JP3230786B2 - ディジタル化直交位相変調回路 - Google Patents
ディジタル化直交位相変調回路Info
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- JP3230786B2 JP3230786B2 JP06136694A JP6136694A JP3230786B2 JP 3230786 B2 JP3230786 B2 JP 3230786B2 JP 06136694 A JP06136694 A JP 06136694A JP 6136694 A JP6136694 A JP 6136694A JP 3230786 B2 JP3230786 B2 JP 3230786B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信方式
に利用する。特に、ベースバンド周波数変換を行うディ
ジタル化直交位相変調回路に関する。本発明は、特に、
イメージ抑圧型周波数変換器を用いる送信回路において
利用するに適する。
に利用する。特に、ベースバンド周波数変換を行うディ
ジタル化直交位相変調回路に関する。本発明は、特に、
イメージ抑圧型周波数変換器を用いる送信回路において
利用するに適する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル回路でベースバンド周波数変
換および直交位相変調を行うディジタル化直交位相変調
回路として、関他、「高速周波数切替π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調器」、１９９３年電子情報通信学会秋季大会、
講演番号Ｂ−３１１で提案されたものが知られている。
この回路構成を図２に示す。
換および直交位相変調を行うディジタル化直交位相変調
回路として、関他、「高速周波数切替π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調器」、１９９３年電子情報通信学会秋季大会、
講演番号Ｂ−３１１で提案されたものが知られている。
この回路構成を図２に示す。
【０００３】この回路は、波形整形回路２０１、直交正
弦波発生回路２０２、選択回路２０３、乗算器２０４、
２０５、加算器２０６、Ｄ／Ａ変換器２０７および低域
通過フィルタ２０８を備える。波形整形回路２０１は、
同相成分データ２５１および直交成分データ２５２を入
力とし、それぞれを波形整形して同相成分ベースバンド
信号２５３および直交成分ベースバンド信号２５４を出
力する。直交正弦波発生回路２０２は互いに直交する二
つの正弦波信号を発生し、選択回路２０３はこの二つの
正弦波信号を交互に選択して符号反転処理を行う。乗算
器２０４、２０５は、それぞれ、波形整形された同相成
分ベースバンド信号２５３および直交成分ベースバンド
信号２５４と選択回路２０３の出力信号２５５、２５６
とを乗算する。加算器２０６は乗算器２０４、２０５の
演算結果を加算し、直交位相変調信号２５７を出力す
る。Ｄ／Ａ変換回路２０７はこの直交位相変調信号２５
７をアナログ信号に変換し、低域通過フィルタ２０８は
その高調波を除去して変調中間周波信号２５８を出力す
る。
弦波発生回路２０２、選択回路２０３、乗算器２０４、
２０５、加算器２０６、Ｄ／Ａ変換器２０７および低域
通過フィルタ２０８を備える。波形整形回路２０１は、
同相成分データ２５１および直交成分データ２５２を入
力とし、それぞれを波形整形して同相成分ベースバンド
信号２５３および直交成分ベースバンド信号２５４を出
力する。直交正弦波発生回路２０２は互いに直交する二
つの正弦波信号を発生し、選択回路２０３はこの二つの
正弦波信号を交互に選択して符号反転処理を行う。乗算
器２０４、２０５は、それぞれ、波形整形された同相成
分ベースバンド信号２５３および直交成分ベースバンド
信号２５４と選択回路２０３の出力信号２５５、２５６
とを乗算する。加算器２０６は乗算器２０４、２０５の
演算結果を加算し、直交位相変調信号２５７を出力す
る。Ｄ／Ａ変換回路２０７はこの直交位相変調信号２５
７をアナログ信号に変換し、低域通過フィルタ２０８は
その高調波を除去して変調中間周波信号２５８を出力す
る。
【０００４】波形整形された同相成分ベースバンド信号
２５３をＩ(n）、波形整形された直交成分ベースバンド
信号２５４をＱ(n）、ベースバンド周波数変換する直交
正弦波（直交正弦波発生回路２０２の出力）の位相をθ
(n）とすると、 Ｉ(0)×cos(θ(0))＋Ｑ(0)×sin(θ(0))、 Ｑ(1)×cos(θ(1))−Ｉ(1)×sin(θ(1))、 −〔Ｉ(2)×cos(θ(2))＋Ｑ(2)×sin(θ(2))〕、 −〔Ｑ(3)×cos(θ(3))−Ｉ(3)×sin(θ(3))〕、 … Ｉ(t)×cos(θ(t))＋Ｑ(t)×sin(θ(t))、 Ｑ(t+1)×cos(θ(t+1))−Ｉ(t+1)×sin(θ(t+1))、 −〔Ｉ(t+2)×cos(θ(t+2))＋Ｑ(t+2)×sin(θ(t+
2))〕、 −〔Ｑ(t+3)×cos(θ(t+3))−Ｉ(t+3)×sin(θ(t+
3))〕、 … となるように、直交正弦波発生回路２０２の出力を選択
回路２０３により順次選択して符号反転することで、直
交位相変調信号が得られる。ここで、負符号の付けられ
る周期は一定であり、ベースバンド周波数変換後の信号
の同相成分側は偶数番のみ、ベースバンド周波数変換後
の信号の直交成分側は奇数番のみが変調演算に用いられ
るので、選択回路２０３では、変調演算に用いられない
順番のデータについては直交正弦波の発生を省くように
することができる。また、負符号が付けられる順番のデ
ータには、あらかじめ負符号を付けた直交正弦波が得ら
れるようにしておくことがよい。
２５３をＩ(n）、波形整形された直交成分ベースバンド
信号２５４をＱ(n）、ベースバンド周波数変換する直交
正弦波（直交正弦波発生回路２０２の出力）の位相をθ
(n）とすると、 Ｉ(0)×cos(θ(0))＋Ｑ(0)×sin(θ(0))、 Ｑ(1)×cos(θ(1))−Ｉ(1)×sin(θ(1))、 −〔Ｉ(2)×cos(θ(2))＋Ｑ(2)×sin(θ(2))〕、 −〔Ｑ(3)×cos(θ(3))−Ｉ(3)×sin(θ(3))〕、 … Ｉ(t)×cos(θ(t))＋Ｑ(t)×sin(θ(t))、 Ｑ(t+1)×cos(θ(t+1))−Ｉ(t+1)×sin(θ(t+1))、 −〔Ｉ(t+2)×cos(θ(t+2))＋Ｑ(t+2)×sin(θ(t+
2))〕、 −〔Ｑ(t+3)×cos(θ(t+3))−Ｉ(t+3)×sin(θ(t+
3))〕、 … となるように、直交正弦波発生回路２０２の出力を選択
回路２０３により順次選択して符号反転することで、直
交位相変調信号が得られる。ここで、負符号の付けられ
る周期は一定であり、ベースバンド周波数変換後の信号
の同相成分側は偶数番のみ、ベースバンド周波数変換後
の信号の直交成分側は奇数番のみが変調演算に用いられ
るので、選択回路２０３では、変調演算に用いられない
順番のデータについては直交正弦波の発生を省くように
することができる。また、負符号が付けられる順番のデ
ータには、あらかじめ負符号を付けた直交正弦波が得ら
れるようにしておくことがよい。
【０００５】この回路で得られた変調中間周波信号２５
８から無線周波信号またはさらに高周波の変調中間周波
信号を得るには、ミキサ２０９および発振器２１０を用
いて周波数変換を行い、イメージ抑圧用帯域通過フィル
タ２１１により不要周波数を除去するか、または、低周
波移相器２１２、イメージ抑圧型周波数変換器２１３、
発振器２１４および移相器２１５用いて周波数変換を行
い、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ２１１により不要
周波数を除去する。イメージ抑圧型周波数変換器２１３
は一方のサイドバンドを抑圧することができる周波数変
換器であり、具体的には、位相が互いに９０°異なる二
つの直交位相変調信号と位相が互いに９０°異なる搬送
波とをミキシングして加算または減算することで、一方
のサイドバンドのみを得ることができる。
８から無線周波信号またはさらに高周波の変調中間周波
信号を得るには、ミキサ２０９および発振器２１０を用
いて周波数変換を行い、イメージ抑圧用帯域通過フィル
タ２１１により不要周波数を除去するか、または、低周
波移相器２１２、イメージ抑圧型周波数変換器２１３、
発振器２１４および移相器２１５用いて周波数変換を行
い、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ２１１により不要
周波数を除去する。イメージ抑圧型周波数変換器２１３
は一方のサイドバンドを抑圧することができる周波数変
換器であり、具体的には、位相が互いに９０°異なる二
つの直交位相変調信号と位相が互いに９０°異なる搬送
波とをミキシングして加算または減算することで、一方
のサイドバンドのみを得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来例で
は、ミキサ２０９および発振器２１０により無線周波信
号またはさらに高周波の変調中間周波信号を得ようとし
た場合に、変調中間周波信号２５８の周波数が比較的低
周波となるため、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ２１
１に対し通過帯域の近傍に阻止帯域を要求することにな
り、帯域通過フィルタ２１１の設計の難度が増すという
課題がある。
は、ミキサ２０９および発振器２１０により無線周波信
号またはさらに高周波の変調中間周波信号を得ようとし
た場合に、変調中間周波信号２５８の周波数が比較的低
周波となるため、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ２１
１に対し通過帯域の近傍に阻止帯域を要求することにな
り、帯域通過フィルタ２１１の設計の難度が増すという
課題がある。
【０００７】一方、低周波移相器２１２、イメージ抑圧
型周波数変換器２１３、発振器２１４および移相器２１
５により無線周波信号またはさらに高周波の変調中間周
波信号を得ようとした場合には、イメージ抑圧用帯域通
過フィルタ２１６に対する条件は緩和されるが、低周波
移相器２１２の実現が困難であるという課題がある。
型周波数変換器２１３、発振器２１４および移相器２１
５により無線周波信号またはさらに高周波の変調中間周
波信号を得ようとした場合には、イメージ抑圧用帯域通
過フィルタ２１６に対する条件は緩和されるが、低周波
移相器２１２の実現が困難であるという課題がある。
【０００８】本発明は、このような課題を解決し、直交
位相変調信号をディジタル回路により移相して出力する
ことのできるディジタル化直交位相変調回路を提供する
ことを目的とする。
位相変調信号をディジタル回路により移相して出力する
ことのできるディジタル化直交位相変調回路を提供する
ことを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル化直
交位相変調回路は、入力データのベースバンド波形を波
形整形演算して互いに位相が直交する第一および第二の
ベースバンド信号を出力する波形整形手段と、位相が互
いに直交する二つの周期波のデータを発生する直交周期
波発生手段と、この二つの周期波のデータを二つのベー
スバンド信号の位相に対応して交互に選択することによ
り第一および第二の周期信号を出力する選択手段と、第
一のベースバンド信号と第一の周期信号とを乗算する第
一の乗算手段と、第二のベースバンド信号と第二の周期
信号とを乗算する第二の乗算手段と、第一の乗算手段の
出力と第二の乗算手段の出力とを加算する第一の加算手
段と、この第一の加算手段の出力において直交位相変調
信号が得られるように第一の乗算手段の一方の入力また
は出力の符号および第二の乗算手段の一方の入力または
出力の符号を周期的に反転させる第一の符号反転手段
と、第一の加算手段の出力をアナログ信号に変換する第
一のディジタル・アナログ変換手段とを備えたディジタ
ル化直交位相変調回路において、選択手段は第一および
第二の周期信号と位相がそれぞれ９０°異なる第三およ
び第四の周期信号を出力する構成であり、第一のベース
バンド信号と第三の周期信号とを乗算する第三の乗算手
段と、第二のベースバンド信号と第四の周期信号とを乗
算する第四の乗算手段と、第三の乗算手段の出力と第四
の乗算手段の出力とを加算する第二の加算手段と、この
第二の加算手段の出力に直交位相変調信号と搬送波位相
が９０°異なる信号が得られるように第三の乗算手段の
一方の入力または出力の符号および第四の乗算手段の一
方の入力または出力の符号を周期的に反転させる第二の
符号反転手段と、第二の加算手段の出力をアナログ信号
に変換する第二のディジタル・アナログ変換手段とを備
えたことを特徴とする。
交位相変調回路は、入力データのベースバンド波形を波
形整形演算して互いに位相が直交する第一および第二の
ベースバンド信号を出力する波形整形手段と、位相が互
いに直交する二つの周期波のデータを発生する直交周期
波発生手段と、この二つの周期波のデータを二つのベー
スバンド信号の位相に対応して交互に選択することによ
り第一および第二の周期信号を出力する選択手段と、第
一のベースバンド信号と第一の周期信号とを乗算する第
一の乗算手段と、第二のベースバンド信号と第二の周期
信号とを乗算する第二の乗算手段と、第一の乗算手段の
出力と第二の乗算手段の出力とを加算する第一の加算手
段と、この第一の加算手段の出力において直交位相変調
信号が得られるように第一の乗算手段の一方の入力また
は出力の符号および第二の乗算手段の一方の入力または
出力の符号を周期的に反転させる第一の符号反転手段
と、第一の加算手段の出力をアナログ信号に変換する第
一のディジタル・アナログ変換手段とを備えたディジタ
ル化直交位相変調回路において、選択手段は第一および
第二の周期信号と位相がそれぞれ９０°異なる第三およ
び第四の周期信号を出力する構成であり、第一のベース
バンド信号と第三の周期信号とを乗算する第三の乗算手
段と、第二のベースバンド信号と第四の周期信号とを乗
算する第四の乗算手段と、第三の乗算手段の出力と第四
の乗算手段の出力とを加算する第二の加算手段と、この
第二の加算手段の出力に直交位相変調信号と搬送波位相
が９０°異なる信号が得られるように第三の乗算手段の
一方の入力または出力の符号および第四の乗算手段の一
方の入力または出力の符号を周期的に反転させる第二の
符号反転手段と、第二の加算手段の出力をアナログ信号
に変換する第二のディジタル・アナログ変換手段とを備
えたことを特徴とする。
【００１０】第一の符号反転手段および第二の符号反転
手段は、波形整形手段内あるいは第一ないし第四の乗算
手段のそれぞれの出力に設けることも可能であるが、選
択手段内に設けられることが最も望ましい。選択手段で
符号反転を行うことで、第三の周期信号として第二の周
期信号を共通に用い、第四の周期信号として第一の周期
信号の符号を反転させたものを用いることができ、構成
が簡単となる。
手段は、波形整形手段内あるいは第一ないし第四の乗算
手段のそれぞれの出力に設けることも可能であるが、選
択手段内に設けられることが最も望ましい。選択手段で
符号反転を行うことで、第三の周期信号として第二の周
期信号を共通に用い、第四の周期信号として第一の周期
信号の符号を反転させたものを用いることができ、構成
が簡単となる。
【００１１】具体的には、サンプリングタイミングＭ＋
１ないしＭ＋４（Ｍは４の倍数）のとき、波形整形手段
は、第一および第二のベースバンド信号として、 Ｉ(M）、Ｉ(M+1）、Ｉ(M+2）、Ｉ(M+3）およびＱ(M）、
Ｑ(M+1）、Ｑ(M+2）、Ｑ(M+3） を出力し、直交周期波発生手段は、二つの周期波のデー
タとして、 cos(θ(M))、cos(θ(M+1))、cos(θ(M+2))、cos(θ(M+
3))およびsin(θ(M))、sin(θ(M+1))、sin(θ(M+2))、s
in(θ(M+3)) を出力し、選択手段は、第一ないし第四の周期信号とし
てそれぞれ、 ＋cos(θ(M))、−sin(θ(M+1))、−cos(θ(M+2))、＋si
n(θ(M+3))、＋sin(θ(M))、＋cos(θ(M+1))、−sin(θ
(M+2))、−cos(θ(M+3))、＋sin(θ(M))、＋cos(θ(M+
1))、−sin(θ(M+2))、−cos(θ(M+3))および−cos(θ
(M))、＋sin(θ(M+1))、＋cos(θ(M+2))、−sin(θ(M+
3)) を出力することがよい。このようにすると、第一の加算
手段および第二の加算手段にはそれぞれ、 Ｍ１(n) ＝〔Ｉ(n)×cosθ(n)＋Ｑ(n)×sinθ(n)〕×co
s(nπ/2)＋〔Ｑ(n)×cosθ(n)−Ｉ(n)×sinθ(n)〕×si
n(nπ/2) Ｍ２(n) ＝〔Ｉ(n)×sinθ(n)−Ｑ(n)×cosθ(n)〕×co
s(nπ/2)＋〔Ｑ(n)×sinθ(n)＋Ｉ(n)×cosθ(n)〕×si
n(nπ/2) ただしｎ＝ＭないしＭ＋３ が得られる。
１ないしＭ＋４（Ｍは４の倍数）のとき、波形整形手段
は、第一および第二のベースバンド信号として、 Ｉ(M）、Ｉ(M+1）、Ｉ(M+2）、Ｉ(M+3）およびＱ(M）、
Ｑ(M+1）、Ｑ(M+2）、Ｑ(M+3） を出力し、直交周期波発生手段は、二つの周期波のデー
タとして、 cos(θ(M))、cos(θ(M+1))、cos(θ(M+2))、cos(θ(M+
3))およびsin(θ(M))、sin(θ(M+1))、sin(θ(M+2))、s
in(θ(M+3)) を出力し、選択手段は、第一ないし第四の周期信号とし
てそれぞれ、 ＋cos(θ(M))、−sin(θ(M+1))、−cos(θ(M+2))、＋si
n(θ(M+3))、＋sin(θ(M))、＋cos(θ(M+1))、−sin(θ
(M+2))、−cos(θ(M+3))、＋sin(θ(M))、＋cos(θ(M+
1))、−sin(θ(M+2))、−cos(θ(M+3))および−cos(θ
(M))、＋sin(θ(M+1))、＋cos(θ(M+2))、−sin(θ(M+
3)) を出力することがよい。このようにすると、第一の加算
手段および第二の加算手段にはそれぞれ、 Ｍ１(n) ＝〔Ｉ(n)×cosθ(n)＋Ｑ(n)×sinθ(n)〕×co
s(nπ/2)＋〔Ｑ(n)×cosθ(n)−Ｉ(n)×sinθ(n)〕×si
n(nπ/2) Ｍ２(n) ＝〔Ｉ(n)×sinθ(n)−Ｑ(n)×cosθ(n)〕×co
s(nπ/2)＋〔Ｑ(n)×sinθ(n)＋Ｉ(n)×cosθ(n)〕×si
n(nπ/2) ただしｎ＝ＭないしＭ＋３ が得られる。
【００１２】第一のディジタル・アナログ変換手段およ
び第二のディジタル・アナログ変換手段のそれぞれの出
力に低域通過フィルタを備えることがよい。
び第二のディジタル・アナログ変換手段のそれぞれの出
力に低域通過フィルタを備えることがよい。
【００１３】
【作用】イメージ抑圧型周波数変換器に対し、ディジタ
ル回路により移相した変調信号を直接供給することによ
り、低周波移相器を不要とする。イメージ抑圧型周波数
変換器を用いるので、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ
に対する要求が緩和される。
ル回路により移相した変調信号を直接供給することによ
り、低周波移相器を不要とする。イメージ抑圧型周波数
変換器を用いるので、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ
に対する要求が緩和される。
【００１４】すなわち、従来と同様に、同相成分データ
および直交成分データに対する波形整形出力と、交互に
選択および符号反転処理した周期信号（ベースバンド直
交正弦波信号）とをそれぞれ乗算し、乗算した結果を加
算することにより直交位相変調を行って第一の変調信号
を得る。その一方で、同相成分データおよび直交成分デ
ータに対する波形整形出力と、第一の変調信号を得る場
合とは異なる選択順序で交互に選択および符号反転処理
したベースバンド直交正弦波信号とをそれぞれ乗算し、
その乗算結果を加算することにより、イメージ抑圧型周
波数変換器用の移相された第二の変調信号を得る。
および直交成分データに対する波形整形出力と、交互に
選択および符号反転処理した周期信号（ベースバンド直
交正弦波信号）とをそれぞれ乗算し、乗算した結果を加
算することにより直交位相変調を行って第一の変調信号
を得る。その一方で、同相成分データおよび直交成分デ
ータに対する波形整形出力と、第一の変調信号を得る場
合とは異なる選択順序で交互に選択および符号反転処理
したベースバンド直交正弦波信号とをそれぞれ乗算し、
その乗算結果を加算することにより、イメージ抑圧型周
波数変換器用の移相された第二の変調信号を得る。
【００１５】同相成分データおよび直交成分データの波
形整形後のベースバンド信号をそれぞれＩ(n）、Ｑ
(n）、ベースバンド周波数変換する直交正弦波の位相を
θ(n）とすると、第一の変調信号Ｍ１(n）は、 Ｍ１(n) ＝〔Ｉ(n)×cosθ(n)＋Ｑ(n)×sinθ(n)〕×co
s(ｎπ／２）＋〔Ｑ(n)×cosθ(n)−Ｉ(n)×sinθ(n)〕
×sin(ｎπ／２） で与えられる。このとき、中間周波数用直交搬送波の余
弦信号と正弦信号とは互いに一方が１または−１を示す
ときに０となるので、Ｍ１(n）は、 Ｉ(0)×cos(θ(0))＋Ｑ(0)×sin(θ(0))、 Ｑ(1)×cos(θ(1))−Ｉ(1)×sin(θ(1))、 −〔Ｉ(2)×cos(θ(2))＋Ｑ(2)×sin(θ(2))〕、 −〔Ｑ(3)×cos(θ(3))−Ｉ(3)×sin(θ(3))〕、 … Ｉ(t)×cos(θ(t))＋Ｑ(t)×sin(θ(t))、 Ｑ(t+1)×cos(θ(t+1))−Ｉ(t+1)×sin(θ(t+1))、 −〔Ｉ(t+2)×cos(θ(t+2))＋Ｑ(t+2)×sin(θ(t+
2))〕、 −〔Ｑ(t+3)×cos(θ(t+3))−Ｉ(t+3)×sin(θ(t+
3))〕、 … となるように直交正弦波を順次選択することによって得
られる。また、Ｍ１(n）をπ／２移相した第二の変調信
号Ｍ２(n）については、 Ｍ２(n) ＝〔Ｉ(n)×cos(θ(n)＋π/2)＋Ｑ(n)×sin(θ
(n)＋π/2)〕×cos(nπ/2） ＋〔Ｑ(n)×cos(θ(n)＋π/2)−Ｉ(n)×sin(θ(n)＋π/
2)〕×sin(nπ/2） ＝〔Ｉ(n)×sinθ(n)−Ｑ(n)×cosθ(n)〕×cos(nπ/
2） ＋〔Ｑ(n)×sinθ(n)＋Ｉ(n)×cosθ(n)〕×sin(nπ/
2） で与えられる。この変調信号Ｍ２(n）は、 Ｉ(0)×sin(θ(0))−Ｑ(0)×cos(θ(0))、 Ｑ(1)×sin(θ(1))＋Ｉ(1)×cos(θ(1))、 −〔Ｉ(2)×sin(θ(2))−Ｑ(2)×cos(θ(2))〕、 −〔Ｑ(3)×sin(θ(3))＋Ｉ(3)×cos(θ(3))〕、 …Ｉ(t)×sin(θ(t))−Ｑ(t)×cos(θ(t))、 Ｑ(t+1)×sin(θ(t+1))＋Ｉ(t+1)×cos(θ(t+1))、 −〔Ｉ(t+2)×sin(θ(t+2))−Ｑ(t+2)×cos(θ(t+
2))〕、 −〔Ｑ(t+3)×sin(θ(t+3))＋Ｉ(t+3)×cos(θ(t+
3))〕、 … となるように直交正弦波を順次選択することによって得
られる。
形整形後のベースバンド信号をそれぞれＩ(n）、Ｑ
(n）、ベースバンド周波数変換する直交正弦波の位相を
θ(n）とすると、第一の変調信号Ｍ１(n）は、 Ｍ１(n) ＝〔Ｉ(n)×cosθ(n)＋Ｑ(n)×sinθ(n)〕×co
s(ｎπ／２）＋〔Ｑ(n)×cosθ(n)−Ｉ(n)×sinθ(n)〕
×sin(ｎπ／２） で与えられる。このとき、中間周波数用直交搬送波の余
弦信号と正弦信号とは互いに一方が１または−１を示す
ときに０となるので、Ｍ１(n）は、 Ｉ(0)×cos(θ(0))＋Ｑ(0)×sin(θ(0))、 Ｑ(1)×cos(θ(1))−Ｉ(1)×sin(θ(1))、 −〔Ｉ(2)×cos(θ(2))＋Ｑ(2)×sin(θ(2))〕、 −〔Ｑ(3)×cos(θ(3))−Ｉ(3)×sin(θ(3))〕、 … Ｉ(t)×cos(θ(t))＋Ｑ(t)×sin(θ(t))、 Ｑ(t+1)×cos(θ(t+1))−Ｉ(t+1)×sin(θ(t+1))、 −〔Ｉ(t+2)×cos(θ(t+2))＋Ｑ(t+2)×sin(θ(t+
2))〕、 −〔Ｑ(t+3)×cos(θ(t+3))−Ｉ(t+3)×sin(θ(t+
3))〕、 … となるように直交正弦波を順次選択することによって得
られる。また、Ｍ１(n）をπ／２移相した第二の変調信
号Ｍ２(n）については、 Ｍ２(n) ＝〔Ｉ(n)×cos(θ(n)＋π/2)＋Ｑ(n)×sin(θ
(n)＋π/2)〕×cos(nπ/2） ＋〔Ｑ(n)×cos(θ(n)＋π/2)−Ｉ(n)×sin(θ(n)＋π/
2)〕×sin(nπ/2） ＝〔Ｉ(n)×sinθ(n)−Ｑ(n)×cosθ(n)〕×cos(nπ/
2） ＋〔Ｑ(n)×sinθ(n)＋Ｉ(n)×cosθ(n)〕×sin(nπ/
2） で与えられる。この変調信号Ｍ２(n）は、 Ｉ(0)×sin(θ(0))−Ｑ(0)×cos(θ(0))、 Ｑ(1)×sin(θ(1))＋Ｉ(1)×cos(θ(1))、 −〔Ｉ(2)×sin(θ(2))−Ｑ(2)×cos(θ(2))〕、 −〔Ｑ(3)×sin(θ(3))＋Ｉ(3)×cos(θ(3))〕、 …Ｉ(t)×sin(θ(t))−Ｑ(t)×cos(θ(t))、 Ｑ(t+1)×sin(θ(t+1))＋Ｉ(t+1)×cos(θ(t+1))、 −〔Ｉ(t+2)×sin(θ(t+2))−Ｑ(t+2)×cos(θ(t+
2))〕、 −〔Ｑ(t+3)×sin(θ(t+3))＋Ｉ(t+3)×cos(θ(t+
3))〕、 … となるように直交正弦波を順次選択することによって得
られる。
【００１６】負符号の演算は、直交正弦波の符号を反転
することにより実現される。
することにより実現される。
【００１７】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。
する。
【００１８】図１は本発明実施例のディジタル化直交位
相変調回路を示すブロック構成図である。このディジタ
ル化直交位相変調回路は、同相成分データ１５１および
直交成分データ１５２のベースバンド波形を波形整形演
算して互いに位相が直交する同相成分および直交成分の
ベースバンド信号１５３、１５４を出力するベースバン
ド波形整形回路１０１を備え、位相が互いに直交する二
つの周期波のデータを発生する直交正弦波発生回路１０
２を備え、この二つの周期波のデータを二つのベースバ
ンド信号１５３、１５４の位相に対応して交互に選択す
ることにより二つの直交正弦波信号１５５、１５６を出
力する選択回路１０３を備え、ベースバンド信号１５３
と直交正弦波信号１５５とを乗算する乗算器１０４を備
え、ベースバンド信号１５４と直交正弦波信号１５６と
を乗算する乗算器１０５を備え、乗算器１０４の出力と
乗算器１０５の出力とを加算する加算器１０６を備え、
この加算器１０６の出力において直交位相変調信号（第
一の変調信号１５８）が得られるように乗算器１０４の
一方の入力または出力の符号および乗算器１０５の一方
の入力または出力の符号を周期的に反転させる第一の符
号反転手段として選択回路１０３が符号反転を行う構成
であり、加算器１１０の出力をアナログ信号に変換する
Ｄ／Ａ変換器１１０を備える。
相変調回路を示すブロック構成図である。このディジタ
ル化直交位相変調回路は、同相成分データ１５１および
直交成分データ１５２のベースバンド波形を波形整形演
算して互いに位相が直交する同相成分および直交成分の
ベースバンド信号１５３、１５４を出力するベースバン
ド波形整形回路１０１を備え、位相が互いに直交する二
つの周期波のデータを発生する直交正弦波発生回路１０
２を備え、この二つの周期波のデータを二つのベースバ
ンド信号１５３、１５４の位相に対応して交互に選択す
ることにより二つの直交正弦波信号１５５、１５６を出
力する選択回路１０３を備え、ベースバンド信号１５３
と直交正弦波信号１５５とを乗算する乗算器１０４を備
え、ベースバンド信号１５４と直交正弦波信号１５６と
を乗算する乗算器１０５を備え、乗算器１０４の出力と
乗算器１０５の出力とを加算する加算器１０６を備え、
この加算器１０６の出力において直交位相変調信号（第
一の変調信号１５８）が得られるように乗算器１０４の
一方の入力または出力の符号および乗算器１０５の一方
の入力または出力の符号を周期的に反転させる第一の符
号反転手段として選択回路１０３が符号反転を行う構成
であり、加算器１１０の出力をアナログ信号に変換する
Ｄ／Ａ変換器１１０を備える。
【００１９】ここで本実施例の特徴とするところは、選
択回路１０３は直交正弦波信号１５５、１５６と位相が
それぞれ９０°異なる第三および第四の周期信号として
直交正弦波信号１５６、１５７を出力する構成であり、
ベースバンド信号１５３と直交正弦波信号１５６とを乗
算する乗算器１０７と、ベースバンド信号１５４と直交
正弦波信号１５７とを乗算する乗算器１０８と、乗算器
１０７の出力と乗算器１０８の出力とを加算する加算器
１０９とを備え、この加算器１０９の出力に加算器１０
６の出力する第一の変調信号１５８と搬送波位相が９０
°異なる第二の変調信号１５９が得られるように乗算器
１０７の一方の入力または出力の符号および乗算器１０
８の一方の入力または出力の符号を周期的に反転させる
第二の符号反転手段が選択回路１０３に設けられ、加算
器１０９の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
１１１を備えたことにある。Ｄ／Ａ変換器１１０、１１
１のそれぞれの出力は低域通過フィルタ１１２、１１３
を介して出力される。
択回路１０３は直交正弦波信号１５５、１５６と位相が
それぞれ９０°異なる第三および第四の周期信号として
直交正弦波信号１５６、１５７を出力する構成であり、
ベースバンド信号１５３と直交正弦波信号１５６とを乗
算する乗算器１０７と、ベースバンド信号１５４と直交
正弦波信号１５７とを乗算する乗算器１０８と、乗算器
１０７の出力と乗算器１０８の出力とを加算する加算器
１０９とを備え、この加算器１０９の出力に加算器１０
６の出力する第一の変調信号１５８と搬送波位相が９０
°異なる第二の変調信号１５９が得られるように乗算器
１０７の一方の入力または出力の符号および乗算器１０
８の一方の入力または出力の符号を周期的に反転させる
第二の符号反転手段が選択回路１０３に設けられ、加算
器１０９の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
１１１を備えたことにある。Ｄ／Ａ変換器１１０、１１
１のそれぞれの出力は低域通過フィルタ１１２、１１３
を介して出力される。
【００２０】波形整形回路１０１は、同相成分データ１
５１および直交成分データ１５２を入力とし、それぞれ
を波形整形して同相成分ベースバンド信号１５３および
直交成分ベースバンド信号１５４を出力する。直交正弦
波発生回路２０２は、互いに直交する二つの正弦波信
号、すなわちベースバンド直交正弦波を発生する。波形
整形回路１０１のディジタルフィルタサンプリング数を
Ｍ（Ｍは４の倍数）、ディジタルフィルタサンプリング
タイミングを１〜Ｍとすると、選択回路１０３は、ベー
スバンド直交正弦波を表１および表２に示すように交互
選択し、符号反転処理を行って乗算器１０４、１０５、
１０７、１０８へ２系統の直交正弦波信号を出力する。
ただし、本実施例では、２系統の直交正弦波信号のそれ
ぞれの一方が互いに同じ信号となるので、その信号（１
５６）を共用している。
５１および直交成分データ１５２を入力とし、それぞれ
を波形整形して同相成分ベースバンド信号１５３および
直交成分ベースバンド信号１５４を出力する。直交正弦
波発生回路２０２は、互いに直交する二つの正弦波信
号、すなわちベースバンド直交正弦波を発生する。波形
整形回路１０１のディジタルフィルタサンプリング数を
Ｍ（Ｍは４の倍数）、ディジタルフィルタサンプリング
タイミングを１〜Ｍとすると、選択回路１０３は、ベー
スバンド直交正弦波を表１および表２に示すように交互
選択し、符号反転処理を行って乗算器１０４、１０５、
１０７、１０８へ２系統の直交正弦波信号を出力する。
ただし、本実施例では、２系統の直交正弦波信号のそれ
ぞれの一方が互いに同じ信号となるので、その信号（１
５６）を共用している。
【００２１】
【表１】
【００２２】
【表２】 乗算器１０４、１０５はそれぞれ、波形整形された同相
成分ベースバンド信号１５３および直交成分ベースバン
ド信号１５４と直交正弦波１５５、１５６とを乗算し、
加算器１０６は乗算器１０４、１０５の演算結果を加算
する。これにより、第一の変調信号１５８が得られる。
一方、乗算器１０７、１０８は、同相成分ベースバンド
信号１５３および直交成分ベースバンド信号１５４と直
交正弦波１５６、１５７とを乗算し、加算器１０９は乗
算器１０７、１０８の演算結果を加算する。これによ
り、第二の変調信号１５９が得られる。Ｄ／Ａ変換器１
１０、１１１はそれぞれ、第一の変調信号１５８および
第二の変調信号１５９をアナログ信号に変換し、低域通
過フィルタ１１２、１２３はそれぞれの高調波を除去し
て第一および第二の変調中間周波信号１６０、１６１を
出力する。
成分ベースバンド信号１５３および直交成分ベースバン
ド信号１５４と直交正弦波１５５、１５６とを乗算し、
加算器１０６は乗算器１０４、１０５の演算結果を加算
する。これにより、第一の変調信号１５８が得られる。
一方、乗算器１０７、１０８は、同相成分ベースバンド
信号１５３および直交成分ベースバンド信号１５４と直
交正弦波１５６、１５７とを乗算し、加算器１０９は乗
算器１０７、１０８の演算結果を加算する。これによ
り、第二の変調信号１５９が得られる。Ｄ／Ａ変換器１
１０、１１１はそれぞれ、第一の変調信号１５８および
第二の変調信号１５９をアナログ信号に変換し、低域通
過フィルタ１１２、１２３はそれぞれの高調波を除去し
て第一および第二の変調中間周波信号１６０、１６１を
出力する。
【００２３】このようにして得られた第一および第二の
変調中間周波信号１６０、１６１は、ディジタル回路に
より９０°移相されているため、高精度の位相関係をも
っている。この第一および第二の変調中間周波信号１６
０、１６１をイメージ抑圧型周波数変換器１１４、発振
器１１５および移相器１１６により構成されるイメージ
抑圧型周波数変換器に入力し、その出力からイメージ抑
圧用帯域通過フィルタ１１７により不要波を除去するこ
とで、無線周波信号またはさらに高周波の変調中間周波
信号を得る。
変調中間周波信号１６０、１６１は、ディジタル回路に
より９０°移相されているため、高精度の位相関係をも
っている。この第一および第二の変調中間周波信号１６
０、１６１をイメージ抑圧型周波数変換器１１４、発振
器１１５および移相器１１６により構成されるイメージ
抑圧型周波数変換器に入力し、その出力からイメージ抑
圧用帯域通過フィルタ１１７により不要波を除去するこ
とで、無線周波信号またはさらに高周波の変調中間周波
信号を得る。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のディジタ
ル化直交位相変調回路は、イメージ抑圧型周波数変換器
に対し、ディジタル回路により移相した第二の変調信号
を直接に供給し、低周波移相器を不要とすることができ
る。また、イメージ抑圧型周波数変換器を用いるので、
イメージ抑圧用帯域通過フィルタに対する要求が緩和さ
れる。
ル化直交位相変調回路は、イメージ抑圧型周波数変換器
に対し、ディジタル回路により移相した第二の変調信号
を直接に供給し、低周波移相器を不要とすることができ
る。また、イメージ抑圧型周波数変換器を用いるので、
イメージ抑圧用帯域通過フィルタに対する要求が緩和さ
れる。
【図１】本発明実施例のディジタル化直交位相変調回路
を示すブロック構成図。
を示すブロック構成図。
【図２】従来例を示すブロック構成図。
１０１、２０１ 波形整形回路 １０２、２０２ 直交正弦波発生回路 １０３、２０３ 選択回路 １０４、１０５、１０７、１０８、２０４、２０５ 乗
算器 １０６、１０９、２０６ 加算器 １１０、１１１、２０７ Ｄ／Ａ変換器 １１２、１１３、２０８ 低域通過フィルタ １１４、２１３ イメージ抑圧型周波数変換器 １１５、２１０、２１４ 発振器 １１６、２１５ 移相器 １１７、２１１、２１６ イメージ抑圧用帯域通過フィ
ルタ ２１２ 低周波移相器
算器 １０６、１０９、２０６ 加算器 １１０、１１１、２０７ Ｄ／Ａ変換器 １１２、１１３、２０８ 低域通過フィルタ １１４、２１３ イメージ抑圧型周波数変換器 １１５、２１０、２１４ 発振器 １１６、２１５ 移相器 １１７、２１１、２１６ イメージ抑圧用帯域通過フィ
ルタ ２１２ 低周波移相器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 加藤 修三 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−273818（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−244207（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−260247（ＪＰ，Ａ) 「高速周波数切替π／４シフトＱＰＳ Ｋ変調器」，関 和彦 他，1993年電子 情報通信学会講演論文集Ｂ−311 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (6)
- 【請求項１】 入力データのベースバンド波形を波形整
形演算して互いに位相が直交する第一および第二のベー
スバンド信号を出力する波形整形手段と、 位相が互いに直交する二つの周期波のデータを発生する
直交周期波発生手段と、 この二つの周期波のデータを前記二つのベースバンド信
号の位相に対応して交互に選択することにより第一およ
び第二の周期信号を出力する選択手段と、 前記第一のベースバンド信号と前記第一の周期信号とを
乗算する第一の乗算手段と、 前記第二のベースバンド信号と前記第二の周期信号とを
乗算する第二の乗算手段と、 前記第一の乗算手段の出力と上記第二の乗算手段の出力
とを加算する第一の加算手段と、 この第一の加算手段の出力において直交位相変調信号が
得られるように前記第一の乗算手段の一方の入力または
出力の符号および前記第二の乗算手段の一方の入力また
は出力の符号を周期的に反転させる第一の符号反転手段
と、 前記第一の加算手段の出力をアナログ信号に変換する第
一のディジタル・アナログ変換手段とを備えたディジタ
ル化直交位相変調回路において、 前記選択手段は前記第一および第二の周期信号と位相が
それぞれ９０°異なる第三および第四の周期信号を出力
する構成であり、 前記第一のベースバンド信号と前記第三の周期信号とを
乗算する第三の乗算手段と、 前記第二のベースバンド信号と前記第四の周期信号とを
乗算する第四の乗算手段と、 前記第三の乗算手段の出力と上記第四の乗算手段の出力
とを加算する第二の加算手段と、 この第二の加算手段の出力に前記直交位相変調信号と搬
送波位相が９０°異なる信号が得られるように前記第三
の乗算手段の一方の入力または出力の符号および前記第
四の乗算手段の一方の入力または出力の符号を周期的に
反転させる第二の符号反転手段と、 前記第二の加算手段の出力をアナログ信号に変換する第
二のディジタル・アナログ変換手段とを備えたことを特
徴とするディジタル化直交位相変調回路。 - 【請求項２】 前記第一の符号反転手段および前記第二
の符号反転手段は前記選択手段内に設けられた請求項１
記載のディジタル化直交位相変調回路。 - 【請求項３】 前記第三の周期信号は前記第二の周期信
号と同一の信号であり、前記第四の周期信号は前記第一
の周期信号の符号を反転した信号である請求項２記載の
ディジタル化直交位相変調回路。 - 【請求項４】 サンプリングタイミングＭ＋１ないしＭ
＋４（Ｍは４の倍数）のとき、 前記波形整形手段は、前記第一および第二のベースバン
ド信号として、 Ｉ(M）、Ｉ(M+1）、Ｉ(M+2）、Ｉ(M+3）およびＱ(M）、
Ｑ(M+1）、Ｑ(M+2）、Ｑ(M+3） を出力し、 前記直交周期波発生手段は、二つの周期波のデータとし
て、 cos(θ(M))、cos(θ(M+1))、cos(θ(M+2))、cos(θ(M+
3))およびsin(θ(M))、sin(θ(M+1))、sin(θ(M+2))、s
in(θ(M+3)) を出力し、 前記選択手段は、第一ないし第四の周期信号としてそれ
ぞれ、 ＋cos(θ(M))、−sin(θ(M+1))、−cos(θ(M+2))、＋si
n(θ(M+3))、 ＋sin(θ(M))、＋cos(θ(M+1))、−sin(θ(M+2))、−co
s(θ(M+3))、 ＋sin(θ(M))、＋cos(θ(M+1))、−sin(θ(M+2))、−co
s(θ(M+3))および−cos(θ(M))、＋sin(θ(M+1))、＋co
s(θ(M+2))、−sin(θ(M+3)) を出力し、 前記第一の加算手段および前記第二の加算手段はそれぞ
れ、 Ｍ１(n) ＝〔Ｉ(n)×cosθ(n)＋Ｑ(n)×sinθ(n)〕×co
s(nπ/2)＋〔Ｑ(n)×cosθ(n)−Ｉ(n)×sinθ(n)〕×si
n(nπ/2) Ｍ２(n) ＝〔Ｉ(n)×sinθ(n)−Ｑ(n)×cosθ(n)〕×co
s(nπ/2)＋〔Ｑ(n)×sinθ(n)＋Ｉ(n)×cosθ(n)〕×si
n(nπ/2) ただしｎ＝ＭないしＭ＋３ を出力する請求項３記載のディジタル化直交位相変調回
路。 - 【請求項５】 前記第一のディジタル・アナログ変換手
段および前記第二のディジタル・アナログ変換手段のそ
れぞれの出力に低域通過フィルタを備えた請求項１記載
のディジタル化直交位相変調回路。 - 【請求項６】 前記第一および第二のディジタル・アナ
ログ変換手段の二つの出力は、位相が互いに９０°異な
る二つの直交位相変調信号と位相が互いに９０°異なる
搬送波とをミキシングして加算または減算することによ
り一方のサイドバンドが抑圧された周波数変換出力を生
成するイメージ抑圧型周波数変換器に供給される請求項
１記載のディジタル化直交位相変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06136694A JP3230786B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | ディジタル化直交位相変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06136694A JP3230786B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | ディジタル化直交位相変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07273817A JPH07273817A (ja) | 1995-10-20 |
| JP3230786B2 true JP3230786B2 (ja) | 2001-11-19 |
Family
ID=13169103
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06136694A Expired - Lifetime JP3230786B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | ディジタル化直交位相変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3230786B2 (ja) |
-
1994
- 1994-03-30 JP JP06136694A patent/JP3230786B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 「高速周波数切替π／４シフトＱＰＳＫ変調器」，関 和彦 他，１９９３年電子情報通信学会講演論文集Ｂ−３１１ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07273817A (ja) | 1995-10-20 |
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Legal Events
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