KR100395584B1 - 위상변조기와주파수멀티플라이어를갖는전송기를이용한전송시스템 - Google Patents

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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits

Abstract

위상 콘스텔레이션에 따른 디지털 심볼을 전송하는 전송 시스템에서, 전송기(2)에 위상 변조기(8)와 변조된 반송파 신호를 얻기 위한 주파수 멀티플라이어(18)가 제공된다. 변조된 반송파 신호의 저하를 막기 위해, 주파수 멀티플라이어(18)의 입력 콘스텔레이션은 주파수 멀티플라이어의 출력 콘스텔레이션에 관한 적어도 하나의 부가적인 위상 상태를 갖는다. 유리하게는, 주파수 멀티플라이어(18)의 입력에서 콘스텔레이션의 위상 상태의 수가 주파수 멀티플라이어(18)의 출력에서의 콘스텔레이션의 위상 상태의 수의 N 배이다.

Description

위상 변조기와 주파수 멀티플라이어를 갖는 전송기를 이용한 전송 시스템
전제부(preamble)에 따른 시스템은 일본 특허 출원 공개 제 53-110355호에 이미 공지되어 있다.
소정의 수의 위상 상태의 콘스텔레이션에 따른 반송파 상에서 변조된 디지털 심볼을 전송하는 전송 시스템은 여러 응용에 이용되고 있다. 그러한 응용예로는, 차량 라디오, 무선 중계 시스템, 및 마이크로웨이브 비디오 분배 시스템(MVDS:microwave video distribution systems) 등의 방송 시스템이 있다. 상기 이용되는 콘스텔레이션은 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(QuaternaryPhase Sift Keying)으로부터 16, 64 및 256 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)까지 변화할 수 있다.
그러한 변조된 반송파를 생성하는 통상의 방법은 소정의 콘스텔레이션에 따라 매우 낮은 중간 주파수를 갖는 반송파를 변조시키는 것이다. GHz 범위(예를들어, 27GHz, 40GHz)의 주파수일 수 있는 소정의 RF 신호는, 적합한 주파수를 갖는 국부 발진기 신호와 상기 변조된 반송파를 혼합하여 얻을 수 있다. 소정의 주파수가 중간 주파수보다 실질적으로 높으면, 상기 혼합기의 출력 신호에서 원하지 않는 측파대를 억제하는데 복소 필터가 필요하다. 소정의 주파수가 20GHz보다 클 경우, 이러한 고주파수를 처리할 수 있는 증폭기 및 혼합기와 같은 빌딩 블록(building blocks)이 요구된다. 상기 빌딩 블록은 만들기 힘들고 비용이 많이 든다.
상기 언급한 일본 특허 출원에 따른 전송 시스템에는, 위상 변조기와 주파수 멀티플라이어의 캐스케이드 접속이 이용된다. 상기 위상 변조기는 π/2라디안 간격의 두 위상 상태를 갖는 콘스텔레이션에 따라 반송파를 변조시킨다. 주파수 더블러(doubler)를 이용하여, π라디안만큼 떨어진 두 위상 상태를 갖는 콘스텔레이션에 따라 변조된 신호가 얻어진다. 이 신호는 통상적인 BPSK 신호이다. 소정의 RF 신호를 얻기 위해 주파수 멀티플라이어를 이용함으로써, 단지 주파수 멀티플렉서만이 소정의 주파수에서 작동할 수 있으면 된다. 증폭기 및 혼합기와 같은 나머지 빌딩 블록은 소정의 주파수의 일부분 상에서만 작동하면 되고, 따라서 덜 비싸게 될 수 있다.
그러나, 일본 특허 출원의 원리에 따른 전송 시스템의 시뮬레이션은, 최종콘스텔레이션을 얻기 위해 주파수 멀티플렉서를 이용하지 않는 시스템과 비교해 비트 오차율의 실질적 저하를 보인다.
본 발명은 전송 매체를 통해 수신기로, 소정의 수의 위상 상태(phase state)를 갖는 출력 콘스텔레이션(constellation)에 따른 일련의 디지털 심볼로 변조된 반송파를 전송하는 전송기를 포함하는 전송 시스템으로서, 상기 전송기가 위상 변조기와 주파수 멀티플라이어의 캐스케이드 접속을 갖는 전송 시스템에 관한 것이다.
또한, 본 발명은 반송파 상에서 변조된 디지털 심볼을 전송하는 전송기에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 전송 시스템.
도 2는 QPSK 신호를 얻기 위해 주파수 더블러(doubler)를 이용한 또다른 콘스텔레이션의 제 1 실시예.
도 3은 QPSK 신호를 얻기 위해 주파수 더블러를 이용한 또다른 콘스텔레이션의 제 2 실시예.
도 4는 QPSK 신호를 얻기 위해 주파수 트리플러(tripler)를 이용한 또다른 콘스텔레이션의 제 1 실시예.
도 5는 QPSK 신호를 얻기 위해 주파수 트리플러를 이용한 또다른 콘스텔레이션의 제 2 실시예.
도 6은 16-QAM 신호를 얻기 위해 트리플러를 이용한 또다른 콘스텔레이션의 실시예.
도 7은 16 QAM 콘스텔레이션을 도시한 도면.
도 8은 출력 콘스텔레이션에 대응하는 트리플러를 이용한 또다른 콘스텔레이션.
본 발명의 목적은, 비트 오차율이 실질적으로 저하되지 않은, 상기 전제부(preamble)에 따른 전송 시스템을 제공하는 것이다.
따라서, 본 발명은 소정의 수의 위상 상태보다 많은 수의 위상 상태를 갖는 또다른 신호 콘스텔레이션에 따라 반송파 상에서 일련의 디지털 심볼을 변조시키도록 배열된 위상 변조기를 특징으로 한다.
본 발명은, 비트 오차율의 저하가 상기 또다른 신호 콘스텔레이션의 비대칭성에 기인한다는 인식에 기초한다. 적어도 하나의 부가적인 위상 상태를 상기 또다른 신호 콘스텔레이션에 도입함으로써 대칭성이 복구될 수 있다. 이것을 이제 간단한 예를 사용하여 더욱 설명한다. 위상 변조기 및 주파수 멀티플라이어를 이용해 QPSK 신호를 생성시키는 경우를 고려한다. 출력 콘스텔레이션의 위상 상태는, 0, π/2, π, 3π/2로 가정한다. 상기 또다른 콘스텔레이션의 대응 위상 상태는, 0, π/4, π/2, 3π/4이다.
출력 콘스텔레이션에서 위상 상태(3π/2)로부터 위상 상태(0)으로의 변화가 요구된다면, 이는 상기 또다른 콘스텔레이션의 대응 위상 상태(3π/4)로부터 상기 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태(0)으로의 변화에 의해서만 실현될 수 있다. 상기와 같은 변화는 상기 또다른 콘스텔레이션에서 3π/4로부터 π/2와 π/4를 거쳐 0으로의 위상 궤적을 발생시킨다. 출력 콘스텔레이션에서는 3π/2로부터 π와 π/2를 거쳐 0으로의 대응 위상 궤적이 3π/2로부터 0으로의 직접 변화 대신에 얻어진다. 상기 더욱 긴 위상 궤적으로 인해, 추가적인 심볼간 간섭이 발생되어 감소된 비트 오차율을 발생한다. 또한, 주파수 스펙트럼이 필요 이상으로 넓어질 수도 있다.
이러한 상황에서 본 발명의 개념에 따라 추가적 위상 상태(π)가 상기 또다른 콘스텔레이션에 부가되면, 출력 콘스텔레이션에서의 3π/2로부터 0으로의 변화는 상기 또다른 콘스텔레이션에서의 3π/4로부터 π로의 변화에 의해 얻어질 수 있다. 상기 또다른 콘스텔레이션에서의 그러한 위상 상태의 변화는 출력 콘스텔레이션에서 3π/2로부터 0으로의 직접 변화를 발생시킨다. 따라서 전송 시스템의 성능을 개선시킨다.
본 발명의 실시예는, 상기 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태의 수가 적어도 주파수 멀티플라이어의 주파수 증배 계수와 출력 콘스텔레이션의 위상 상태의 수의 곱인 것을 특징으로 한다.
상기 수의 위상 상태를 갖는 또다른 콘스텔레이션을 이용할 경우, 생각할 수 있는 모든 위상 상태의 변화가 출력 콘스텔레이션에서의 다른 위상 상태를 거치지 않고 얻어질 수 있는 출력 콘스텔레이션을 발생시킨다.
본 발명의 또다른 실시예는, 또다른 콘스텔레이션에서 위상 변화가 최소화되는 방법으로, 위상 변조기가 출력 콘스텔레이션의 위상 상태에 대응하는 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태를 선택하는 선택 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또다른 콘스텔레이션에서의 위상 이동(phase shift)이 최소로 되도록 상기또다른 콘스텔레이션에서 위상 상태를 선택하면 전송기 출력 신호의 심볼간 간섭이 최소로 된다.
본 발명의 또다른 실시예는, 상기 전송기가 주파수 멀티플라이어의 입력 신호를 필터링하는 제 1 나이키스트 필터를 포함하고, 상기 수신기가 수신된 신호를 필터링하는 제 2 나이키스트 필터를 포함하며, 상기 제 1 나이키스트 필터와 상기 제 2 나이키스트 필터의 전달 함수의 형상이 상이한 것을 특징으로 한다.
디지털 심볼이 반송파에서 변조되는 디지털 전송 시스템에서, 전송될 심볼은 구형파 신호로 표현된다. 이 구형파 신호가 반송파 상에서 직접 변조된다면, 그 변조된 신호의 대역폭은 너무 넓을 것이다. 상기 변조된 신호의 대역폭을 한정하기 위해, 디지털 심볼을 나타내는 신호가 필터에 의해 필터링된다. 또한 변조된 신호를 필터링하는 것도 가능하다. 필터링에 의해 심볼간 간섭을 제거하기 위해, 필터의 전달 함수는 소위 나이키스트 제1 기준을 만족시켜야 한다.
일반적으로, 나이키스트 필터링은 전송기 내의 제 1 나이키스트 필터와 수신기 내의 제 2 나이키스트 필터에 의해 수행된다. 상기 나이키스트 필터들의 캐스케이드는 나이키스트 제1 기준을 만족시켜야 한다. 필터 동작의 그러한 분리(splitting)에서, 상기 제 1 나이키스트 필터와 상기 제 2 나이키스트 필터의 형상은 동일하다. 시뮬레이션은, 위상 변조기가 주파수 멀티플라이어와 캐스케이드 접속한 때, 제 1 나이키스트 필터와 제 2 나이키스트 필터에 대해 동일한 형상을 사용하는 것은 심볼간 간섭을 최소로 하지 못함을 보여 주었다. 두개의 나이키스트 필터에 대해 상이한 형상을 사용할 경우, 더나은 성능을 얻을 수 있다. 일반적으로, 제 1 나이키스트 필터의 대역폭이 제 2 나이키스트 필터의 대역폭보다 좁은 것이 예상된다.
본 발명의 또다른 실시예는, 제 1 나이키스트 필터는 롤오프 계수가 0.9 내지 1인 상승 여현 필터(Raised Cosine filter)이고, 제 2 나이키스트 필터는 롤오프 계수가 0.3 내지 0.4인 상승 여현 필터인 것을 특징으로 한다.
시뮬레이션은, 전송기 및 수신기 내에 그러한 필터를 이용할 때, 비트 오차율에 대한 심볼간 간섭의 역효과가 무시할 만함을 보여준다.
본 발명을 첨부된 도면을 참고로 설명한다.
도 1에 따른 전송 시스템에서, 입력 심볼(ak)을 운반하는, 전송기의 입력은 위상 변조기(8)의 제 1 입력에 접속된다. 1.5GHz의 출력 주파수를 갖는 발진기(6)의 출력은, 위상 변조기(8)의 제 2 입력에 접속된다. 변조기(8)의 출력은 대역 통과 필터(10)의 입력에 접속된다. 12GHz의 출력 주파수를 갖는 발진기(14)의 출력은, 혼합기(12)의 제 2 입력에 접속된다.
혼합기(12)의 출력은 대역 통과 필터(14)의 입력에 접속된다. 대역 통과 필터(14)의 출력은 증폭기(16)의 입력에 접속된다. 증폭기(16)의 출력은, 여기서는 주파수 트리플러(18)인 주파수 멀티플렉서의 입력에 접속된다. 주파수 트리플러(18)의 출력은 대역 통과 필터(20)를 통해 안테나(22)에 접속된다.
안테나(24)는 수신기(26)의 입력에 접속된다. 수신기(26)의 출력에서, 재구성된 디지털 심볼(ak)이 이용 가능하게 된다.
발진기(6)에 의해 생성된 반송파 신호는 위상 변조기(8)에 의해 본 발명에 따른 또다른 콘스텔레이션에 따라 동위상(in phase)으로 변조된다. 상기 위상 변조기의 출력 신호는 위상 변조 신호의 대역폭을 한정하기 위해 대역 통과 필터(10)에 의해 여과된다.
대역 통과 필터(10)의 전달 함수는 소위 제곱근 나이퀴스트 필터(squareroot Nyquist filter)라 한다. 상기 필터의 전달 함수는 이하의 요구사항을 만족시킨다.
[수학식 1]
Figure pct00001
수학식 1에서, C는 상수이고, T는 심볼 주기이며, α는 소위 롤오프 계수이며, fa는 국부 발진기(6)에 의해 생성된 신호의 주파수이다. 상기 유형의 필터를 이용하면, 수신기가 동일 필터를 이용할 때, t=nT에서 심볼간 간섭의 유도 없이 위상 변조기(8)의 출력 신호의 대역폭을 감소시킨다는 것이 공지되어 있다. 심볼간 역효과는, 전송기의 α=1인 필터 및 수신기의 α=0.35인 필터에 대해 실질적으로 0이다. 전송기의 필터에 대한 0.9 내지 1 사이의 α값 및 수신기의 필터에 대한 α값을 적절히 선택한다.
대역 통과 필터(10)의 출력 신호는, 혼합기(12)에 의해 발진기(14)의 출력신호와 혼합된다. 혼합기(12)의 출력 신호는 13.5GHz의 주파수를 갖는다. 이 13.5GHz 신호는 증폭기(16)에서 증폭되고 계속해서 트리플러(18)에서 세배로된다. 상기 트리플러(18)의 출력 신호는 대역 통과 필터(20)를 통해 여과되고, 40.5GHz에서 소정의 출력 신호만을 제외하고 모든 출력 성분을 제거한다. 상기 40.5GHz 신호는 안테나(22)에 의해 방사된다.
안테나(24)는 전송기(2)에 의해 방출된 신호를 수신한다. 안테나(24)의 출력 신호는 수신기(26)에서 복조되고 검출된다. 수신기(26)의 출력에서 재구성된 심볼(ak)을 얻을 수 있다.
도 2에 따른 위상 변조기에서, 심볼(ak)은 유한 상태 기계(finite state machine:160)의 입력에 인가된다. 실제 전송되는 위상 상태를 나타내는 출력 신호를 수반한 상기 유한 상태 기계(S)의 출력은, 판독 전용 메모리(162)의 어드레스 입력과 판독 전용 메모리(164)의 어드레스 입력에 접속된다.
판독 전용 메모리(162)의 출력은 디지털 멀티플라이어(166)의 제 1 입력에 접속된다. 디지털 여현 발생기(170)의 출력은, 디지털 멀티플라이어(166)의 제 2 입력에 접속된다. 판독 전용 메모리(164)의 출력은, 디지털 멀티플라이어(168)의 제 1 입력에 접속된다. 디지털 정현 발생기(172)의 출력은, 디지털 멀티플라이어(168)의 제 2 입력에 접속된다.
디지털 멀티플라이어(166)의 출력은, 디지털 아날로그 변환기(176)의 입력에 접속되고, 디지털 멀티플렉서(168)의 출력은 디지털 아날로그 변환기(174)의 입력에 접속된다.
디지털 아날로그 변환기(176)의 출력은, 혼합기(178)의 제 1 입력에 접속된다. 디지털 아날로그 변환기(174)의 출력은 혼합기(180)의 제 1 입력에 접속된다.
도 1에서 발진기(6)로부터의 신호는, 혼합기(178)의 제 2 입력 및 π/2 위상 이동기(184)의 입력에 인가된다. 상기 π/2 위상 이동기의 출력은 혼합기(180)의 제 2 입력에 접속된다.
혼합기(178)의 출력은 가산기(182)의 제 1 입력에 접속되고, 혼합기(180)의 출력은 가산기(182)의 제 2 입력에 접속된다. 가산기(182)의 출력에서, 변조된 신호를 얻을 수 있다.
도 2에 따른 변조기에서, 유한 상태 기계(160)는, 심볼(ak)에 응답하여, 전송되는 심볼(ak)에 관련한 본 발명에 따른 또다른 콘스텔레이션에서의 위상 상태를 나타내는 출력 신호를 제공한다. 상기 유한 상태 기계(160)의 출력 신호는 판독 전용 메모리(162 및 164)의 어드레스를 지정하는데 이용된다. 상기 판독 전용 메모리(162)는 또다른 콘스텔레이션에서의 유도된 위상 상태의 실수 부분을 제공하고, 판독 전용 메모리(164)는 또다른 콘스텔레이션에서 소정의 위상 상태의 허수 부분을 제공한다. 판독 전용 메모리(162)의 출력 신호는 여현 발생기(170)에 의해 생성된 여현 신호와 곱해진다. 멀티플라이어를 간단히하기 위해, 여현 신호는 일련의 +1, -1, +1로 나타낼 수 있다. 상기 표현의 이용은, 간단히 실행될 수 있는, +1, -1, 0 만의 곱을 제공할 수 있기 때문에, 멀티플라이어(166)의 복잡성을 실질적으로 감소시킨다.
판독 전용 메모리(164)의 출력 신호는 정현 생성기(172)에 의해 생성된 정현 신호와 곱해진다. 정현 생성기(172)는 여현 생성기(170)의 출력 신호에 대해 90° 이상(out of the phase)인, 일련의 0, +1, 0, -1, 0, +1을 생성한다. 계속해서, 멀티플라이어(166 및 168)의 출력에서, 또다른 콘스텔레이션에 따라 변조된 반송파를 나타내는 직각 신호(quadrature signal)가 가능하다. 디지털 아날로그 변환기(176 및 174)를 이용해, 디지털 직각신호는 아날로그 직각 신호로 변환된다. 디지털 아날로그 변환기(174 및 176)의 출력 신호로 나타나는 직각 신호는, 혼합기(178 및 180), 가산기(182) 및 이상기(184)로 구성된 직각 혼합기에 의해 1.5GHz의 주파수로 변환된다.
도 3에 따른 콘스텔레이션은, 주파수 더블러의 출력에서 직각 이상 키잉 신호(quadrature Phase shift keying signal)를 얻기위한 배열이다. 본 발명의 고안에 따라, 부가적인 위상 상태(28)가 위상 상태(30, 32, 34 및 36)에 더해진다. 위상 상태(30, 32, 34 및 36)는 양의 실수축에 대해 위상(3π/8, π/8, -π/8 및 -3π/8)에 대응한다. 이는, 주파수 더블링 후에, QPSK 신호에 따라 각각 위상 상태(3π/4, π/4, -π/4 및 -3π/4)로 된다.
위상 상태(30)로부터 위상 상태(36)으로의 전이에서 비트 오차율이 저하되지 않도록, 또다른 콘스텔레이션에서 큰 위상 점프없이 출력 QSPK 콘스텔레이션에서 동일한 위상 상태를 얻을 수 있게하기 위해, 부가적인 위상 상태(28)가 도입된다.
도 4는, 생각할 수 있는 각각의 위상 상태 변화가 가능한 또다른 콘스텔레이션이다. 출력 콘스텔레이션의 각각의 위상 상태에 대해, 또다른 콘스텔레이션에 두 대응 상태가 있다. 예를들어, 입력 시퀀스(00)에 대해, 모두 출력 콘스텔레이션에서 π/4에 대응하는 위상 상태를 앞서는 위상 상태(32 및 40)가 있다. 선택할 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태는, 또다른 콘스텔레이션의 종전의 위상 상태에 의한다. 상기 선택된 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태는 상기 또다른 콘스텔레이션의 종전 위상 상태에 가장 근접한 것이고, 상기 선택은 무작위로 행해진다. 이는 2진 무작위 생성기의 출력 신호에 따라 선택이 행해짐으로써 가능하다. 상기 언급한 규칙은, 새로운 (위상) 상태가 종전의 (위상) 상태 및 입력 신호에 따르는 유한 상태 기계에서 실행될 수 있고 상기 무작위 신호는 아래 표에 나타나 있다. 이 표에서 논리값(x)은 "상관 없음(don't care)"을 나타낸다.
Figure pct00002
상기 유한 상태 기계의 실행은 당업자에게 이미 공지되었다. 8 출력 상태가 존재하기 때문에, 유한 상태의 출력 신호는 3비트로 나타낼 수 있다.
도 5에, 주파수 트리플러를 이용해 QPSK 신호를 얻을 수 있는 또다른 콘스텔레이션이 도시된다. 위상 상태는 π/12의 간격을 둔다. 통상적으로 Ψ/n에서 n은 주파수 증배 계수이고 Ψ는 출력 콘스텔레이션에서의 소정의 위상 이동이다. 도 5에 따른 또다른 콘스텔레이션에서, 부가적 위상 상태(43)가, 추력 콘스텔레이션에서 다른 위상 상태를 통과할 필요없이, 출력 콘스텔레이션에서 3π/4로부터 5π/4로의 전이를 다루기 위해 인입된다.
도 6에, 주파수 트리플러를 이용한 또다른 콘스텔레이션이 도시되고, 이는 상상할 수 있는 모든 위상 변화가 가능한 출력 콘스텔레이션을 유도한다. 이 또다른 콘스텔레이션이 주파수 트리플러를 이용하기 때문에, 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태 수는, 주파수 더블러에 이용되는 동일한 콘스텔레이션의 위상 상태의 수인 8이 아닌 12이다.
출력 콘스텔레이션의 각각의 위상 상태에 대해, 도 5에 따른 또다른 콘스텔레이션의 세 개의 대응 상태가 있다. 예를들어, 00의 입력 시퀀스에 대해, 모두가 출력 콘스텔레이션에서 π/4의 위상 상태만큼 앞서는, 위상 상태(46, 54 및 62)가 또다른 콘스텔레이션 내에 있다. 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태를 선택하는 기준은, 도 4에 따른 또다른 콘스텔레이션에 이용된 기준과 동일하다. 이하에 초기 상태(42)에 대한 상태 전이표가 도시된다.
Figure pct00003
위상 상태 전이표는 상기 설명한 기준을 이용할 때 모든 초기 상태에 대해 쉽게 설명될 수 있다.
도 7에 따른 출력 콘스텔레이션은 16 QAM 콘스텔레이션이다. 괄호 안의 2진수는 위상 진폭 상태(phase-amplitude state)에 대응하는 일련의 4 비트의 값이다.
도 8은 출력 콘스텔레이션에 대응하는, 트리플러를 이용한 또다른 콘스텔레이션이다. 통상 또다른 콘스텔레이션에의 위상 진폭 상태에 대해 다음과 같이 표기할 수 있다.
[수학식 2]
Figure pct00004
[수학식 3]
Figure pct00005
수학식 2에서, rf는 또다른 콘스텔레이션의 각각의 위상 진폭 상태에 대응하는 진폭이고, a는 비례 상수이며, n은 주파수 증배 계수이고, rO는 출력 콘스텔레이션의 위상 진폭 상태에 대응하는 진폭이다.
수학식 3에서, Ψf는 또다른 콘스텔레이션의 각각의 상태에 대응하는 위상이고, ΨO는 출력 콘스텔레이션의 각각의 위상에 대응하는 위상이고, n은 1과 k 사이의 정수이다.
도 8에 따른 또다른 콘스텔레이션은, 수학식 2와 수학식 3을 n=2로하여 응용하여, 도 7에 따른 출력 콘스텔레이션으로부터 유도된 것이다. 제 1 및 제 4 사분면의 위상 진폭 상태는, k가 0일 때 위상 진폭 상태이고 k가 1일 때 대응하는 제 2 및 제 3 사분면의 위상 진폭 상태이다. 도 8에서 볼 수 있듯이, 출력 콘스텔레이션의 각 위상 진폭 상태에 대해, 두개의 대응 위상 진폭 상태가 존재한다. 이 위상 진폭 상태는 원점에 대해 대칭으로 위치한다. 또다른 콘스텔레이션에서 두가지 가능한 위상 진폭 상태간의 선택은, 상기 기술한 기준에 따라 이루어질 수 있다. 초기 위상 진폭 상태(106)에 대한 상태 전이표가 도시된다.
Figure pct00006
상기 상태 전이표는 상기 언급한 기준에 따른 완전한 콘스텔레이션으로 쉽게확장될 수 있다.
본 발명은 전송 매체를 통해 수신기로, 소정의 수의 위상 상태(phase state)를 갖는 출력 콘스텔레이션(constellation)에 따른 일련의 디지털 심볼로 변조된 반송파를 전송하는 전송기를 포함하는 전송 시스템으로서, 상기 전송기가 위상 변조기와 주파수 멀티플라이어의 캐스케이드 접속을 갖는 전송 시스템에 관한 것이다.
또한, 본 발명은 반송파 상에서 변조된 디지털 심볼을 전송하는 전송기에 관한 것이다.

Claims (10)

  1. 전송 매체를 통해 수신기로, 소정의 수의 위상 상태들을 갖는 출력 콘스텔레이션에 따라 일련의 디지털 심볼들로 변조된 반송파를 전송시키는 전송기를 포함하는데, 상기 전송기는 위상 변조기와 주파수 멀티플라이어의 캐스케이드 접속을 포함하는 전송 시스템에 있어서,
    상기 위상 변조기는 상기 소정의 수의 위상 상태들보다 많은 수의 위상 상태들을 갖는 또다른 신호 콘스텔레이션에 따라 반송파 상에서 상기 일련의 디지털 심볼들을 변조하도록 배열된 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태들의 수가 적어도 상기 주파수 멀티플라이어의 주파수 증배 계수와 상기 출력 콘스텔레이션의 위상상태들의 수의 곱인 것을 특징으로 하는 전송 시스템,
  3. 제 1 또는 제 2 항에 있어서, 상기 위상 변조기가, 상기 또다른 콘스텔레이션에서의 위상 변화가 최소인 방법으로, 상기 출력 콘스텔레이션에서의 위상 상태에 대응하는 상기 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태를 선택하는 선택 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 선택 수단은, 다수의 위상 상태들 모두가 상기 또다른 콘스텔레이션에서의 위상 변화를 최소화하는 상기 다수의 위상 상태들 중 무작위로 상기 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태를 선택하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 전송기는 상기 주파수 멀티플라이어의 입력 신호를 필터링하기 위한 제 1 나이키스트 필터를 포함하고, 상기 수신기는 수신된 신호를 필터링하기 위한 제 2 나이키스트 필터를 포함하며, 상기 제 1 나이키스트 필터와 제 2 나이키스트 필터의 전달 함수의 형상이 상이한 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 제 1 나이키스트 필터는 롤오프 계수가 0.9 내지 1사이인 상승 여현 필터(Raised Cosine filter)이고, 상기 제 2 나이키스트 필터는 롤오프 계수가 0.3 내지 0.4 사이인 상승 여현 필터인 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  7. 소정의 수의 위상 상태들을 갖는 출력 콘스텔레이션에 따라 일련의 디지털 심볼들로 변조된 반송파를 전송하는 전송기로서, 상기 전송기는 위상 변조기와 주파수 멀티플라이어의 캐스케이드 접속을 포함하는 상기 전송기에 있어서,
    상기 위상 변조기는 상기 소정의 수의 위상 상태들보다 많은 수의 위상 상태들을 갖는 또다른 신호 콘스텔레이션에 따라 반송파 상에서 상기 일련의 디지털 심볼들을 변조시키도록 배열된 것을 특징으로 하는 전송기.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태들의 수는 적어도 상기 주파수 멀티플라이어의 주파수 증배 계수와 상기 출력 콘스텔레이션의 위상 상태들의 수의 곱인 것을 특징으로 하는 전송기.
  9. 제 7 또는 제 8 항에 있어서, 상기 위상 변조기가, 상기 또다른 콘스텔레이션에서의 위상 변화가 최소인 방법으로, 상기 출력 콘스텔레이션에서의 위상 상태에 대응하는 상기 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태를 선택하는 선택 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송기.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 선택 수단은, 다수의 위상 상태들 모두가 상기 또다른 콘스텔레이션에서의 위상 변화를 최소화하는 상기 다수의 위상 상태들 중 무작위로 상기 또다른 콘스텔레이션의 위상 상태를 선택하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 전송기.
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