JP2843699B2 - デジタル化直交変調器 - Google Patents
デジタル化直交変調器Info
- Publication number
- JP2843699B2 JP2843699B2 JP3341721A JP34172191A JP2843699B2 JP 2843699 B2 JP2843699 B2 JP 2843699B2 JP 3341721 A JP3341721 A JP 3341721A JP 34172191 A JP34172191 A JP 34172191A JP 2843699 B2 JP2843699 B2 JP 2843699B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- frequency
- quadrature modulator
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル化直交変調器に
関する。
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のアナログ変調器は情報信号Ｉ、Ｑ
のベースバンド信号では情報は直流成分からのっている
ので乗算部まで直流結合となり、温度ドリフトが問題に
なり、温度補償回路が必要となり、調整に多くの手数が
かかった。このためデジタル化された直交変調器が提案
されている。
のベースバンド信号では情報は直流成分からのっている
ので乗算部まで直流結合となり、温度ドリフトが問題に
なり、温度補償回路が必要となり、調整に多くの手数が
かかった。このためデジタル化された直交変調器が提案
されている。
【０００３】従来のデジタル化直交変調器は図３に模式
的に示すように、情報信号Ｉと基準搬送波（cosω1t）
とを乗算するデジタル乗算器１、基準搬送波に対してπ
／２位相遅れの直交搬送波（sinω1t）と情報信号Ｑと
を乗算するデジタル乗算器２およびデジタル乗算器１の
出力とデジタル乗算器２の出力とを加算するデジタル加
算器４とからなっている。基準搬送波および直交搬送波
を予めＲＯＭにデータとして格納しておくことによって
デジタル直交変調器となる。デジタル加算器４の出力の
周波数スペクトラムは図４（ａ）に示す如くである。
的に示すように、情報信号Ｉと基準搬送波（cosω1t）
とを乗算するデジタル乗算器１、基準搬送波に対してπ
／２位相遅れの直交搬送波（sinω1t）と情報信号Ｑと
を乗算するデジタル乗算器２およびデジタル乗算器１の
出力とデジタル乗算器２の出力とを加算するデジタル加
算器４とからなっている。基準搬送波および直交搬送波
を予めＲＯＭにデータとして格納しておくことによって
デジタル直交変調器となる。デジタル加算器４の出力の
周波数スペクトラムは図４（ａ）に示す如くである。
【０００４】さらにデジタル化直交変調器は、所望の周
波数のＩＦ信号またはＲＦ信号として取り出すために、
デジタル加算器４の出力をＤ／Ａ変換器５でアナログ信
号に変換し、ローパスフィルタ６を介して高周波成分を
除去して取り出し、局部発振器２６からの発振出力（周
波数ω2）とローパスフィルタ６の出力とミキサ７で乗
算して出力している。この場合、ミキサ７の出力信号の
周波数スペクトラムは図４（ｂ）に示す如くであって、
（ω2−ω1）、（ω2＋ω1）を中心周波数とする２波が
存在する。
波数のＩＦ信号またはＲＦ信号として取り出すために、
デジタル加算器４の出力をＤ／Ａ変換器５でアナログ信
号に変換し、ローパスフィルタ６を介して高周波成分を
除去して取り出し、局部発振器２６からの発振出力（周
波数ω2）とローパスフィルタ６の出力とミキサ７で乗
算して出力している。この場合、ミキサ７の出力信号の
周波数スペクトラムは図４（ｂ）に示す如くであって、
（ω2−ω1）、（ω2＋ω1）を中心周波数とする２波が
存在する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし上記した従来の
デジタル化変調器は、乗算器の乗算速度および加算器の
加算速度、ＲＯＭを使用した場合にはそのアクセスタイ
ム、Ｄ／Ａ変換器のセットリングタイム等の問題で、搬
送周波数は制限されるという問題点がある。
デジタル化変調器は、乗算器の乗算速度および加算器の
加算速度、ＲＯＭを使用した場合にはそのアクセスタイ
ム、Ｄ／Ａ変換器のセットリングタイム等の問題で、搬
送周波数は制限されるという問題点がある。
【０００６】その他ＲＯＭの記憶容量の問題もあり、搬
送周波数と情報速度（信号帯域）は近接することにな
る。この場合所望の周波数のＩＦ信号もしくはＲＦ信号
に周波数変換すると、局部発振周波数ω2の近傍に２波
現れることになる。これを式で示せば出力Ｓ0は次ぎ
（１）式の如くである。
送周波数と情報速度（信号帯域）は近接することにな
る。この場合所望の周波数のＩＦ信号もしくはＲＦ信号
に周波数変換すると、局部発振周波数ω2の近傍に２波
現れることになる。これを式で示せば出力Ｓ0は次ぎ
（１）式の如くである。
【０００７】 出力Ｓ0＝Ｉcosω1t cosω2t＋Ｑ sinω1t cosω2t ＝Ｉ ｛cos(ω2-ω1)t＋cos(ω2+ω1)t}／２ ＋Ｑ ｛sin(ω1-ω2)t＋sin(ω2+ω1)t}／２ ＝｛Ｉ cos(ω2-ω1)t−Ｑsin(ω2-ω1)t}／２ ＋｛Ｉ cos(ω2+ω1)t＋Ｑsin(ω2+ω1)t}／２ ………（１）
【０００８】局部発振周波数ω2の近傍に現れる２波の
分離のために、バンドパスフィルタを用いるとき急峻な
特性のものが必要で、急峻な特性でかつ群遅延特性の良
いフィルタを得ることは困難であるという問題点があっ
た。
分離のために、バンドパスフィルタを用いるとき急峻な
特性のものが必要で、急峻な特性でかつ群遅延特性の良
いフィルタを得ることは困難であるという問題点があっ
た。
【０００９】本発明は、急峻な特性でかつ群遅延特性の
良いフィルタを用いずとも、所望の周波数のＩＦ信号、
ＲＦ信号として取り出すことができるデジタル化直交変
調器を提供することを目的とする。
良いフィルタを用いずとも、所望の周波数のＩＦ信号、
ＲＦ信号として取り出すことができるデジタル化直交変
調器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のデジタル化直交
変調器は、情報信号Ｉおよび情報信号Ｑに互いに直交す
る搬送波をそれぞれ各別に乗算し、かつ該乗算結果を加
算する第１のデジタル化直交変調器と、情報信号Ｉおよ
び情報信号Ｑに前記直交する搬送波の位相をさらにπ／
２進相または遅相した搬送波をそれぞれ各別に乗算し、
かつ該乗算結果を加算する第２のデジタル化直交変調器
と、第１のおよび第２のデジタル化直交変調器の出力を
それぞれ各別にアナログ信号に変換する第１および第２
のＤ／Ａ変換器と、第１および第２のＤ／Ａ変換器の変
換出力をそれぞれ各別に入力とする第１および第２のバ
ンドパスフィルタと、第１および第２のバンドパスフィ
ルタの出力に互いに直交した局部発振出力をそれぞれ各
別に乗算する第１および第２の乗算手段と、第１および
第２の乗算手段の出力を加算する加算手段とを備えたこ
とを特徴とする。
変調器は、情報信号Ｉおよび情報信号Ｑに互いに直交す
る搬送波をそれぞれ各別に乗算し、かつ該乗算結果を加
算する第１のデジタル化直交変調器と、情報信号Ｉおよ
び情報信号Ｑに前記直交する搬送波の位相をさらにπ／
２進相または遅相した搬送波をそれぞれ各別に乗算し、
かつ該乗算結果を加算する第２のデジタル化直交変調器
と、第１のおよび第２のデジタル化直交変調器の出力を
それぞれ各別にアナログ信号に変換する第１および第２
のＤ／Ａ変換器と、第１および第２のＤ／Ａ変換器の変
換出力をそれぞれ各別に入力とする第１および第２のバ
ンドパスフィルタと、第１および第２のバンドパスフィ
ルタの出力に互いに直交した局部発振出力をそれぞれ各
別に乗算する第１および第２の乗算手段と、第１および
第２の乗算手段の出力を加算する加算手段とを備えたこ
とを特徴とする。
【００１１】
【作用】本発明のデジタル化直交変調器によれば、情報
信号ＩおよびＱは第１および第２のデジタル化直交変調
においてそれぞれデジタル化直交変調がなされ、第１お
よび第２のデジタル化直交変調器の出力をアナログ変換
した出力はそれぞれ直交した変調信号となって、直交す
る局部発振出力と乗算され、乗算出力が加算されるため
加算手段から直交変調された変調信号が出力される。こ
の場合に、第１のおよび第２のデジタル化直交変調器の
出力においては、直流成分には情報が乗らない。したが
って、後段のアナログ回路部分は交流結合でよくなり、
温度ドリフトの影響から免れて、調整が不要となる。さ
らに、所望のＩＦまたはＲＦ周波数に変換されて加算手
段から出力される直交変調された変調信号は搬送波の周
波数と局部発振出力周波数との和または差のいずれか一
方の周波数を中心周波数とする１波のみであり、急峻な
特性のフィルタを必要としなくなる。
信号ＩおよびＱは第１および第２のデジタル化直交変調
においてそれぞれデジタル化直交変調がなされ、第１お
よび第２のデジタル化直交変調器の出力をアナログ変換
した出力はそれぞれ直交した変調信号となって、直交す
る局部発振出力と乗算され、乗算出力が加算されるため
加算手段から直交変調された変調信号が出力される。こ
の場合に、第１のおよび第２のデジタル化直交変調器の
出力においては、直流成分には情報が乗らない。したが
って、後段のアナログ回路部分は交流結合でよくなり、
温度ドリフトの影響から免れて、調整が不要となる。さ
らに、所望のＩＦまたはＲＦ周波数に変換されて加算手
段から出力される直交変調された変調信号は搬送波の周
波数と局部発振出力周波数との和または差のいずれか一
方の周波数を中心周波数とする１波のみであり、急峻な
特性のフィルタを必要としなくなる。
【００１２】
【実施例】以下本発明を実施例により説明する。図１は
本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。
本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。
【００１３】情報信号Ｉと基準搬送波（cosω1t）とを
乗算するデジタル乗算器１、基準搬送波に対してπ／２
位相遅れの直交搬送波（sinω1t）と情報信号Ｑとを乗
算するデジタル乗算器２およびデジタル乗算器１の出力
とデジタル乗算器２の出力とを加算するデジタル加算器
４とによってデジタル直交変調器Ａを構成する。基準搬
送波および直交搬送波を予めＲＯＭにデータとして格納
しておくことによってデジタル直交変調器Ａとなる。デ
ジタル加算器４の出力の周波数スペクトラムは図２
（ａ）に示す如くである。
乗算するデジタル乗算器１、基準搬送波に対してπ／２
位相遅れの直交搬送波（sinω1t）と情報信号Ｑとを乗
算するデジタル乗算器２およびデジタル乗算器１の出力
とデジタル乗算器２の出力とを加算するデジタル加算器
４とによってデジタル直交変調器Ａを構成する。基準搬
送波および直交搬送波を予めＲＯＭにデータとして格納
しておくことによってデジタル直交変調器Ａとなる。デ
ジタル加算器４の出力の周波数スペクトラムは図２
（ａ）に示す如くである。
【００１４】情報信号Ｉと直交搬送波（sinω1t）とを
乗算するデジタル乗算器１１、直交搬送波をさらにπ／
２位相遅れの搬送波（-cosω1t）と情報信号Ｑとを乗算
するデジタル乗算器１２およびデジタル乗算器１１の出
力とデジタル乗算器１２の出力とを加算するデジタル加
算器１４とによってデジタル化直交変調器Ｂを構成す
る。ＲＯＭに搬送波（-cosω1t）をも予め格納しておく
ことによってデジタル化直交変調器Ｂとなる。デジタル
化直交変調器Ｂの出力の周波数スペクトラムも図２
（ａ）に示す如くである。
乗算するデジタル乗算器１１、直交搬送波をさらにπ／
２位相遅れの搬送波（-cosω1t）と情報信号Ｑとを乗算
するデジタル乗算器１２およびデジタル乗算器１１の出
力とデジタル乗算器１２の出力とを加算するデジタル加
算器１４とによってデジタル化直交変調器Ｂを構成す
る。ＲＯＭに搬送波（-cosω1t）をも予め格納しておく
ことによってデジタル化直交変調器Ｂとなる。デジタル
化直交変調器Ｂの出力の周波数スペクトラムも図２
（ａ）に示す如くである。
【００１５】さらに、所望の周波数のＩＦ信号またはＲ
Ｆ信号として取り出すために、デジタル加算器４の出力
をＤ／Ａ変換器５でアナログ信号に変換し、バンドパス
フィルタ８を介して所定の周波数帯域の成分を取り出
し、デジタル加算器１４の出力をＤ／Ａ変換器１５でア
ナログ信号に変換し、バンドパスフィルタ１８を介して
所定の周波数帯域の成分を取り出す。バンドパスフィル
タ８の出力とバンドパスフィルタ１８の出力とはアナロ
グのそれぞれ直交した変調信号となる。
Ｆ信号として取り出すために、デジタル加算器４の出力
をＤ／Ａ変換器５でアナログ信号に変換し、バンドパス
フィルタ８を介して所定の周波数帯域の成分を取り出
し、デジタル加算器１４の出力をＤ／Ａ変換器１５でア
ナログ信号に変換し、バンドパスフィルタ１８を介して
所定の周波数帯域の成分を取り出す。バンドパスフィル
タ８の出力とバンドパスフィルタ１８の出力とはアナロ
グのそれぞれ直交した変調信号となる。
【００１６】さらにまた、バンドパスフィルタ８を通っ
たデジタル化直交変調器Ａの出力はミキサ２０に供給
し、局部発振器２６からの発振出力（周波数ω2）を移
相器１９によってπ／２位相遅らせた正弦波（sinω
2t）と乗算する。バンドパスフィルタ１８を通ったデジ
タル化直交変調器Ｂの出力はミキサ２１に供給し、周波
数ω2の局部発振出力（cosω2t）と乗算する。ミキサ２
０の出力とミキサ２１の出力とを混合器２２で混合して
出力する。混合器２２の出力信号の周波数スペクトラム
は（ω2＋ω1）を中心周波数とする図２（ｂ）に示す如
くである。
たデジタル化直交変調器Ａの出力はミキサ２０に供給
し、局部発振器２６からの発振出力（周波数ω2）を移
相器１９によってπ／２位相遅らせた正弦波（sinω
2t）と乗算する。バンドパスフィルタ１８を通ったデジ
タル化直交変調器Ｂの出力はミキサ２１に供給し、周波
数ω2の局部発振出力（cosω2t）と乗算する。ミキサ２
０の出力とミキサ２１の出力とを混合器２２で混合して
出力する。混合器２２の出力信号の周波数スペクトラム
は（ω2＋ω1）を中心周波数とする図２（ｂ）に示す如
くである。
【００１７】上記のように構成した一実施例においてデ
ジタル化直交変調器Ａの出力Ｓ1は（２）式に示す如く
である。
ジタル化直交変調器Ａの出力Ｓ1は（２）式に示す如く
である。
【００１８】 Ｓ1＝I cosω1t＋Ｑ sinω1t ……（２）
【００１９】デジタル化直交変調器Ｂの出力Ｓ2は
（３）式に示す如くである。
（３）式に示す如くである。
【００２０】 Ｓ2＝I sinω1t−Ｑ cosω1t ……（３）
【００２１】出力Ｓ1およびＳ2はそれぞれＤ／Ａ変換器
５および１５によって各別にアナログ信号に変換され
る。出力Ｓ1およびＳ2には図２（ａ）に示す如く直流成
分には情報が乗っていないのでＤ／Ａ変換器５および１
５から後段のアナログ部は交流結合でよくなる。
５および１５によって各別にアナログ信号に変換され
る。出力Ｓ1およびＳ2には図２（ａ）に示す如く直流成
分には情報が乗っていないのでＤ／Ａ変換器５および１
５から後段のアナログ部は交流結合でよくなる。
【００２２】Ｄ／Ａ変換されバンドパスフィルタ８を通
った出力Ｓ1およびＤ／Ａ変換されバンドパスフィルタ
１８を通った出力Ｓ2はそれぞれミキサ２０および２１
によって周波数ω2の直交した局部発振出力と乗算され
る。ミキサ２０への局部発振出力を sinω2tとし、ミキ
サ２１への局部発振出力を cosω2tとすると、乗算出力
が混合された結果、混合出力Ｓは（４）式で表わされ
る。
った出力Ｓ1およびＤ／Ａ変換されバンドパスフィルタ
１８を通った出力Ｓ2はそれぞれミキサ２０および２１
によって周波数ω2の直交した局部発振出力と乗算され
る。ミキサ２０への局部発振出力を sinω2tとし、ミキ
サ２１への局部発振出力を cosω2tとすると、乗算出力
が混合された結果、混合出力Ｓは（４）式で表わされ
る。
【００２３】 出力Ｓ＝Ｓ1 sinω2t＋Ｓ2 cosω2t =(I cosω1t＋Ｑ sinω1t)sinω2t＋(I sinω1t−Ｑ cosω1t)cosω2t ＝Ｉ ｛sin(ω2-ω1)t＋sin(ω2+ω1)t}／２ ＋Ｑ ｛cos(ω2-ω1)t−cos(ω2+ω1)t}／２ ＋Ｉ ｛-sin(ω2-ω1)t＋sin(ω2+ω1)t}／２ −Ｑ｛cos(ω2-ω1)t＋cos(ω2+ω1)t}／２ ＝Ｉ sin(ω2+ω1)t−Ｑ cos(ω2+ω1)t ………（４）
【００２４】（４）式からも明らかなように、Ｉ信号成
分がＱ信号成分に対してπ／２位相進んでいる。換言す
れば出力Ｓは、
分がＱ信号成分に対してπ／２位相進んでいる。換言す
れば出力Ｓは、
【００２５】 出力Ｓ＝Ｉ cos(ω2+ω1)t＋Ｑ sin(ω2+ω1)t ………（５）
【００２６】となり、出力信号の周波数スペクトラムは
（ω2＋ω1）を中心周波数とする図２（ｂ）に示す如く
であって、周波数（ω2＋ω1）の変調信号のみが現れる
ことになる。
（ω2＋ω1）を中心周波数とする図２（ｂ）に示す如く
であって、周波数（ω2＋ω1）の変調信号のみが現れる
ことになる。
【００２７】また、基準搬送波をsinω1tとし、直交搬
送波をcosω1tとしたときは出力Ｓ1およびＳ2は式
（６）および（７）となる。 Ｓ1＝I sinω1t＋Ｑ cosω1t ……（６） Ｓ2＝−I cosω1t＋Ｑ sinω1t ……（７） ここで、ミキサ２０への局部発振出力を cosω2t、ミキ
サ２１への局部発振出力を sinω2tとすると、出力Ｓは
（８）式で表わされる。
送波をcosω1tとしたときは出力Ｓ1およびＳ2は式
（６）および（７）となる。 Ｓ1＝I sinω1t＋Ｑ cosω1t ……（６） Ｓ2＝−I cosω1t＋Ｑ sinω1t ……（７） ここで、ミキサ２０への局部発振出力を cosω2t、ミキ
サ２１への局部発振出力を sinω2tとすると、出力Ｓは
（８）式で表わされる。
【００２８】 出力Ｓ＝Ｓ1 cosω2t＋Ｓ2 sinω2t =(I sinω1t＋Ｑ cosω1t)cosω2t＋(-I cosω1t＋Ｑ sinω1t)sinω2t ＝Ｉ ｛-sin(ω2-ω1)t＋sin(ω2+ω1)t}／２ ＋Ｑ ｛cos(ω2-ω1)t＋cos(ω2+ω1)t}／２ −Ｉ ｛sin(ω2-ω1)t＋sin(ω2+ω1)t}／２ ＋Ｑ｛cos(ω2-ω1)t−cos(ω2+ω1)t}／２ ＝−Ｉ sin(ω2-ω1)t＋Ｑ cos(ω2-ω1)t ………（８）
【００２９】ここで、（５）式の場合と同様に式（８）
を変形すると出力Ｓは式（９）のようになる。
を変形すると出力Ｓは式（９）のようになる。
【００３０】 出力Ｓ＝Ｉ cos(ω2-ω1)t＋Ｑ sin(ω2-ω1)t ………（９）
【００３１】となり、出力信号の周波数スペクトラムは
（ω2−ω1）を中心周波数とするスペクトラムであっ
て、周波数（ω2−ω1）の変調信号のみが現れることに
なる。
（ω2−ω1）を中心周波数とするスペクトラムであっ
て、周波数（ω2−ω1）の変調信号のみが現れることに
なる。
【００３２】また、上記した一実施例の直交変調器は、
ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、ＭＳＫ等の全ての直交変調器に応用
できる。さらにまた、デジタル処理のために直交変調器
の前段にコサインロールオフ特性を付加する波形整形フ
ィルタを挿入することもできる。
ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、ＭＳＫ等の全ての直交変調器に応用
できる。さらにまた、デジタル処理のために直交変調器
の前段にコサインロールオフ特性を付加する波形整形フ
ィルタを挿入することもできる。
【００３３】
【発明の効果】以上説明した如く本発明によれば、情報
信号ＩおよびＱを第１および第２のデジタル化直交変調
においてそれぞれデジタル化直交変調し、第１および第
２のデジタル化直交変調器の出力をアナログ変換した出
力を直交する局部発振出力と乗算し、乗算出力を加算し
て直交変調するようにしたため、加算手段から直交変調
された変調信号が出力され、第１のおよび第２のデジタ
ル化直交変調器の出力においては、直流成分には情報が
乗らず、後段のアナログ回路部分は交流結合でよくな
り、温度ドリフトの影響から免れて、調整が不要となる
効果がある。
信号ＩおよびＱを第１および第２のデジタル化直交変調
においてそれぞれデジタル化直交変調し、第１および第
２のデジタル化直交変調器の出力をアナログ変換した出
力を直交する局部発振出力と乗算し、乗算出力を加算し
て直交変調するようにしたため、加算手段から直交変調
された変調信号が出力され、第１のおよび第２のデジタ
ル化直交変調器の出力においては、直流成分には情報が
乗らず、後段のアナログ回路部分は交流結合でよくな
り、温度ドリフトの影響から免れて、調整が不要となる
効果がある。
【００３４】さらに、所望の周波数のＩＦ信号またはＲ
Ｆ信号に変換されて加算手段から出力される直交変調さ
れた変調信号は搬送波の周波数と局部発振出力周波数と
の和または差のいずれか一方の周波数を中心周波数とす
る１波のみであり、イメージ部分が除去されているため
急峻な特性のフィルタを必要としなくなるという効果が
ある。
Ｆ信号に変換されて加算手段から出力される直交変調さ
れた変調信号は搬送波の周波数と局部発振出力周波数と
の和または差のいずれか一方の周波数を中心周波数とす
る１波のみであり、イメージ部分が除去されているため
急峻な特性のフィルタを必要としなくなるという効果が
ある。
【００３５】この結果、情報速度（信号帯域）に近い周
波数に搬送波が設定できる。したがって、乗算速度、加
算速度、ＲＯＭの記憶容量およびＲＯＭのアクセスタイ
ムに余裕ができて、安価なデバイスを使用できる効果も
ある。
波数に搬送波が設定できる。したがって、乗算速度、加
算速度、ＲＯＭの記憶容量およびＲＯＭのアクセスタイ
ムに余裕ができて、安価なデバイスを使用できる効果も
ある。
【００３６】さらに、Ｄ／Ａ変換器にも余裕ができるた
めに、十分大きな量子化ビット数のＤ／Ａ変換器を使用
できる効果もある。
めに、十分大きな量子化ビット数のＤ／Ａ変換器を使用
できる効果もある。
【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の一実施例の作用の説明に供する周波数
スペクトラムを示す模式図である。
スペクトラムを示す模式図である。
【図３】従来例の構成を示すブロック図である。
【図４】従来例の作用の説明に供する周波数スペクトラ
ムを示す模式図である。
ムを示す模式図である。
ＡおよびＢ デジタル化直交変調器 １、２、１１および１２ デジタル乗算器 ４および１４ デジタル加算器 ５および１５ Ｄ／Ａ変換器 ８および１８ バンドパスフィルタ １９ 移相器 ２０および２１ ミキサ ２２ 混合器 ２６ 局部発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/36 H04L 27/20
Claims (1)
- 【請求項１】 情報信号Ｉおよび情報信号Ｑに互いに直
交する搬送波をそれぞれ各別に乗算し、かつ該乗算結果
を加算する第１のデジタル化直交変調器と、情報信号Ｉ
および情報信号Ｑに前記直交する搬送波の位相をさらに
π／２進相または遅相した搬送波をそれぞれ各別に乗算
し、かつ該乗算結果を加算する第２のデジタル化直交変
調器と、第１のおよび第２のデジタル化直交変調器の出
力をそれぞれ各別にアナログ信号に変換する第１および
第２のＤ／Ａ変換器と、第１および第２のＤ／Ａ変換器
の変換出力をそれぞれ各別に入力とする第１および第２
のバンドパスフィルタと、第１および第２のバンドパス
フィルタの出力に互いに直交した局部発振出力をそれぞ
れ各別に乗算する第１および第２の乗算手段と、第１お
よび第２の乗算手段の出力を加算する加算手段とを備え
たことを特徴とするデジタル化直交変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3341721A JP2843699B2 (ja) | 1991-12-02 | 1991-12-02 | デジタル化直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3341721A JP2843699B2 (ja) | 1991-12-02 | 1991-12-02 | デジタル化直交変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05153182A JPH05153182A (ja) | 1993-06-18 |
| JP2843699B2 true JP2843699B2 (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=18348267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3341721A Expired - Fee Related JP2843699B2 (ja) | 1991-12-02 | 1991-12-02 | デジタル化直交変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2843699B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8868013B2 (en) | 2009-10-20 | 2014-10-21 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Apparatus and method for transmitting/receiving signal |
| KR101400926B1 (ko) * | 2009-10-20 | 2014-05-29 | 한국전자통신연구원 | 신호 송신 장치 및 방법 |
-
1991
- 1991-12-02 JP JP3341721A patent/JP2843699B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05153182A (ja) | 1993-06-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2926615B2 (ja) | Ｓｓｂ信号発生器 | |
| US6724832B1 (en) | Vestigial sideband generator particularly for digital television | |
| US20020075092A1 (en) | Method and apparatus for generating digitally modulated signals | |
| EP0989706B1 (en) | Clock regeneration circuit | |
| US6308057B1 (en) | Radio receiver having compensation for direct current offset | |
| EP0658017A1 (en) | FM stereo broadcasting apparatus and method, using digital signal processing | |
| JP2843699B2 (ja) | デジタル化直交変調器 | |
| JPH0888660A (ja) | デジタル式無線通信装置 | |
| US5077757A (en) | System for synthesizing a modulated signal | |
| US4097813A (en) | Carrier wave recovery circuit | |
| JP2765601B2 (ja) | 復調回路 | |
| US7068740B2 (en) | Processing of modulated signals | |
| JP3259100B2 (ja) | 変調器 | |
| JP3230787B2 (ja) | ディジタル化直交位相変調回路 | |
| JP2936572B2 (ja) | ディジタルｐｓｋ復調回路 | |
| JPH06120990A (ja) | 直交変調回路 | |
| JP3230786B2 (ja) | ディジタル化直交位相変調回路 | |
| JP3100018B2 (ja) | 直交位相変調回路 | |
| JPH0746221A (ja) | ディジタル復調装置 | |
| JPS61177054A (ja) | 位相変調信号の受信回路 | |
| JP3313403B2 (ja) | Ｑｐｓｋ変調器 | |
| KR100186600B1 (ko) | 변조기의 잡음제거장치 및 방법 | |
| JPH08163191A (ja) | 直交変調装置及びその制御方法 | |
| JPH0795176A (ja) | ディジタル変調装置およびディジタル復調装置 | |
| JPH08149167A (ja) | ディジタル直交変調器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071023 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081023 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091023 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |