JP3100018B2 - 直交位相変調回路 - Google Patents
直交位相変調回路Info
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- JP3100018B2 JP3100018B2 JP18419393A JP18419393A JP3100018B2 JP 3100018 B2 JP3100018 B2 JP 3100018B2 JP 18419393 A JP18419393 A JP 18419393A JP 18419393 A JP18419393 A JP 18419393A JP 3100018 B2 JP3100018 B2 JP 3100018B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＴＤＭＡ（時分割多元
接続）通信方式において、バースト信号ごとにキャリア
周波数の切り替えを行う直交位相変調回路に関する。本
発明は、キャリアホッピングを行うＴＤＭＡ通信方式を
用いる衛星通信方式や移動通信方式の送信部において利
用される。
接続）通信方式において、バースト信号ごとにキャリア
周波数の切り替えを行う直交位相変調回路に関する。本
発明は、キャリアホッピングを行うＴＤＭＡ通信方式を
用いる衛星通信方式や移動通信方式の送信部において利
用される。
【０００２】
【従来の技術】ＴＤＭＡ通信方式では、通信回線の有効
利用を図るためバースト信号ごとに周波数を変更できる
構成とし、その実効的な通信容量の増大を図っている。
また、通信装置の小型化・低消費電力化の点から、ベー
スバンド部だけでなく、変復調部においても回路のディ
ジタル化が積極的に進められている。
利用を図るためバースト信号ごとに周波数を変更できる
構成とし、その実効的な通信容量の増大を図っている。
また、通信装置の小型化・低消費電力化の点から、ベー
スバンド部だけでなく、変復調部においても回路のディ
ジタル化が積極的に進められている。
【０００３】バースト信号ごとの周波数の変更をディジ
タル回路部で行うものとして、図４に示す構成が提案さ
れている（山田他“サンプル周期変換型ＦＨ変調器の構
成”１９９２年電子情報通信学会春季大会 講演番号Ｂ
−３５９）。
タル回路部で行うものとして、図４に示す構成が提案さ
れている（山田他“サンプル周期変換型ＦＨ変調器の構
成”１９９２年電子情報通信学会春季大会 講演番号Ｂ
−３５９）。
【０００４】この図４に示された回路動作を説明する。
入力されるベースバンド信号４９１をベースバンド波形
整形回路４０１により波形整形する。この波形整形され
たベースバンド信号４９１は、複素位相情報で周波数シ
フト回路４０２に与えられる。周波数シフト回路４０２
は、チャネルに対応するキャリア周波数を指示するキャ
リア周波数指示信号４９２に基づいて出力される１サン
プリングあたりの位相変化量をそれぞれデータの実数成
分および虚数成分ごとに加算して中間周波信号に変換す
る。周波数変換された中間周波信号は、Ｄ／Ａ変換回路
４０４、４０５でそれぞれアナログ信号に変換され、そ
れぞれ低域通過フィルタ４０６、４０７で高調波成分が
除去されたのち直交位相変調器４０８内で固定周波数の
キャリア信号を発生するオシレータ４１０から出力され
る無線周波信号を直交変調される。この直交変調された
無線周波信号は帯域通過フィルタ４１１で不要波が除去
された後無線周波信号（ＲＦ信号）４９３として出力さ
れ、後段に設けられた無線信号増幅部に導かれる。
入力されるベースバンド信号４９１をベースバンド波形
整形回路４０１により波形整形する。この波形整形され
たベースバンド信号４９１は、複素位相情報で周波数シ
フト回路４０２に与えられる。周波数シフト回路４０２
は、チャネルに対応するキャリア周波数を指示するキャ
リア周波数指示信号４９２に基づいて出力される１サン
プリングあたりの位相変化量をそれぞれデータの実数成
分および虚数成分ごとに加算して中間周波信号に変換す
る。周波数変換された中間周波信号は、Ｄ／Ａ変換回路
４０４、４０５でそれぞれアナログ信号に変換され、そ
れぞれ低域通過フィルタ４０６、４０７で高調波成分が
除去されたのち直交位相変調器４０８内で固定周波数の
キャリア信号を発生するオシレータ４１０から出力され
る無線周波信号を直交変調される。この直交変調された
無線周波信号は帯域通過フィルタ４１１で不要波が除去
された後無線周波信号（ＲＦ信号）４９３として出力さ
れ、後段に設けられた無線信号増幅部に導かれる。
【０００５】この提案は、Ｄ／Ａ変換回路４０４、４０
５より前のディジタル回路の部分でキャリア周波数指示
信号により必要な全ての周波数の変更を行う構成である
ため、１シンボル以内の高速な周波数変換が可能である
利点がある。また、オシレータ４１０からは固定周波数
が出力され、直交変調器４０８では、固定周波数で直交
変調器を動作させるため、移相器および変調器の特性の
最適化が容易である利点がある。
５より前のディジタル回路の部分でキャリア周波数指示
信号により必要な全ての周波数の変更を行う構成である
ため、１シンボル以内の高速な周波数変換が可能である
利点がある。また、オシレータ４１０からは固定周波数
が出力され、直交変調器４０８では、固定周波数で直交
変調器を動作させるため、移相器および変調器の特性の
最適化が容易である利点がある。
【０００６】しかし、この提案の構成では、例えばキャ
リア周波数が１．９ＧＨｚ帯で、キャリア周波数間隔と
して３００ｋＨｚとして５０チャネル程度の出力信号を
得るためには、中間周波信号の帯域が１５ＭＨｚ以上と
なるので、ディジタル回路を高速で動作させる必要があ
り、特にＤ／Ａ変換回路４０４、４０５を２０ＭＨｚ以
上の高速で動作させる必要がある。このため、低消費電
力化を図ることが難しい問題があった。また、複素位相
成分を２系統のＤ／Ａ変換回路４０４、４０５で出力さ
せるため、出力振幅と直流オフセットとを一致させる調
整が必要である問題があった。
リア周波数が１．９ＧＨｚ帯で、キャリア周波数間隔と
して３００ｋＨｚとして５０チャネル程度の出力信号を
得るためには、中間周波信号の帯域が１５ＭＨｚ以上と
なるので、ディジタル回路を高速で動作させる必要があ
り、特にＤ／Ａ変換回路４０４、４０５を２０ＭＨｚ以
上の高速で動作させる必要がある。このため、低消費電
力化を図ることが難しい問題があった。また、複素位相
成分を２系統のＤ／Ａ変換回路４０４、４０５で出力さ
せるため、出力振幅と直流オフセットとを一致させる調
整が必要である問題があった。
【０００７】一方、変調部をディジタル回路化する技術
として、図５の提案がなされている（阪田他“ディジタ
ル化π／４シフトＱＰＳＫ変調器”１９９３電子情報通
信学会春季大会 講演番号Ｂ−３０３）。
として、図５の提案がなされている（阪田他“ディジタ
ル化π／４シフトＱＰＳＫ変調器”１９９３電子情報通
信学会春季大会 講演番号Ｂ−３０３）。
【０００８】この図５の変調回路の動作を説明する。ベ
ースバンド信号５９１は、波形整形回路５０１により波
形整形され、選択変調回路５０２に入力される。選択変
調回路５０２は、波形整形後のベースバンドデータの実
数成分と虚数成分をサンプリングクロックに同期して選
択することにより、ディジタル回路内で中間周波信号を
生成する。このディジタル中間周波信号をＤ／Ａ変換回
路５０３でアナログ信号に変換したのち、低域通過フィ
ルタ５０４を通して高調波成分を除去する。この低域通
過フィルタ５０４の出力は、キャリア周波数指示信号５
９２により指示された周波数のキャリア信号を参照信号
５９４に基づいて位相同期して出力する出力するシンセ
サイザ５０７からの無線周波信号とミキサ５０５で混合
され、帯域通過フィルタ５０６で不要波を除去したのち
無線周波信号（ＲＦ信号）５９３として出力される。
ースバンド信号５９１は、波形整形回路５０１により波
形整形され、選択変調回路５０２に入力される。選択変
調回路５０２は、波形整形後のベースバンドデータの実
数成分と虚数成分をサンプリングクロックに同期して選
択することにより、ディジタル回路内で中間周波信号を
生成する。このディジタル中間周波信号をＤ／Ａ変換回
路５０３でアナログ信号に変換したのち、低域通過フィ
ルタ５０４を通して高調波成分を除去する。この低域通
過フィルタ５０４の出力は、キャリア周波数指示信号５
９２により指示された周波数のキャリア信号を参照信号
５９４に基づいて位相同期して出力する出力するシンセ
サイザ５０７からの無線周波信号とミキサ５０５で混合
され、帯域通過フィルタ５０６で不要波を除去したのち
無線周波信号（ＲＦ信号）５９３として出力される。
【０００９】この提案の回路は、ディジタル回路内で変
調を行うため、Ｄ／Ａ変換回路が一つで済み、無調整化
できるとともに、その動作速度が数ＭＨｚ程度でよいた
め、実用性が高い利点がある。
調を行うため、Ｄ／Ａ変換回路が一つで済み、無調整化
できるとともに、その動作速度が数ＭＨｚ程度でよいた
め、実用性が高い利点がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この回路は、
バースト信号ごとのキャリア周波数変更をキャリア周波
数指示信号５９２に基づいてシンセサイザ５０７が行う
ためには、シンセサイザの周波数設定時間をＴＤＭＡフ
レームのバースト信号間に設けられているガードタイム
以下にする必要がある。
バースト信号ごとのキャリア周波数変更をキャリア周波
数指示信号５９２に基づいてシンセサイザ５０７が行う
ためには、シンセサイザの周波数設定時間をＴＤＭＡフ
レームのバースト信号間に設けられているガードタイム
以下にする必要がある。
【００１１】しかし、周波数設定時間をガードタイム以
下にするには、高速周波数引き込み可能なシンセサイザ
が必要であるが、参照信号に位相同期した信号をガード
タイム以下で出力できるシンセサイザはいまだ得られて
いない。また、シンセサイザ内のＤ／Ａ変換回路が１Ｍ
Ｈｚ以下の低速動作でもよいシンセサイザはまだ実現で
きていない。
下にするには、高速周波数引き込み可能なシンセサイザ
が必要であるが、参照信号に位相同期した信号をガード
タイム以下で出力できるシンセサイザはいまだ得られて
いない。また、シンセサイザ内のＤ／Ａ変換回路が１Ｍ
Ｈｚ以下の低速動作でもよいシンセサイザはまだ実現で
きていない。
【００１２】本発明は上述の問題を解決するもので、キ
ャリア周波数指示信号の上位桁と下位桁を分離し、下位
桁で指示される複数の中間周波信号により直交位相変調
を行って、キャリア周波数指示信号の上位桁で指示され
る切替数をもつシンセサイザからのキャリア信号と混合
して無線周波信号を生成することにより、シンセサイザ
の周波数設定時間を短縮し、ディジタル回路の動作周波
数を低下させることができる直交変調回路を提供するこ
とを目的とする。
ャリア周波数指示信号の上位桁と下位桁を分離し、下位
桁で指示される複数の中間周波信号により直交位相変調
を行って、キャリア周波数指示信号の上位桁で指示され
る切替数をもつシンセサイザからのキャリア信号と混合
して無線周波信号を生成することにより、シンセサイザ
の周波数設定時間を短縮し、ディジタル回路の動作周波
数を低下させることができる直交変調回路を提供するこ
とを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、直交する二つ
のベースバンドのディジタル信号の波形整形を行う波形
整形回路と、この波形整形されたディジタル信号を変調
入力として位相変調された変調出力信号を出力する周波
数変換位相変調部と、この周波数変換位相変調部の出力
をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路と、変換され
たアナログ信号の高調波成分を除去する低域通過フィル
タと、キャリア周波数指示信号に基づいてキャリア信号
を出力するシンセサイザと、このシンセサイザの出力す
るキャリア信号と前記低域通過フィルタの出力信号とを
混合して無線周波信号に変換するミキサと、このミキサ
の出力から不要波を除去する帯域通過フィルタとを備え
た直交位相変調回路において、前記周波数変換位相変調
部は、前記キャリア周波数指示信号の下位桁が入力さ
れ、その下位桁で指示される周波数の正弦波および余弦
波を出力する直交正弦波発生回路と、前記波形整形回路
の出力ディジタル信号と前記直交正弦波発生回路の出力
する正弦波および余弦波とをそれぞれ乗算する周波数変
換回路と、この周波数変換回路の出力をサンプリング
し、交互に選択して直交位相変調された変調出力信号を
出力する選択変調回路とを備え、前記シンセサイザには
前記キャリア周波数指示信号の上位桁が入力されること
を特徴とする。
のベースバンドのディジタル信号の波形整形を行う波形
整形回路と、この波形整形されたディジタル信号を変調
入力として位相変調された変調出力信号を出力する周波
数変換位相変調部と、この周波数変換位相変調部の出力
をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路と、変換され
たアナログ信号の高調波成分を除去する低域通過フィル
タと、キャリア周波数指示信号に基づいてキャリア信号
を出力するシンセサイザと、このシンセサイザの出力す
るキャリア信号と前記低域通過フィルタの出力信号とを
混合して無線周波信号に変換するミキサと、このミキサ
の出力から不要波を除去する帯域通過フィルタとを備え
た直交位相変調回路において、前記周波数変換位相変調
部は、前記キャリア周波数指示信号の下位桁が入力さ
れ、その下位桁で指示される周波数の正弦波および余弦
波を出力する直交正弦波発生回路と、前記波形整形回路
の出力ディジタル信号と前記直交正弦波発生回路の出力
する正弦波および余弦波とをそれぞれ乗算する周波数変
換回路と、この周波数変換回路の出力をサンプリング
し、交互に選択して直交位相変調された変調出力信号を
出力する選択変調回路とを備え、前記シンセサイザには
前記キャリア周波数指示信号の上位桁が入力されること
を特徴とする。
【００１４】また周波数変換位相変調部は、キャリア周
波数指示信号の下位桁が入力されその入力を累積加算し
て出力する位相累積回路と、この位相累積加算回路の出
力により出力位相が設定される正弦波発生回路および余
弦波発生回路と、サンプリングクロックに基づいて前記
正弦波発生回路および余弦波発生回路の出力を選択しそ
の符号の反転をさせる選択反転回路と、この選択反転回
路の二つの出力を前記波形整形回路の出力の直交する二
つのベースバンド信号とそれぞれ乗算する二つの乗算器
と、この乗算器の出力を加算する加算器とを備えたこと
を特徴とする。
波数指示信号の下位桁が入力されその入力を累積加算し
て出力する位相累積回路と、この位相累積加算回路の出
力により出力位相が設定される正弦波発生回路および余
弦波発生回路と、サンプリングクロックに基づいて前記
正弦波発生回路および余弦波発生回路の出力を選択しそ
の符号の反転をさせる選択反転回路と、この選択反転回
路の二つの出力を前記波形整形回路の出力の直交する二
つのベースバンド信号とそれぞれ乗算する二つの乗算器
と、この乗算器の出力を加算する加算器とを備えたこと
を特徴とする。
【００１５】
【作用】本発明では、キャリア周波数の切替をシンセサ
イザとディジタル回路で構成された位相変調を行う周波
数変換位相変調部とで分担することにより、高速にキャ
リア周波数の切替を行うものである。
イザとディジタル回路で構成された位相変調を行う周波
数変換位相変調部とで分担することにより、高速にキャ
リア周波数の切替を行うものである。
【００１６】本発明では、ディジタル回路で構成された
周波数位相変調部で、ベースバンド信号に対して、キャ
リア周波数指示信号の下位桁で指示される複数の周波数
の直交正弦波でもって周波数変換され直交位相変調され
た変調出力信号を生成する。この位相変調された変調出
力信号とキャリア周波数指示信号の上記桁に基づいてキ
ャリア信号を出力するシンセサイザの出力キャリア信号
と混合して、位相変調された無線周波信号を生成する。
周波数位相変調部で、ベースバンド信号に対して、キャ
リア周波数指示信号の下位桁で指示される複数の周波数
の直交正弦波でもって周波数変換され直交位相変調され
た変調出力信号を生成する。この位相変調された変調出
力信号とキャリア周波数指示信号の上記桁に基づいてキ
ャリア信号を出力するシンセサイザの出力キャリア信号
と混合して、位相変調された無線周波信号を生成する。
【００１７】周波数変換位相変調部では、すべてのチャ
ネルに対応して変調を行う必要はなくキャリア周波数指
示信号の下位桁で指示された少数の低い周波数の直交正
弦波を発生させて周波数変換および直交位相変調を行
う。このため、ディジタル回路の動作速度は遅いもので
よく、またＤ／Ａ変換回路の動作速度も図４に示す構成
のように高速である必要はない。
ネルに対応して変調を行う必要はなくキャリア周波数指
示信号の下位桁で指示された少数の低い周波数の直交正
弦波を発生させて周波数変換および直交位相変調を行
う。このため、ディジタル回路の動作速度は遅いもので
よく、またＤ／Ａ変換回路の動作速度も図４に示す構成
のように高速である必要はない。
【００１８】また、発生するキャリア信号のチャネル数
は、発生する直交正弦波の数と、シンセサイザで発生す
るキャリア数との積となるため、例えば、ディジタル回
路で発生する直交正弦波の数をＮ波とすれば、シンセサ
イザで発生する必要のあるキャリア数は１／Ｎに減少
し、シンセサイザ内でのキャリアの切替数は１／Ｎにな
る。これにより、シンセサイザ内での切替数が減少する
ので、参照信号は、それに対応してＮ倍の高い周波数に
することができ、位相引き込み力を強くできるため、位
相引き込み速度を高速にでき、周波数設定時間を短縮で
きる。
は、発生する直交正弦波の数と、シンセサイザで発生す
るキャリア数との積となるため、例えば、ディジタル回
路で発生する直交正弦波の数をＮ波とすれば、シンセサ
イザで発生する必要のあるキャリア数は１／Ｎに減少
し、シンセサイザ内でのキャリアの切替数は１／Ｎにな
る。これにより、シンセサイザ内での切替数が減少する
ので、参照信号は、それに対応してＮ倍の高い周波数に
することができ、位相引き込み力を強くできるため、位
相引き込み速度を高速にでき、周波数設定時間を短縮で
きる。
【００１９】
【実施例】以下図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。
る。
【００２０】図１は、本発明一実施例の直交位相変調回
路の構成を示すものである。本実施例の直交位相変調回
路は、直交するベースバンドディジタル信号１９１が入
力され波形整形を行う波形整形回路１００と、この波形
整形されたディジタル信号を変調入力として位相変調さ
れた変調出力信号を出力する周波数変換位相変調部１１
０と、この周波数変換位相変調部１１０の出力をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換回路１０３と、変換された
アナログ信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタ
１０４と、キャリア周波数指示信号１９２に基づいてキ
ャリア信号を出力するシンセサイザ１０７と、このシン
セサイザ１０７の出力するキャリア信号と前記低域通過
フィルタ１０４の出力信号とを混合して無線周波信号に
変換するミキサ１０５と、このミキサ１０５の出力から
不要波を除去する帯域通過フィルタ１０６とを備え、周
波数変換位相変調部１１０は、キャリア周波数指示信号
１９２の下位桁が入力され、その下位桁で指示される周
波数の正弦波および余弦波を出力する直交正弦波発生回
路１０８と、波形整形回路１００の出力ディジタル信号
と直交正弦波発生回路１０８の出力する正弦波および余
弦波とをそれぞれ乗算する周波数変換回路１０１と、こ
の周波数変換回路１０１の出力をサンプリングし、交互
に選択して直交位相変調された変調出力信号を出力する
選択変調回路１０２とを備え、シンセサイザ１０７には
キャリア周波数指示信号１９２の上位桁が入力されるこ
とを特徴とする。
路の構成を示すものである。本実施例の直交位相変調回
路は、直交するベースバンドディジタル信号１９１が入
力され波形整形を行う波形整形回路１００と、この波形
整形されたディジタル信号を変調入力として位相変調さ
れた変調出力信号を出力する周波数変換位相変調部１１
０と、この周波数変換位相変調部１１０の出力をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換回路１０３と、変換された
アナログ信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタ
１０４と、キャリア周波数指示信号１９２に基づいてキ
ャリア信号を出力するシンセサイザ１０７と、このシン
セサイザ１０７の出力するキャリア信号と前記低域通過
フィルタ１０４の出力信号とを混合して無線周波信号に
変換するミキサ１０５と、このミキサ１０５の出力から
不要波を除去する帯域通過フィルタ１０６とを備え、周
波数変換位相変調部１１０は、キャリア周波数指示信号
１９２の下位桁が入力され、その下位桁で指示される周
波数の正弦波および余弦波を出力する直交正弦波発生回
路１０８と、波形整形回路１００の出力ディジタル信号
と直交正弦波発生回路１０８の出力する正弦波および余
弦波とをそれぞれ乗算する周波数変換回路１０１と、こ
の周波数変換回路１０１の出力をサンプリングし、交互
に選択して直交位相変調された変調出力信号を出力する
選択変調回路１０２とを備え、シンセサイザ１０７には
キャリア周波数指示信号１９２の上位桁が入力されるこ
とを特徴とする。
【００２１】ここで、本実施例の特徴は、周波数変換位
相変調部１１０とシンセサイザ１０７とでキャリア周波
数切替を分担して行うことにより、シンセサイザ１０７
での周波数設定時間を短縮し、直交変調部をディジタル
化したところにある。
相変調部１１０とシンセサイザ１０７とでキャリア周波
数切替を分担して行うことにより、シンセサイザ１０７
での周波数設定時間を短縮し、直交変調部をディジタル
化したところにある。
【００２２】本実施例の動作を説明する。
【００２３】直交正弦波発生回路１０８の直交する出力
をＸi 、Ｙq とし、サンプリングタイムをｔとし、キャ
リア周波数指示信号１９２をΔθとすると、Ｘi 、Ｙq
は、 Ｘi ＝cos(θ(t-1) ＋Δθ) Ｘq ＝sin(θ(t-1) ＋Δθ) （１） で与えられる。波形整形後の直交するベースバンド信号
をＩi (t) 、Ｑi (t) とすると、周波数変換後の直交す
るベースバンド信号Ｉt 、Ｑt は次の（２）式で与えら
れる。
をＸi 、Ｙq とし、サンプリングタイムをｔとし、キャ
リア周波数指示信号１９２をΔθとすると、Ｘi 、Ｙq
は、 Ｘi ＝cos(θ(t-1) ＋Δθ) Ｘq ＝sin(θ(t-1) ＋Δθ) （１） で与えられる。波形整形後の直交するベースバンド信号
をＩi (t) 、Ｑi (t) とすると、周波数変換後の直交す
るベースバンド信号Ｉt 、Ｑt は次の（２）式で与えら
れる。
【００２４】 Ｉt ＝Ｉi (t)*Ｘi −Ｑi (t)*Ｘq Ｑt ＝Ｉi (t)*Ｘq ＋Ｑi (t)*Ｘi （２） このとき、選択変調回路１０２の出力は次（３）式のよ
うになり、周波数変換された変調信号が得られる。
うになり、周波数変換された変調信号が得られる。
【００２５】 Ｉ1,Ｑ2,−Ｉ3,−Ｑ4,Ｉ5,Ｑ6,・・・・，Ｉt,Ｑt+1,−Ｉt+2,−Ｑt+3 （３） これにより、ディジタル回路内でベースバンド信号が直
交正弦波発生回路１０８で発生された数の周波数により
周波数変換された後、位相変調を受ける。このため、シ
ンセサイザ１０７では、その直交正弦波発生回路１０８
で発生させた数分だけ発生させるキャリア周波数を出力
する必要はなくなる。このため、シンセサイザの内の切
替数は、発生させるチャネル数より減少し、シンセサイ
ザ１０７に入力する参照信号１９３の周波数は、直交正
弦波発生回路１０８で発生させる周波数の数分高く設定
でき、位相引き込み速度を速くできる。
交正弦波発生回路１０８で発生された数の周波数により
周波数変換された後、位相変調を受ける。このため、シ
ンセサイザ１０７では、その直交正弦波発生回路１０８
で発生させた数分だけ発生させるキャリア周波数を出力
する必要はなくなる。このため、シンセサイザの内の切
替数は、発生させるチャネル数より減少し、シンセサイ
ザ１０７に入力する参照信号１９３の周波数は、直交正
弦波発生回路１０８で発生させる周波数の数分高く設定
でき、位相引き込み速度を速くできる。
【００２６】具体的に数値を挙げて説明する。
【００２７】本実施例のＴＤＭＡ方式では、キャリア周
波数として１．９ＧＨｚ帯でそれぞれ３００ｋＨｚ間隔
でチャネルが設けられる諸元とする。ベースバンド信号
１９１として、中心周波数を１９２ｋＨｚとするＩ信号
と、Ｑ信号が入力される。直交正弦波発生回路１０８と
しては、０ｋＨｚ、３００ｋＨｚ、６００ｋＨｚ、９０
０ｋＨｚの４つの周波数を発生するものとする。これは
キャリア周波数指示信号１９２の下位の２桁により指示
される。周波数変換回路１０１では、１９２ｋＨｚに直
交正弦波発生回路１０８の出力直交正弦波信号を乗算し
て、３．０７２ＭＨｚを中心周波数とする周波数変換さ
れた信号を生成する。この周波数変換された信号を選択
変調回路１０２で、４倍のサンプリング速度で実数成分
と虚数成分とを交互に選択する選択直交変調を行う。こ
の選択変調された信号をＤ／Ａ変換回路１０３でアナロ
グ信号に変換することにより、Ｄ／Ａ変換回路１０３の
出力には７６８ｋＨｚを中心周波数とする位相変調され
た中間周波信号が得られる。
波数として１．９ＧＨｚ帯でそれぞれ３００ｋＨｚ間隔
でチャネルが設けられる諸元とする。ベースバンド信号
１９１として、中心周波数を１９２ｋＨｚとするＩ信号
と、Ｑ信号が入力される。直交正弦波発生回路１０８と
しては、０ｋＨｚ、３００ｋＨｚ、６００ｋＨｚ、９０
０ｋＨｚの４つの周波数を発生するものとする。これは
キャリア周波数指示信号１９２の下位の２桁により指示
される。周波数変換回路１０１では、１９２ｋＨｚに直
交正弦波発生回路１０８の出力直交正弦波信号を乗算し
て、３．０７２ＭＨｚを中心周波数とする周波数変換さ
れた信号を生成する。この周波数変換された信号を選択
変調回路１０２で、４倍のサンプリング速度で実数成分
と虚数成分とを交互に選択する選択直交変調を行う。こ
の選択変調された信号をＤ／Ａ変換回路１０３でアナロ
グ信号に変換することにより、Ｄ／Ａ変換回路１０３の
出力には７６８ｋＨｚを中心周波数とする位相変調され
た中間周波信号が得られる。
【００２８】シンセサイザ１０７は、キャリア周波数指
示信号１９２の下位２桁を除いた上位桁が入力され、
１．２ＭＨｚ間隔で１９００．０ＭＨｚ、１９０１．２
ＭＨｚ、１９０２．４ＭＨｚ、１９０３．６ＭＨｚ、・
・・のキャリア信号を出力する。シンセサイザ１０７の
出力する１．２ＭＨｚ間隔のキャリア信号と７６８ｋＨ
ｚを中心周波数とし３００ｋＨｚ間隔の中間周波信号と
をミキサ１０５で混合することにより、１．９ＧＨｚ帯
で３００ｋＨｚ間隔に配置されるチャネルのキャリア信
号を発生できる。
示信号１９２の下位２桁を除いた上位桁が入力され、
１．２ＭＨｚ間隔で１９００．０ＭＨｚ、１９０１．２
ＭＨｚ、１９０２．４ＭＨｚ、１９０３．６ＭＨｚ、・
・・のキャリア信号を出力する。シンセサイザ１０７の
出力する１．２ＭＨｚ間隔のキャリア信号と７６８ｋＨ
ｚを中心周波数とし３００ｋＨｚ間隔の中間周波信号と
をミキサ１０５で混合することにより、１．９ＧＨｚ帯
で３００ｋＨｚ間隔に配置されるチャネルのキャリア信
号を発生できる。
【００２９】このため、シンセサイザ１０７では、発生
するキャリア周波数間隔を、３００ｋＨｚの４倍にする
ことができる。これは、シンセサイザ１０７の周波数切
替回数を図５に示す従来の方式に比べて１／４にするこ
とであり、これに伴い参照信号１９３の周波数を従来の
４倍（１．２ＭＨｚ）にすることができ、参照信号に対
する位相引き込み速度を速くできる。
するキャリア周波数間隔を、３００ｋＨｚの４倍にする
ことができる。これは、シンセサイザ１０７の周波数切
替回数を図５に示す従来の方式に比べて１／４にするこ
とであり、これに伴い参照信号１９３の周波数を従来の
４倍（１．２ＭＨｚ）にすることができ、参照信号に対
する位相引き込み速度を速くできる。
【００３０】これを図３で説明する。図３は、周波数変
換位相変調部１１０内で発生する内部生成キャリア数の
増加によりシンセサイザ１０７での周波数設定時間が短
縮される様子を示すもので、内部で４波を生成するだけ
で、シンセサイザ１０７の周波数設定時間を７５％以上
短縮することができることを示している。
換位相変調部１１０内で発生する内部生成キャリア数の
増加によりシンセサイザ１０７での周波数設定時間が短
縮される様子を示すもので、内部で４波を生成するだけ
で、シンセサイザ１０７の周波数設定時間を７５％以上
短縮することができることを示している。
【００３１】図２は、周波数変換位相変調部１１０の別
の構成を示すものである。図１に示す回路構成は、周波
数変換回路を複素乗算回路により構成しているが、一般
に複素乗算回路の規模は大きくなり、低消費電力化の問
題が残っている。このため、周波数変換位相変調部１１
０を複素乗算時の対称性を利用して簡易化することが可
能である。
の構成を示すものである。図１に示す回路構成は、周波
数変換回路を複素乗算回路により構成しているが、一般
に複素乗算回路の規模は大きくなり、低消費電力化の問
題が残っている。このため、周波数変換位相変調部１１
０を複素乗算時の対称性を利用して簡易化することが可
能である。
【００３２】この図２に示す周波数変換位相変調部１１
０は、キャリア周波数指示信号１９２が入力されその出
力を累積加算する位相累積回路２０７と、その位相累積
回路２０７の出力をアドレスとする余弦波発生回路２０
５および正弦波発生回路２０６と、入力されるサンプリ
ングクロック２９４に基づいて、余弦波発生回路２０５
および正弦波発生回路２０６の出力を選択および反転さ
せる選択反転回路２０４と、この選択反転回路２０４の
二つの出力および波形整形後のデータの実数成分２９１
（Ｉ）、虚数成分２９２（Ｑ）をそれぞれ入力とする乗
算器２０１、２０２と、この乗算器２０１、２０２の出
力を加算して変調中間周波信号２９３として出力する加
算器２０３とを備える。
０は、キャリア周波数指示信号１９２が入力されその出
力を累積加算する位相累積回路２０７と、その位相累積
回路２０７の出力をアドレスとする余弦波発生回路２０
５および正弦波発生回路２０６と、入力されるサンプリ
ングクロック２９４に基づいて、余弦波発生回路２０５
および正弦波発生回路２０６の出力を選択および反転さ
せる選択反転回路２０４と、この選択反転回路２０４の
二つの出力および波形整形後のデータの実数成分２９１
（Ｉ）、虚数成分２９２（Ｑ）をそれぞれ入力とする乗
算器２０１、２０２と、この乗算器２０１、２０２の出
力を加算して変調中間周波信号２９３として出力する加
算器２０３とを備える。
【００３３】この動作を表１を参照して説明する。
【００３４】位相累積回路２０７はアドレス発生回路と
して使用され、キャリア周波数指示信号の下位桁で指示
される周波数を発生するために、余弦波発生回路２０５
および正弦波発生回路２０６のアドレスを位相累積回路
２０７から出力し、この出力を累積加算しながら出力し
てアドレス入力とすることにより、所望の周波数の余弦
波および正弦波が発生できる。キャリア周波数指示信号
１９２を位相累積回路２０７は累積加算しながら出力す
るため、その出力アドレス値の変化幅を指定されたキャ
リア周波数に対応して変化させ、余弦波発生回路２０
５、正弦波発生回路２０６とで指定された周波数の余弦
波および正弦波を発生できる。
して使用され、キャリア周波数指示信号の下位桁で指示
される周波数を発生するために、余弦波発生回路２０５
および正弦波発生回路２０６のアドレスを位相累積回路
２０７から出力し、この出力を累積加算しながら出力し
てアドレス入力とすることにより、所望の周波数の余弦
波および正弦波が発生できる。キャリア周波数指示信号
１９２を位相累積回路２０７は累積加算しながら出力す
るため、その出力アドレス値の変化幅を指定されたキャ
リア周波数に対応して変化させ、余弦波発生回路２０
５、正弦波発生回路２０６とで指定された周波数の余弦
波および正弦波を発生できる。
【００３５】変調信号に与える実数成分と虚数成分は、
同位相の正弦波と余弦波を符号を変えてベースバンド信
号に積和演算して得られるものであるため、これをサン
プリングごとに表１に示すように交互に正弦波および余
弦波を選択すればよい。すなわちサンプリングクロック
に従って、正弦波および余弦波を選択し、符号を付与し
て乗算器２０１、２０２の入力とすることにより周波数
変換と直交変調とを同時に実現できる。これにより、複
素乗算回路を用いることなく、簡易な構成で周波数変換
位相変調部１１０を構成することが可能である。
同位相の正弦波と余弦波を符号を変えてベースバンド信
号に積和演算して得られるものであるため、これをサン
プリングごとに表１に示すように交互に正弦波および余
弦波を選択すればよい。すなわちサンプリングクロック
に従って、正弦波および余弦波を選択し、符号を付与し
て乗算器２０１、２０２の入力とすることにより周波数
変換と直交変調とを同時に実現できる。これにより、複
素乗算回路を用いることなく、簡易な構成で周波数変換
位相変調部１１０を構成することが可能である。
【００３６】
【表１】
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、キャ
リア周波数の切替を周波数変換位相変調部とシンセサイ
ザとで分担し、キャリア周波数指示信号を上位桁と下位
桁に分け、下位桁で指示される周波数は中間周波での周
波数変換位相変調部で周波数変換と位相変調を行い、キ
ャリア信号を発生するシンセサイザで発生するキャリア
信号の切替間隔を広くすることができ、その周波数切替
数を少なくできる。このため、シンセサイザの同期引き
込み速度を速くすることができ、周波数設定時間を短縮
できる。
リア周波数の切替を周波数変換位相変調部とシンセサイ
ザとで分担し、キャリア周波数指示信号を上位桁と下位
桁に分け、下位桁で指示される周波数は中間周波での周
波数変換位相変調部で周波数変換と位相変調を行い、キ
ャリア信号を発生するシンセサイザで発生するキャリア
信号の切替間隔を広くすることができ、その周波数切替
数を少なくできる。このため、シンセサイザの同期引き
込み速度を速くすることができ、周波数設定時間を短縮
できる。
【００３８】また、簡易な構成で周波数変換位相変調部
をディジタル回路で構成でき、その動作周波数を低い動
作周波数の回路で構成できるため、通信装置の小型化を
図ることが可能である。
をディジタル回路で構成でき、その動作周波数を低い動
作周波数の回路で構成できるため、通信装置の小型化を
図ることが可能である。
【図１】本発明一実施例の直交位相変調回路の構成を示
すブロック図。
すブロック図。
【図２】本発明の他の実施例の周波数変換位相変調部の
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図３】本発明の効果を示すシンセサイザの周波数設定
時間比率と周波数変換位相変調部で発生するキャリア数
との比率の対応図。
時間比率と周波数変換位相変調部で発生するキャリア数
との比率の対応図。
【図４】従来例の構成を示すブロック図。
【図５】従来例の構成を示すブロック図。
１００、４０１、５０１ 波形整形回路 １０１ 周波数変換回路 １０２、５０２ 選択変調回路 １０３、４０４、４０５、５０３ Ｄ／Ａ変換回路 １０４、４０６、４０７、５０４ 低域通過フィルタ １０５、５０５ ミキサ、 １０６、４１１、５０６ 帯域通過フィルタ １０７、５０７ シンセサイザ １０８ 直交正弦波発生回路 １１０ 周波数変換位相変調部 １９１、４９１、５９１ ベースバンド信号 １９２、４９２、５９２ キャリア周波数指示信号 １９３、５９４ 参照信号 １９４、４９３、５９３ 無線周波信号 ２０１、２０２ 乗算器 ２０３ 加算器 ２０４ 選択反転回路 ２０５ 余弦波発生回路 ２０６ 正弦波発生回路 ２０７ 位相累積回路 ２９１、２９２ ベースバンド信号 ２９３ 変調中間周波信号 ２９４ サンプリングクロック
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−274642（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−35640（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−123636（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04L 27/00 - 27/38 H04J 3/00
Claims (2)
- 【請求項１】 直交する二つのベースバンドのディジタ
ル信号の波形整形を行う波形整形回路と、 この波形整形されたディジタル信号を変調入力として位
相変調された変調出力信号を出力する周波数変換位相変
調部と、 この周波数変換位相変調部の出力をアナログ信号に変換
するＤ／Ａ変換回路と、 変換されたアナログ信号の高調波成分を除去する低域通
過フィルタと、 キャリア周波数指示信号に基づいてキャリア信号を出力
するシンセサイザと、 このシンセサイザの出力するキャリア信号と前記低域通
過フィルタの出力信号とを混合して無線周波信号に変換
するミキサと、 このミキサの出力から不要波を除去する帯域通過フィル
タと を備えた直交位相変調回路において、前記周波数変換位相変調部は、 前記キャリア周波数指示信号の下位桁が入力され、その
下位桁で指示される周波数の正弦波および余弦波を出力
する直交正弦波発生回路と、 前記波形整形回路の出力ディジタル信号と前記直交正弦
波発生回路の出力する正弦波および余弦波とをそれぞれ
乗算する周波数変換回路と、 この周波数変換回路の出力をサンプリングし、交互に選
択して直交位相変調された変調出力信号を出力する選択
変調回路と を備え、 前記シンセサイザには前記キャリア周波数指示信号の上
位桁が入力される ことを特徴とする直交位相変調回路。 - 【請求項２】 直交する二つのベースバンドのディジタ
ル信号の波形整形を行う波形整形回路と、 この波形整形されたディジタル信号を位相変調されたデ
ィジタル信号の中間周波信号に変換する周波数変換位相
変調部と、 この周波数変換位相変調部の出力をアナログ信号に変換
するＤ／Ａ変換回路と、 変換されたアナログ信号の高調波成分を除去する低域通
過フィルタと、 キャリア周波数指示信号に基づいてキャリア信号を出力
するシンセサイザと、 このシンセサイザの出力するキャリア信号と前記低域通
過フィルタの出力信号とを混合して無線周波信号に変換
する混合器と、 この混合器の出力から不要波を除去する帯域通過フィル
タとを備えた直交位相変調回路において、 前記周波数変換位相変調部は、 キャリア周波数指示信号の下位桁が入力されその入力を
累積加算して出力する位相累積回路と、この位相累積加算回路の出力により出力位相が設定され
る正弦波発生回路および余弦波発生回路と 、サンプリングクロックに基づいて前記正弦波発生回路お
よび余弦波発生回路の出力を選択しその符号の反転をさ
せる選択反転回路と 、この選択反転回路の二つの出力を前記波形整形回路の出
力の直交する二つのベースバンド信号とそれぞれ乗算す
る二つの乗算器と 、この乗算器の出力を加算する加算器と を備え、 前記シンセサイザには前記キャリア周波数指示信号の上
位桁が入力されることを特徴とする直交位相変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18419393A JP3100018B2 (ja) | 1993-07-26 | 1993-07-26 | 直交位相変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18419393A JP3100018B2 (ja) | 1993-07-26 | 1993-07-26 | 直交位相変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0738530A JPH0738530A (ja) | 1995-02-07 |
| JP3100018B2 true JP3100018B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=16148987
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18419393A Expired - Lifetime JP3100018B2 (ja) | 1993-07-26 | 1993-07-26 | 直交位相変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3100018B2 (ja) |
-
1993
- 1993-07-26 JP JP18419393A patent/JP3100018B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0738530A (ja) | 1995-02-07 |
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