CN1246992A - 包含一个压控振荡器的发射机 - Google Patents

Abstract

一个发射机,其中,一个复低IF数字信号,与发射机VCO(46)生成的一个数字化频率向下变频形式的模拟信号一起,以正交形式送给一个复相位比较器(32)。低IF数字信号起到一个参考作用,将发射机VCO(46)的数字化频率向下变频形式与其进行比较。复相比较器(32)的输出被转换为一个模拟信号,该信号被作为一个控制信号送给发射机VCO。在文中也介绍了一个使用零IF的发射机的一个模拟实施例。

Description

包含一个压控振荡器的发射机

本发明有关一个发射机和/或一个收发机的一个发射部分，以下为便于描述，将该部分称为一个发射机。该发射机可被用于按GSM(移动通信全球系统)标准工作的一个蜂窝电话中，为便于描述，参照GSM标准描述本发明。

GSM标准要求来自一个移动电台发射机的非常低电平的寄生发射。在附图1中，总结说明了寄生发射，该图是频率(以MHz计)与噪声密度(以dBc/Hz)的关系曲线。

该图表明，对于33dBm的载波功率电平，1Hz带宽内有害噪声的允许电平。当GSM接收机带宽在935MHz和960Mz间的范围内，噪声必须小于-162dBc，带宽范围在925MHz和935MHz之间时，噪声必须小于-150dBc。来自一个典型的基于向上混频的发射机中的宽带VCOs和混频器的噪声，在这样大的偏离频率时将超过这些限制，所以必须在射频提供额外的滤波以抑制接收频带内的噪声。不过，即使在载波侧，噪声被过滤到一个足够低的电平，但随后进行大幅压缩的功率放大器消除了残留噪声的AM部分并在边带内大量恢复了有害噪声。这样，就要求另一级昂贵的RF滤波器以满足该要求。

本发明的一个目的是在达到寄生发射所要求的技术指标的同时，简化发射机中的滤波要求。

按本发明，提供了一个发射机，它包含一个压控振荡器(VCO)以生成一个输出RF(射频)信号，并包含一个装置，用于向VCO提供一个调制数据信号，一个相位误差信号和一个频率要求信号。

在本发明的一个实例中，一个复相位比较器将实际调制数据信号与一个参考信号比较，且将比较结果用于向VCO提供相位误差信号。

尽管到复相位比较器的输入信号可以是零中频(IF)，但它最好是一个低中频(IF)，对于一个GSM发射机，可以是大约200KHz。使用一个高于零IF的低IF的优点是，可将交流(ac)连接用于从VCO到复相位比较器的反馈通路中，从而减轻混频器中生成的二次交调产物的不利影响。除了允许复相位比较环中的交流连接，非零IF还减少了生成输出RF信号的VCO对本地振荡器牵引的危险，该本地振荡器生成一个对应于本地振荡器加或减IF的频率。

如果希望，在相位比较器中比较的复信号能以数字形式出现。当实施发射机时，所有的滤波器都可被集成，从而使发射机电路能被制作为集成电路。

以下，参照附图，举例说明本发明，其中：

图1说明了对于一个按GSM标准工作的移动台发射机，寄生发射的电平技术要求。

图2是一个方块示意图，说明了按本发明制作的一个发射机实施例的结构。

图3是一个方块示意图，说明了按本发明制作的第二个发射机实施例的结构。

在附图中，同样的参考数字表示相应的部件。

因为在本说明书的前序部分已描述了图1，这里就不再重复。

图2所示发射机包含一个数据基带数据的输入端。为便于描述，假设数据是按GSM比特率270.833KB/S传送的。利用一个合适的数字调相器(例如一个高斯最小相移键控(GMSK)调制器12)，将该数据比特用于调制一个零IF载波。调制器12在输出端14，16分别生成正交相关复信号I和Q。更具体地，调制器12是一个数字单元，用于以等于比特率的合适倍数的采样率，以15位分辨率生成复合数字I和Q输出。本例中，I和Q输出是270.833KS/S(每分钟千个采样)。各输出端14，16的数字输出在一个数字上变频器和滤波功能块18中进行一个近乎完好的复频率转换而成为一个200KHz的预定低IF。功能块18提供所有的可能滤波以消除频带外噪声和寄生信号。利用一个数字分频级26，由一个13MHz参考振荡器24导出输入端20，22上的200KHz复I和Q转换信号。功能块18输出端28，30上的正交相关输出信号通常有一个200KHz的IF，采样率为812.499KS/S，是采样率的三倍。这些输出信号被送给一个复锁相环31，其中，使用部分从发射机输出端导出的信号，对它们进行一个复相位比较。

复锁相环包括一个数字相位比较器32，其中，输出端28，30的信号进行一个复相位比较。比较器32包含第一和第二乘法器34，36，其第一输入端35，37分别与功能块18的输出端28，30相连，其第二输入端38，39，如以下所述，用于输入从发射机主振荡器46的输出端导出的200KHz的正交相关信号，该主振荡器是一个高性能，高电平的压控振荡器(VCO)。200KHz频移的主振荡器46的输出噪声密度足以满足GSM技术要求，而不要求使用额外的滤波器。

来自乘法器34，36的差信号在一个求和级40中被组合，该级起到一个减法器的作用，以生成一个代表VCO46的瞬时相移与调制所要求相移及频率要求之差的“误差”信号。在一个数模转换器42中，求和级40的一个数字输出被转换为一个模拟信号，该模拟信号在被送给发射机VCO46之前，在一个低通滤波器44中被滤波。一个功率放大器48被连接到发射机46的一个输出端，而功率放大器的输出被送到一个天线52，再由天线发送该信号。

发射机VCO46的输出被送给混频器54，56的第一输入端，一个本地振荡器信号以正交形式被送给这些混频器的第二输入端。

从压控本地振荡器62得到本地振荡器信号，振荡器62被连接到一个第二锁相环57上，锁相环由一个频率合成器58和连接在合成器58与本地振荡器62之间的一个低通滤波器60组成。一个控制总线59被连接到频率合成器58上。本地振荡器信号的频率在880到915±0.2MHz的发射机频带内。本地振荡器信号被直接加到混频器54的第二输入端并经一个90度相移器64连接到混频器56的第二输入端。混频后的信号被送给各低通滤波器66，68，选出混频结果中的不同部分。这些信号在模数转换器70、72中被数字化。200KHz的数字信号被送给一个简单数字复带通滤波器74，它产生正确频率的I、Q信号。Q信号被送给乘法器34的第二输入端38，在那里，它被块18的I输出相乘，且I信号被送给乘法器36的第二输入端39，在那里，它被块18的Q输出相乘。

由于低IF及调制的有效带宽，必须将IF信号生成为一个复数对并为发射环路执行一个复相位比较。在GSM的情况下，调制的多数能量包含在±80KHz(即160KHz)的带宽内，但仍有相当一部分能量出现在超过200KHz的频率偏移内。若使用一个简单、实时的混频过程，将发射机输出向下混频为200KHz或更低的IF，则扩展到超过200KHz的调制能量将是一个负频率，将无法从正频率部分中区分出来。所导致的频谱卷叠将引起调制的严重失真。通过将发射机VCO46的输出向下混频为200KHz的复信号，可以克服该问题。

因为更多的调制能量占据负频区间，所以对复锁相环31中复混频和相位比较的需求，即，对包含发射机VCO46和混频器54，56的环的需求，随递减IF而增加。在零IF，例如，这是绝对必须的，尽管一个零IF方案将毫无疑问地导致最低可能功耗，但一个严重问题是发射机VCO输出和用于混频的本地振荡器VCO62之间的潜在频率牵引效应。使用一个零IF，VCO都将有相同的频率，这被认为是最小化牵引效应的最坏可能方案。使用100KHz的IF作为GSM的信道间隔比较好，不过使用200KHz也一样，并能减少发射合成器中所需步数。任何较高的IF都将导致过度功耗，尽管这将避免对复合滤波和信号处理的需要。

同样道理，相位比较器必须对调制IF和发射VCO的向下变频输出执行的一个复相乘。若将经数字向上变频的调制IF信号以Vm表示，将发射机的向下变频输出以Vt表示，则相位比较器的作用是：

Ve＝Vm/Vt                (1)

这里Ve是控制VCO的误差输出信号。对其进行指数扩展，为：

Ve＝V_me^-jωmt·V_te^(jωmt-)＝V_ee^-jφ  (2)

这里ω_m是瞬时IF，φ是环中的相位误差，Vm，Vt和Ve是三个信号的幅值。取(2)式中的虚部作为相位比较器的输出，可得到：

Ve＝V_esin(-φ)               (3)

由一对模拟混频器54、56将发射机VCO46输出向下混频为200KHz，混频器的本地振荡器输入是以相位正交形式从本地振荡器VCO62导出的。I和Q输出由一对低选择性模拟芯片滤波器66，68滤波，并在一对低分辨率模数转换器70、72中转换为数字形式。它们的输出在被送到数字相位比较器32之前，使用一个简单的数字复滤波器74进行滤波。复锁相环31的其余部分包括数模转换器42和低通滤波器44，为发射机VCO46生成模拟控制信号。

图2所示实施例中假设不存在不完善，即在功能块18输出端28、30上及来自带通滤波器74的I和Q信号之间，有正确的幅度平衡及精确的90度相移。若在实际中，确实存在不完善，则在发射机输出端将出现一个偏移频率400KHz(200KHz的IF的两倍)的不希望镜象频率。为确保该镜象频率落在环的带宽之外，希望有大约800KHz或更大的IF。

图2所示发射机结构大体是数字的，有利于更精确的设计过程(即正好第一次)，在寻址GSM之外的其它数字发射机标准方面更灵活，并增加了在CMOS技术中，以低制造成本实现的可能性。

图3所示发射机实施例包含一个模拟发射机。输入端76、78的调制零IF数据I_REF和Q_REF分别被送给一个复锁相环31。环31包含一个模拟相位比较器80，它包含第一和第二乘法器82、84，其第一输入端83、85分别与参考I/Q信号I_REF和Q_REF相连，第二输入端86、87分别用于正交相关零IF信号Q_ACT和I_ACT，这些信号将在以下描述，它们是从发射机振荡器46的输出端导出的。该振荡器是一个高质低耗的压控振荡器(VCO)。

来自乘法器82、84的乘积的差信号，在相加级40中被组合，相加级40起到一个减法器的作用，生成一个“误差”信号I_ACTQ_REF-I_REFQ_ACT，该信号包含调制数据信号。误差信号在被送给发射机VCO46之前，在一个积分环滤波器88中被滤波。一个功率放大器48被连接到发射机VCO46的输出端，功率放大器的输出被连接到一个天线52由它播发该信号。

发射机VCO的输出被送给正交相关混频器54、56的第一输入端。一个本地振荡器信号被以正交形式送给这些混频器的第二输入端。

从压控本地振荡器62得到本地振荡器信号，本地振荡器62被连接到一个二次锁相环上，该环由一个频率合成器58和连接在合成器58与VCO62之间的一个低通滤波器60组成。一个控制总线59被连接到频率合成器58上。本地振荡器信号的频率在880到915MHz的发射机频带内，并被选为生成发射机VCO46的所需输出频率。本地振荡器信号被直接送给混频器54的第三输入端，并通过一个90度移相器64送给混频器56的第二输入端。混频结果被送给各低通滤波器66、68，它们挑选额定为零IF的差部分I_ACT和Q_ACT。这些差部分分别被送给乘法器84的第二输入端87，在那里与块18的Q输出相乘，被送给乘法器82的第二输入86，在那里，与块18的I输出相乘。

现在，将以前对一个低IF所做的按指数展开应用到零IF上。在工作中，VCO46频率f_VCO在混频器54，56中用频率f_REF向下混频，其结果是I/Q表达式形式的f_VCO和f_REF之间的相位差。

b＝I_ACT+jQ_ACT＝cosφ_ACT+jsinφ_ACT          (1)

该值是要与参考I/Q值I_REF，Q_REF相比较的相位：

a＝I_REF+jQ_REF＝cosφ_REF+jsinφ_REF          (2)

可以利用两个信号的复数除，计算实际和参考正交相关信号间的相位差。由于，我们只考虑用恒定幅值进行相位和频率调制，所以两个信号的幅值应该是恒定的，因此，两个I/Q信号的幅值和结果被设为1： $\left|a\right|=\left|b\right|=\frac{\left|a\right|}{\left|b\right|}=1----\left(3\right)$ $\frac{a}{b}=e^{j(\mathrm{\φREF}-\mathrm{\φACT})}=\cos ({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{REF}}-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ACT}})+j\sin ({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{REF}}-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ACT}})----\left(4\right)$

公式(4)可被重写为： $\frac{a}{b}=\cos {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{REF}}\·\cos {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ACT}}+\sin {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{REF}}\·\sin {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ACT}}+j(\sin {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{REF}}\·\cos {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ACT}}-\cos {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{REF}}\·\sin {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ACT}})----\left(5\right)$

在I和Q部分的表达式中，利用公式(1)和(2)的关系式，可将公式(5)重写为： $\frac{a}{b}=I_{\mathrm{REF}}\·I_{\mathrm{ACT}}+Q_{\mathrm{REF}}\·Q_{\mathrm{ACT}}+j(Q_{\mathrm{REF}}\·I_{\mathrm{ACT}}-I_{\mathrm{REF}}\·Q_{\mathrm{ACT}})----\left(6\right)$ 比较公式(4)和(6)的系数，结果包含两个公式：

cos(φ_REF-φ_ACT)＝I_REF·I_ACT+Q_REF·Q_ACT    (7)

sin(φ_REF-φ_ACT)＝Q_REF·I_ACT-I_REF·Q_ACT    (8)

这些公式显示了实际和参考I/Q信号间I和Q部分的相位差。差值的I部分，对于小的相位差来说总是接近于1，所以不包含有用信息。Q部分带有所需信息。

对于小角度的φ_REF-φ_ACT，公式

       sin(φ_REF-φ_ACT)≈φ_REF-φ_ACT    (9)是正确的。

于是，由I/Q值给出相位差的公式是：

φ_REF-φ_ACT＝Q_REF·I_ACT-I_REF·Q_ACT      (10)

这意味着，Q_REF部分应该在一个模拟四象限乘法器中与I_ACT部分相乘。也必须对I_REF部分作同样工作。对于小相角，两个结果的差都与参考I/Q信号及实际I/Q信号的相位差成比例。于是，该电路起到一个使用I/Q信号的模拟相位鉴别器的作用。由于这些信号是相位连续的，环滤波器88可以有一个相对宽的带宽，这使得该模拟锁相环快速反应。

如果相位比较器80的输出被积分并被用作VCO调谐电压，则VCO频率将被调谐到一个用参考I/Q信号调制的所需频率的值。于是，该技术可被用于从一个要求频率和基带I/Q信号生成一个调制信号。其主要优点在于，由于VCO信号是直接由一个低通滤波电压调制的，所以宽带噪声可以非常低。因此，宽带噪声电压不比VCO的宽带噪声高。

有时，由于以上原因，在发射中心频率上的所需频率f_REF的生成是一个问题，因此，可使用以下解决方法：

1.对VCO输出信号f_VCO的向下变频使用谐波混频。这意味着，参考频率不是所发射信号的中心频率，参考频率的谐波是发射机的中心频率。

2.对几分之一的发射中心频率使用VCO，然后，将其在一个指定电路中倍乘并用作参考频率。

3.将两个频率混频以生成f_REF·

4.使用一个低IF相位比较。

通过阅读上文所述，对本技术专业人士来说，很清楚，可以做其它修改。这些修改可以包含发射机及其中部件的设计、制造和使用中已知的其它特性，且这些特性可被用于代替或补充此处已描述的特性。

本发明可用于数字电信设备中的无线发射机或收发器中的发射部分，例如一个按GSM标准工作的蜂窝电话。

Claims (10)

1.一个发射机，包含一个生成一个输出射频信号的发射机压控振荡器(VCO)，及用于向VCO提供一个调制数据信号，一个相位误差信号及一个频率指令信号的装置。

2.一个如权利要求1的发射机，其特征在于，一个复相位比较器，用于将一个实际调制数据信号与一参考信号相比较，以提供相位误差信号。

3.一个如权利要求1的发射机，其特征在于，所述装置适于提供一个代表调制数据信号，相位误差信号和频率指令信号的模拟信号。

4.一个如权利要求1的发射机，其特征在于，正交相关频率向下变频装置被连接到发射机VCO上，提供有用来提供正交相关形式的参考信号的装置，且其特征在于，提供有复相位比较装置，用于将参考信号的同相部分与向下变频发射机VCO信号的正交相位部分相比较，并将参考信号的一个正交相位部分与向下变频发射机VCO信号的一个同相部分相比较。

5.如权利要求4的一个发射机，其特征在于，调制装置用于生成零IF的正交调制信号。

6.如权利要求5的一个发射机，其特征在于，使用复正交参考信号，将正交相关调制信号向上变频为一个低IF，以生成复合数字相关调制IF信号的装置，及其特征在于，正交相关频率向下变频装置包括用于以一个低IF生成数字形式的向下变频发射机VCO信号的同相和正交相位部分的装置，且复相位比较装置包含比较装置，用于将频率向下变频发射机VCO信号的数字形式与复数字化正交相关调制IF信号比较并得出差值。

7.一个如权利要求5所述的发射机，其特征在于，使用具有一个本地振荡器VCO的二次频率合成器导出相位误差信号，VCO从参考振荡器所用的同一参考晶体中导出一个参考频率。

8.如权利要求1所述的发射机，其特征在于，参考信号是零中间频率。

9.如权利要求4的发射机，其特征在于，复相位比较装置包含一个模拟锁相环。

10.如权利要求9的一个发射机，其特征在于，谐波混频装置用于将VCO信号向下变频。

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