とを備え
ており、前記ＡＦＣ制御信号により前記周波数制御部を
介してクリスタル発振回路の発振周波数を制御すること
を特徴とする小型無線機。 - 【請求項３】 基準クリスタル発振回路部より出力され
Ｍ逓倍された信号の周波数の方がシンセサイザ回路より
出力されＮ逓倍された信号の周波数より大であることを
特徴とする請求項１または２記載の小型無線機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8222332A JPH1065566A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 小型無線機 |
| US08/879,439 US5949830A (en) | 1996-08-23 | 1997-06-20 | Small wireless radio |
| CN97115331.0A CN1091553C (zh) | 1996-08-23 | 1997-08-04 | 小型无线电接收机 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8222332A JPH1065566A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 小型無線機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065566A true JPH1065566A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16780694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8222332A Pending JPH1065566A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 小型無線機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5949830A (ja) |
| JP (1) | JPH1065566A (ja) |
| CN (1) | CN1091553C (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3360004B2 (ja) * | 1997-03-20 | 2002-12-24 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置 |
| JP3048136B2 (ja) * | 1997-12-18 | 2000-06-05 | 日本電気株式会社 | 無線選択呼出受信機 |
| US6192225B1 (en) * | 1998-04-22 | 2001-02-20 | Ericsson Inc. | Direct conversion receiver |
| US6243569B1 (en) | 1998-08-12 | 2001-06-05 | Analog Devices, Inc. | Direct conversion circuit for radio frequency signals |
| KR20000040082A (ko) * | 1998-12-17 | 2000-07-05 | 서평원 | 중간주파 국부발진회로 |
| US6445726B1 (en) * | 1999-04-30 | 2002-09-03 | Texas Instruments Incorporated | Direct conversion radio receiver using combined down-converting and energy spreading mixing signal |
| US6608869B1 (en) * | 1999-05-26 | 2003-08-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Dual-carrier heterodyne for separating orthogonal components of complex amplitude-modulation signals |
| CA2281236C (en) | 1999-09-01 | 2010-02-09 | Tajinder Manku | Direct conversion rf schemes using a virtually generated local oscillator |
| US6968019B2 (en) * | 2000-11-27 | 2005-11-22 | Broadcom Corporation | IF FSK receiver |
| JP4449259B2 (ja) * | 2001-06-19 | 2010-04-14 | 日本電気株式会社 | Ａｆｃ回路 |
| KR100403814B1 (ko) * | 2001-08-13 | 2003-10-30 | 삼성전자주식회사 | 멀티칩 모듈을 이용하여 디.씨 옵셋을 감소시킨 다이렉트컨버젼 수신기 |
| US6845233B2 (en) * | 2001-10-09 | 2005-01-18 | Freescale Semiconductor, Inc. | RF receivers with reduced spurious response for mobile stations and methods therefor |
| US7212586B2 (en) * | 2002-01-18 | 2007-05-01 | Broadcom Corporation | Direct conversion RF transceiver for wireless communications |
| US7430265B2 (en) * | 2002-06-27 | 2008-09-30 | Infineon Technologies Ag | Circuit arrangement provided with a phase-locked loop and transmitter-receiver with said circuit arrangement |
| US20090081961A1 (en) * | 2007-09-24 | 2009-03-26 | Ahmadreza Rofougaran | Method and system for injection locking an oscillator via frequency multiplication of a multiphase signal |
| KR20120030171A (ko) * | 2010-09-17 | 2012-03-28 | 삼성전자주식회사 | 하모닉 성분을 제거하기 위한 장치 및 방법 |
| US9548779B2 (en) * | 2014-04-03 | 2017-01-17 | Rafael Microelectronics, Inc. | Multi-user satellite receiving system and method thereof |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4817197A (en) * | 1986-07-18 | 1989-03-28 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Mobile communication apparatus |
| JPH07105756B2 (ja) * | 1988-06-29 | 1995-11-13 | 松下電器産業株式会社 | 移動通信方法 |
| JPH05152989A (ja) * | 1991-12-02 | 1993-06-18 | Sony Corp | スーパーヘテロダイン受信機 |
| JP3146673B2 (ja) * | 1992-09-17 | 2001-03-19 | 日本電気株式会社 | Ｆｓｋ受信機 |
| JPH07245633A (ja) * | 1994-03-04 | 1995-09-19 | Toshiba Corp | デジタルデータ受信装置 |
-
1996
- 1996-08-23 JP JP8222332A patent/JPH1065566A/ja active Pending
-
1997
- 1997-06-20 US US08/879,439 patent/US5949830A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-08-04 CN CN97115331.0A patent/CN1091553C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5949830A (en) | 1999-09-07 |
| CN1091553C (zh) | 2002-09-25 |
| CN1175827A (zh) | 1998-03-11 |
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