JPH0795176A - ディジタル変調装置およびディジタル復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 簡単な回路で一方の側波帯のみを伝送するこ
とができる直交周波数多重変調装置、および、受信信号
電力対雑音電力比の優れた直交周波数多重復調装置を提
供することを目的とする。 【構成】 シリアル／パラレル変換回路３２０は、入力
信号をシリアル／パラレル変換し、離散的フーリエ逆変
換（ＩＤＦＴ）回路３０３の１段〜Ｎ−１段に入力し、
その他の段（０段およびＮ段〜２Ｎ−１段）には固定値
を入力する。ＩＤＦＴ回路３０３は、２Ｎ入力の離散的
フーリエ逆変換回路であって、シリアル／パラレル変換
回路３２０によりパラレル形式に変換された入力信号を
フーリエ逆変換し、その変換結果の実数部分をパラレル
／シリアル変換回路３０４に、虚数部分をパラレル／シ
リアル変換回路３０５に入力する。ここで、ＩＤＦＴ回
路３０３の出力信号の虚数部分は実数部分のヒルベルト
変換となる。これらの出力信号を同一周波数の直交する
二つの搬送波で変調して合成することにより変調信号の
片側側波信号のみを取り出す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直交周波数多重方式によ
る変調および復調を行うディジタル変調装置およびディ
ジタル復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】デジタル形式の信号を伝送する場合、単
一周波数の搬送波信号をディジタル信号に基づいて位相
変調および振幅変調する方法が一般的に用いられてい
る。このような変調方式としては、位相のみを変化させ
る位相変調（ＰＳＫ）が、また、位相と振幅の両方を変
化させる直交振幅変調（ＱＡＭ）がよく用いられる。上
述の各変調方式のように、従来は単一周波数の搬送波信
号を伝送帯域におさまる程度の占有帯域幅を有するよう
に変調していた。一方、最近では新たな変調方式とし
て、直交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）と呼ばれる変調方
式が提案されている。

【０００３】この直交周波数多重方式は、伝送帯域内に
複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割
し、それぞれの搬送波信号をディジタル信号により位相
変調（ＰＳＫ）や直交振幅変調（ＱＡＭ）する変調方式
である。複数の搬送波信号により伝送帯域を分割するの
で１つの搬送波信号当たりの帯域は狭くなるので、１つ
の搬送波信号当たりの変調速度は遅くなる。しかし伝送
帯域が同一である場合、複数の搬送波信号をそれぞれ変
調した結果得られる総合的な伝送速度は従来の変調と変
わらない。この方式では多数の搬送波信号が並列に伝送
されるので、シンボル当たりの速度は遅くなるため、い
わゆるマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボル
の時間長に対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間
を小さくすることが可能である。従って、この方式はマ
ルチパス妨害の影響を受けにくく、この特徴により地上
波によるデジタル信号の伝送に対して特に注目されてい
る。

【０００４】ここで、直交多重周波数多重方式の信号処
理には離散的フーリエ変換および離散的フーリエ逆変換
を高速に行う必要がある。しかし、最近の半導体技術の
進歩により、従来困難であったハードウェア的な処理に
よる離散的フ−リエ変換や離散的フ−リエ逆変換を実行
可能な半導体素子が供給されるようなってきており、従
って、このような素子を用いて簡単に直交周波数多重方
式の変調を行う、あるいは、この変調方式により変調さ
れた信号を復調することができる。このような半導体技
術の進歩もこの直交周波数多重方式が注目されている理
由の一つである。

【０００５】以下、図９を参照して従来の直交周波数多
重変調装置９０の構成を説明する。図９は、従来の直交
周波数多重変調装置９０の構成を示す図である。直交周
波数多重変調装置９０は、シリアル／パラレル変換回路
（Ｓ／Ｐ）８０３、離散的フ−リエ逆変換回路（ＩＤＦ
Ｔ）８０５、パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）８
０６、バッファメモリ（Ｂｕｆ）８０８、Ｄ／Ａ変換回
路（Ｄ／Ａ）８１０、ロ−パスフィルタ（ＬＦＰ）８１
２、乗算回路（周波数変換回路）８１４、局部発振器
（ＬＯ）８１６、バンドパスフィルタ８１９、ＲＦコン
バ−タ８２０、送信アンテナ８２１、および、バッファ
メモリ制御回路９０１から構成される。ここで入力信号
は、例えば、各搬送波信号を多値変調する場合、その多
値レベルに応じた並列デ−タである。また送信信号は、
直交周波数多重変調装置９０による変調の結果得られる
直交周波数多重信号である。

【０００６】図９に示した直交周波数多重変調装置９０
は、説明の簡略化のために、例えばＢＰＳＫのような１
次元の変調を行うものとして示してある。従って、入力
信号（伝送路デ−タ）は１系統であり、離散的フ−リエ
逆変換回路８０５の入力も実数分部のみを用いている。
直交周波数多重変調装置９０は、このような構成に限ら
ず、例えば一般的な２次元の変調であってもよい。２次
元変調を行う場合は、伝送路デ−タをＩチャンネル入力
及びＱチャンネル入力としてそれぞれ離散的フ−リエ逆
変換回路８０５の実数部及び虚数部に入力する。 図１
０は、図９に示したシリアル／パラレル変換回路８０３
の構成、および、離散的フ−リエ逆変換回路８０５との
接続を示す図である。Ｎ−１個のシリアル形式の入力サ
ンプリング値（信号）について２Ｎポイントのサンプリ
ング値用の離散的フ−リエ逆変換回路８０５の離散的フ
−リエ逆変換を行う場合、入力信号はＮ−１段のシフト
レジスタ８０３１に順次入力されてパラレル形式に変換
され、さらに図１０に示すように、２Ｎ段のラッチ８０
３２のＮ段に対して対称となるように１段〜Ｎ−１段お
よび２Ｎ−１〜Ｎ＋１段でラッチされる。ラッチ８０３
２の残りの段（０段およびＮ段）には固定値（０）がラ
ッチされ、ラッチ８０３２にラッチされた入力サンプリ
ング値とともに離散的フ−リエ逆変換回路８０５に入力
される。ただし、これらの段にラッチされるデータは０
でなく、他の適当なデ−タであってもよい。以上の動作
により離散的フ−リエ逆変換回路８０５に入力される直
交周波数多重信号の搬送波信号の数を（Ｎ−１）として
いる。

【０００７】シリアル／パラレル変換回路８０３により
シリアル／パラレル変換された入力信号を離散的フ−リ
エ逆変換回路８０５により離散的フーリエ逆変換する
と、離散的フーリエ逆変換結果は実数部のみとなり、虚
数部からの出力はなくなる。この理由は、シリアル／パ
ラレル変換回路８０３により離散的フ−リエ逆変換回路
８０５への入力信号を対称デ−タとしたためである。離
散的フ−リエ逆変換回路８０５からの出力デ−タは２Ｎ
個の並列（パラレル）デ−タとして出力され、この出力
データを２Ｎ入力１出力のパラレル／シリアル変換回路
８０６によりシリアルデ−タに変換する。

【０００８】図１１に、直交周波数多重変調装置９０の
各部の信号周波数スペクトラムを示す。図１１におい
て、（Ａ）はロ−パスフィルタ８１２の出力信号の周波
数スペクトラム、（Ｂ）は乗算回路８１４の出力信号の
周波数スペクトラム、（Ｃ）はバンドパスフィルタ８１
９の周波数スペクトラムを示す。図１１に示すように、
直交周波数多重変調装置９０の各部の周波数スペクトラ
ムは、ロ−パスフィルタ８１２の出力信号においては、
図１１（Ａ）に示すようなものとなり、乗算回路８１４
の出力信号においては、周波数スペクトラムは図１１
（Ｂ）に示すように上下両側波帯に広がってしまう。し
かし必要なデータを伝送するためには、乗算回路８１４
の出力信号の内一方の側波帯を伝送するだけで十分であ
る。従って、帯域の有効利用の観点から従来はバンドパ
スフィルタ８１９を用いて図１１（Ｃ）に示すようにど
ちらか一方の側波帯のみを抽出し、ＲＦコンバ−タ８２
０により送信周波数帯に変換して伝送していた。しかし
ながらバンドパスフィルタ８１９の出力信号から一方の
側波帯のみを抽出するバンドパスフィルタ８１９は遮断
特性に急峻な特性を要求され、この特性を実現すること
は困難であった。

【０００９】以下、直交周波数多重変調装置９０により
変調された直交周波数多重信号を受信復調する直交周波
数多重復調装置９５の構成を説明する。図１２は、従来
の直交周波数多重復調装置９５の構成を示す図である。
直交周波数多重復調装置９５は、受信アンテナ８５１、
チューナ８５２、乗算回路（周波数変換回路）８５３、
局部発振器８５５、ローパスフィルタ８５７、Ａ／Ｄ変
換回路８５９、シリアル／パラレル変換回路８６１、離
散的フ−リエ変換回路８６３、パラレル／シリアル変換
回路８６４、８６５、バッファメモリ８６６、および、
搬送波再生回路８６８により構成される。

【００１０】以下、直交周波数多重復調装置９５の動作
を説明する。受信アンテナ８５１により捕捉された受信
信号は、チュ−ナ８５２により増幅、および、所定の中
間周波数帯に変換され、さらにこの中間周波数帯の受信
信号は乗算回路８５３により局部発振器８５５から入力
される局部発振信号と乗算され、基底帯域信号に変換さ
れる。このシリアル形式のアナログ基底帯域信号は、ロ
ーパスフィルタ８５７により帯域制限され、さらにＡ／
Ｄ変換回路８５９によりアナログ／ディジタル変換され
る。シリアル／パラレル変換回路８６１は、Ａ／Ｄ変換
回路８５９から出力されるパラレル形式のデジタル基底
帯域信号を離散的フ−リエ変換回路８６３の入力数のパ
ラレル形式の信号に変換し、離散的フ−リエ変換回路８
６３に入力する。

【００１１】２Ｎ個の入力データについて変換を行う離
散的フ−リエ変換回路８６３は、時間波形として入力さ
れた基底帯域信号を離散的フーリエ変換することによ
り、それぞれの搬送波信号の振幅を復調する。以上のよ
うに離散的フ−リエ変換器８６３は、基底帯域（ベース
バンド）に変換された直交周波数多重信号の各搬送波を
復調する。この復調信号は、パラレル／シリアル変換回
路８６４、８６５によりシリアル形式の信号に変換さ
れ、さらにバッファメモリ８６６に入力される。離散的
フ−リエ変換回路８６３は、２Ｎ個の入力サンプルを変
換して２Ｎ個の変換出力を得る。この２Ｎ個の変換出力
データの内、Ｎ個のデータを用いることにより基底帯域
信号の復調が可能であり、残りのＮ個のデータについて
は復調に寄与しない。この理由は、直交周波数多重変調
装置９０側で、シリアル／パラレル変換回路８０３によ
り離散的フ−リエ逆変換回路８０５への入力信号を対称
データとしたため、復調側における離散的フ−リエ変換
回路８６３の出力データも対称データとなり、従って有
意な出力データはＮ個だけであるからである。従って、
バッファメモリ８６６はパラレル／シリアル変換回路８
６４の変換結果の半分（Ｎ−１）個のデータのみを取り
込み、データ速度の変換を行って出力データを生成す
る。搬送波再生回路８６８は、例えばコスタスループ制
御により局部発振器８５５を制御し、受信信号を基底帯
域信号に変換する際に使用される局部発振信号を正しく
再生させる。

【００１２】コスタスル−プを直交周波数多重信号の搬
送波信号再生に用いるには、局部発振器８５５の出力位
相に直交する搬送波信号との復調信号との演算が必要に
なる。しかし、ＢＰＳＫで変調された直交周波数多重信
号の受信では、局部発振器の出力を９０゜移相した搬送
波信号での復調出力として離散的フ−リエ変換回路８６
３の虚数部出力を用いることができるので、局部発振器
８５５の搬送波信号の位相が正しく再生されている場
合、離散的フ−リエ変換回路８６３の変換結果の虚数部
分は常に０となり、実数部分のみが有意となる。

【００１３】図９に示した直交周波数多重変調装置９０
は、説明の簡略化のために各搬送波信号をＢＰＳＫ変調
方式といった１次元の変調方式を用いて変調するものと
して扱い、従って直交周波数多重復調装置９５側におい
ても離散的フ−リエ変換回路８６３の出力データの内の
実数部のみが有意であるとして扱った。しかし一方、直
交周波数多重変調装置９０において一般的な２次元変調
方式により変調を行う場合、離散的フ−リエ変換回路８
６３の変換結果は実数部のみならず虚数部も有意であ
る。すなわち、離散的フ−リエ変換回路８６３の変換結
果の実数部はいわゆるＩチャンネルデータ（信号）とな
り、虚数部はＱチャンネル信号となる。また受信側では
図１２に示すように離散的フ−リエ変換回路８６３への
入力として実数部入力しか用いていなかったので、受信
信号電力対雑音電力比が必ずしも改善されなかった。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した従来
の直交周波数多重信号の変調装置および復調装置を改善
するためになされたものであり、簡単な回路で一方の側
波帯のみを伝送することができるディジタル変調装置を
提供することを目的とする。また、受信信号電力対雑音
電力比の優れたディジタル復調装置を提供することを他
の目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のディジタル変調装置は、直交周波数多重信号
を生成する変調装置であって、入力信号を周波数領域か
ら時間領域に変換し、変換結果を実数部分、および、虚
数部分に分けて出力する周波数領域時間領域変換手段
と、該変換結果の実数部分、および、虚数部分を用い
て、互いに９０°の位相差を有する搬送波信号をそれぞ
れ変調して合成する直交変調手段とを有する。また好適
には、前記周波数領域時間領域変換手段は、パラレル形
式のディジタルデータをフーリエ逆変換する手段であっ
て、入力信号変換手段をさらに有し、前記入力信号変換
手段は、前記周波数領域時間領域変換手段の入力の所定
の部分のみに該入力信号を入力し、残りの部分には同一
の固定値を入力する。また好適には、前記固定値は０で
あることを特徴とする。

【００１６】本発明のディジタル復調装置は、直交周波
数多重信号を受信し、時間領域から周波数領域に変換し
て復調する装置であって、受信された直交周波数多重信
号を、互いに９０°位相が異なる局部発振信号を用いて
２つの基底帯域信号に変換する時間領域周波数領域変換
手段と、これらの基底帯域信号をそれぞれ実数部分の入
力、および、虚数部分の入力として時間領域から周波数
領域に変換し、該変換の係数の所定の部分のみを復調出
力として出力する時間領域周波数領域変換手段とを有す
る。また好適には、前記時間領域周波数領域変換手段
は、受信されてディジタル形式のパラレルデータに変換
された該直交周波数多重信号をフーリエ変換することを
特徴とする。

【００１７】

【作用】本発明のディジタル変調装置においては、離散
的フ−リエ逆変換器への入力デ−タとして所定の部分に
のみ伝送データを割り当て、残りの入力データとして同
一の固定値、例えば０を用いて離散的フ−リエ逆変換を
行い、この離散的フ−リエ逆変換結果の実数部出力を局
部発振周波で変調し、虚数部出力はこの局部発振出力を
９０゜移相して変調すると共に、これら実数部及び虚数
部の変調出力を合成することで単一の側波帯のみを得
る。また、直交周波数変調装置側で離散的フ−リエ逆変
換器への入力デ−タを上述のようにすることにより、離
散的フ−リエ逆変換結果の実数部出力および虚数部出力
をヒルベルト変換対として取り出すことができ、この二
つの出力を直交した搬送波信号でそれぞれ変調して合成
することで側波対の一方のみを取り出して変調すること
ができる。

【００１８】本発明のディジタル復調装置においは、局
部発振信号により基底帯域に変換された直交周波数多重
方式信号を離散的フ−リエ変換の実数部入力として用
い、局部発振出力を９０゜移相した信号により基底帯域
に変換された直交周波数多重信号を離散的フ−リエ変換
の虚数部入力として用い、これらの入力信号の離散的フ
−リエ変換結果の前半部もしくは後半部のデ−タのみを
復調データとする。また、直交周波数変調装置側で直交
した再生搬送波信号で受信信号をそれぞれ復調し、この
復調結果を離散的フ−リエ変換器の実数部及び虚数部に
入力することにより離散的フ−リエ変換回路への入力信
号レベルを２倍とすることができ、この結果復調出力の
信号電力対雑音電力比を向上させることができる。

【００１９】

【実施例】実施例の説明に先立ち、直交周波数多重（Ｏ
ＦＤＭ）信号を数式を用いて説明する。直交周波数多重
信号は、一般の６４ＱＡＭ等の多値変調が単一の搬送波
信号を振幅変調および位相変調して所定の帯域内で情報
の伝送を行うのに対し、複数の搬送波信号をそれぞれ、
単一の搬送波信号を使用した変調方式に比べて低い情報
速度（ビットレート）で変調して所定の帯域内で情報の
伝送を行う変調方式である。直交周波数多重信号の搬送
波信号数がＮであって、各搬送波信号についてＱＡＭ変
調した場合、直交周波数多重信号のｍ番目のシンボルｆ
_m （ｔ）は、次式で表される。

【００２０】

【数１】

【００２１】式１において、Δφ_mnは、後述するガード
インターバルによるシンボルの位相回転を補正する項で
あり、次式で表される。

【００２２】

【数２】

【００２３】式１、および、式２より、直交周波数多重
信号は次式で定式化される。

【００２４】

【数３】

【００２５】以下、直交周波数多重信号の電力スペクト
ラムを定式化する。式１で表された第ｍ番目のシンボル
の時間幅Ｔ’の第ｍ番目のシンボルｆ_m （ｔ）のフーリ
エ積分は次式のように表される。

【００２６】

【数４】

【００２７】式４より、この区間におけるエネルギース
ペクトラムは、次式で表される通りとなる。

【００２８】

【数５】

【００２９】式５第２項において、

【００３０】

【数６】

【００３１】は、第ｍ番目と第ｋ番目の搬送波信号の変
調波の相関関数であり、情報に相関がないことを仮定す
ると、式６は０となる。従って、式３は次式のように変
形される。

【００３２】

【数７】

【００３３】以下、直交周波数多重方式におけるＳＳＢ
信号の発生について説明する。信号ｇ（ｔ）のヒルベル
ト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）変換をｇ’（ｔ）と表すと、上側
波信号（ＵＳＢ）Ｓ_u （ｔ）と下側波信号（ＵＳＢ）Ｓ
_l （ｔ）はそれぞれ以下の式で表される。

【００３４】

【数８】

【００３５】

【数９】

【００３６】ここで、ヒルベルト変換ｇ’（ｔ）は、次
式で定義される。

【００３７】

【数１０】

【００３８】すなわち、ヒルベルト変換は、インパルス
応答関数ｈ（ｔ）が次式のようになるフィルタに信号を
入力した場合の出力信号である。

【００３９】

【数１１】

【００４０】インパルス応答関数ｈ（ｔ）のフーリエ変
換をＨ（ω）とすると、次式が得られる。

【００４１】

【数１２】

【００４２】このようなフィルタは通常ヒルベルトフィ
ルタと呼ばれる。次に、図１に示すような正側の周波数
領域にのみスペクトラムが存在する信号ｆ（ｔ）のフー
リエ変換Ｆ（ω）を考える。図１は、信号スペクトラム
を説明する図である。図１において、（Ａ）は正側周波
数領域のみにスペクトラムが存在する信号Ｆ（ω）、
（Ｂ）は（Ａ）に示したＦ（ω）を分解した際の偶関数
信号Ｆ_e （ω）、（Ｃ）は（Ａ）に示したＦ（ω）を分
解した際の奇関数Ｆ_o （ω）を示す。このフーリエ変換
Ｆ（ω）は、図１（Ｂ）および（Ｃ）に示す２つの関数
に分解できる。すなわち、フーリエ変換Ｆ（ω）は、次
式で表される。

【００４３】

【数１３】

【００４４】また、図１に示した偶関数Ｆ_e （ω）、お
よび、奇関数Ｆ_o （ω）は、以下の式で定義される。

【００４５】

【数１４】

【００４６】

【数１５】

【００４７】また、図１に示した偶関数Ｆ_e （ω）、お
よび、奇関数Ｆ_o （ω）の間には、以下の式で示される
関係が成立する。

【００４８】

【数１６】

【００４９】ここで、偶関数Ｆ_e （ω）および奇関数Ｆ
_o （ω）のフーリエ逆変換を求め、それぞれを関数ｆ_e
（ｔ）、および、関数ｆ_o （ｔ）とすると、これらは以
下の式で表される。

【００５０】

【数１７】

【００５１】

【数１８】

【００５２】ただし、式１７、１８において、Ｒ（ω）
およびＸ（ω）はそれぞれＦ（ω）の実数部および虚数
部であり、フーリエ変換Ｆ（ω）との間に次式の関係が
成立する。

【００５３】

【数１９】

【００５４】従って、関数ｆ_e （ｔ）は実関数であり、
関数ｆ_o （ｔ）は虚関数であることがわかる。

【００５５】式１８において、ｓｇｎωのフーリエ逆変
換を考える。

【００５６】

【数２０】

【００５７】すなわち、以下の式が成立する。

【００５８】

【数２１】

【００５９】

【数２２】

【００６０】

【数２３】

【００６１】従って、式１６、および式２１〜２３より
重畳積分定理を用いて、以下の式を得る。

【００６２】

【数２４】

【００６３】

【数２５】

【００６４】式２４、２５より、関数ｆ_e （ｔ）と関数
ｆ_o （ｔ）は互いにヒルベルト変換の関係にあることが
わかる。

【００６５】また、式１７、１８より、関数ｆ_e （ｔ）
は実関数、関数ｆ_o （ｔ）は虚関数であるから、直交周
波数多重信号をＳＳＢ化するためには、以下の処理を行
えばよいことがわかる。まず、正側（負側）周波数成分
のみしか存在せず、負側（正側）の周波数成分が０であ
る関数Ｆ（ω）を仮定する。次に、関数Ｆ（ω）を逆フ
ーリエ積分することにより、時間関数ｆ_e （ｔ）＋ｊｆ
_o （ｔ）を得る。次に、上側波ＳＳＢ信号をＳ
_u （ｔ）、下側波ＳＳＢ信号をＳ_l （ｔ）とおいて、次
式の演算を行ってＳＳＢ信号を得る。

【００６６】

【数２６】

【００６７】以下、本発明の第１の実施例を説明する。
本発明のディジタル変調装置およびディジタル復調装置
は、例えばディジタル画像データの伝送に使用されるも
のである。図２は、本発明の直交周波数多重変調装置１
０の構成を示す図である。図２において、シリアル／パ
ラレル変換回路３２０は、伝送すべきシリアル形式のデ
ィジタル入力信号をシリアル／パラレル変換して離散的
フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）回路３０３に入力する。シ
リアル／パラレル変換回路３２０の構成は、図３を参照
して後述する。ＩＤＦＴ回路３０３は、２Ｎ、例えば１
０２４入力の離散的フーリエ逆変換回路であって、シリ
アル／パラレル変換回路３２０によりパラレル形式に変
換された入力信号を周波数領域から時間領域に（フーリ
エ逆）変換し、その変換結果の実数部分（Ｒｅ）をパラ
レル／シリアル変換回路３０４に、虚数部分（Ｉｍ）を
パラレル／シリアル変換回路３０５に入力する。ＩＤＦ
Ｔ回路３０３で行われる変換は、次式で示される。

【００６８】

【数２７】

【００６９】パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）３
０４、３０５は、それぞれＩＤＦＴ回路３０３の変換結
果の実数部および虚数部をシリアル形式のデータに変換
する。バッファメモリ（Ｂｕｆ）３０６、３０７は、パ
ラレル／シリアル変換回路３０４、３０５の出力信号に
ついてガードインターバルを付加する。ガードインター
バルについては、図４を参照して後述する。バッファメ
モリ制御回路３２１は、バッファメモリ３０６、３０７
の動作を制御する。

【００７０】Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９は、それぞ
れバッファメモリ３０６、３０７の出力信号をアナログ
形式の信号に変換してローパスフィルタ３１０、３１１
に入力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１０、３１
１は、それぞれＤ／Ａ変換回路３０８、３０９の変換結
果を帯域制限して乗算回路３１２、３１３に入力する。
搬送波信号発生回路３１４は、搬送波信号を生成して９
０°移相回路３１５、および、乗算回路３１２に入力す
る。９０°移相回路３１５は、搬送波信号発生回路３１
４から入力された搬送波信号の位相をを９０°移相して
乗算回路３１３に入力する。乗算回路３１２、３１３
は、それぞれローパスフィルタ３１０、３１１の出力信
号と搬送波信号および９０°移相回路３１５により９０
°移相された搬送波信号を乗算して加算回路３１６に入
力する。加算回路３１６は、乗算回路３１２、３１３の
出力信号を加算して合成する。バンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）３１７は、加算回路３１６の出力信号を帯域制限
する。ＲＦコンバータ３１８は、バンドパスフィルタ３
１７の出力信号を所定の周波数に変換して、送信アンテ
ナ３１９から送出する。

【００７１】以下、シリアル／パラレル変換回路３２０
の構成を説明する。図３は、シリアル／パラレル変換回
路３２０の構成を示す図である。シフトレジスタ３２０
１は、１入力Ｎ−１出力のシフトレジスタである。ラッ
チ３２０２は、２Ｎ段構成のラッチ回路であり、シフト
レジスタ３２０１の出力信号を１段〜Ｎ−１段に、その
他の段（０段およびＮ段〜２Ｎ−１段）には固定値、例
えば０をラッチし、これらのデータをＩＤＦＴ回路３０
３に入力する。入力信号は、シフトレジスタ３２０１で
パラレル形式のデータに変換され、ラッチ３２０２の上
記段にラッチされ、上述のラッチ３２０２にラッチされ
た配列でＩＤＦＴ回路３０３に入力される。

【００７２】以下、直交周波数多重変調装置１０の動作
を説明する。シリアル形式のディジタル入力信号はシリ
アル／パラレル変換回路３２０に入力されて、上述のよ
うに所定の部分に固定値（０）が付加されたパラレル形
式の信号に変換される。シリアル／パラレル変換回路３
２０によりパラレル形式の信号に変換された入力信号を
２Ｎ個の入力信号２Ｎ入力のＩＤＦＴ回路３０３に入力
することにより、ＩＤＦＴ回路３０３の出力信号の虚数
部分は実数部分のヒルベルト変換となる。ここで、ある
信号とその信号のヒルベルト変換結果を同一周波数の直
交する二つの搬送波で変調して、これらの変調結果を合
成することにより変調信号の片側側波信号のみを取り出
すことができることが既に知られている。

【００７３】本発明の直交周波数多重変調装置１０は、
この事実を利用して片側波信号のみを生成する。すなわ
ちバッファメモリ制御回路３２１の制御に基づいて、バ
ッファメモリ３０６、３０７がＩＤＦＴ回路３０３の出
力信号の実数部分および虚数部分についてガ−ドインタ
バルを付加する。

【００７４】図４は、ガードインターバルを説明する図
である。ガードインターバルは、マルチパス妨害等の影
響を排除するために信号に余裕を持たせるために直交周
波数多重信号のシンボルに付加される信号である。図４
において、（Ａ）はガ−ドインタバルがない送信信号波
形であり、（Ｂ）はガ−ドインタバルを付加した送信信
号波形である。直交周波数多重信号は複数の搬送波信号
が多重されて生成され、それぞれの搬送波信号のＩＤＦ
Ｔ期間Ｔ_a に対してガ−ドインタバルＴ_g が図４（Ｂ）
に示すように付加される。図４においては、搬送波信号
＃１、および、搬送波信号＃１の２倍の周波数の搬送波
信号＃２を示してあるが、３以上の搬送波信号を用いて
直交周波数多重変調を行う場合も、その他の各搬送波信
号について同様である。ガードインターバルＴ_g の付加
は、各搬送波信号のシンボルの始まりの部分をシンボル
の終わりに付加することにより行われる。この処理は、
ＩＤＦＴ回路３０３の出力信号のシンボルの始まりの部
分をシンボルの最後に付加することに相当し、図２に示
したようにバッファメモリ３０６、３０７をバッファメ
モリ制御回路３２１で制御することにより簡単に行うこ
とができ、これらの回路は容易に回路化することができ
る。

【００７５】さらにバッファメモリ３０６、３０７の出
力信号は、Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９によりアナロ
グ形式の信号に変換され、これらの信号はローパスフィ
ルタ３１０、３１１により帯域制限される。乗算回路３
１２、３１３は、ローパスフィルタ３１０、３１１の出
力信号をそれぞれ搬送波信号信号発生回路３１４から入
力される搬送波信号信号、および、９０°移相回路３１
５により９０°移相された搬送波信号信号と乗算して加
算回路３１６に入力する。加算回路３１６は、乗算回路
３１２、３１３から入力される信号を加算して合成し、
バンドパスフィルタ３１７に入力する。バンドパスフィ
ルタ３１７は、加算回路３１６の出力信号を所定の帯域
幅に帯域制限し、さらに、ＲＦコンバータ３１８が所定
の伝送周波数に変換して増幅し、送信アンテナ３１９を
介して送信信号として受信側に送出する。なお第１の実
施例においては、加算回路３１６により２つの直交変調
波信号を加算合成して片側（ＳＳＢ）波帯として下側
（ＬＳＢ）波帯のみを得ているが、加算回路３１６に替
えて減算回路を使用し、減算合成を用いて上側（ＵＳ
Ｂ）波帯のみを取り出すように構成してもよい。

【００７６】以下、本発明の第２の実施例を説明する。
図５は、本発明の直交周波数多重復調装置１０８の構成
を示す図である。図５において、受信アンテナ１０１
は、例えば従来の技術として示した直交周波数多重変調
装置８０により直交周波数多重され、電波信号として送
出された受信信号を補捉する。チューナ１０２は、受信
アンテナ１０１により補捉された受信信号を所定の中間
周波数帯に変換し、増幅して復調装置に入力する。乗算
回路１１１、１１２は、それぞれチューナ１０２から入
力された中間周波数帯域の受信信号と、局部発振器（Ｌ
Ｏ）１１３の出力信号、および、局部発振器１１３の出
力信号を９０゜移相回路１１６により９０°移相した信
号とを乗算してローパスフィルター（ＬＦＰ）１１５、
１１６に入力する。ローパスフィルター１１５、１１６
は、それぞれ乗算回路１１１、１１２の出力信号の内、
所定の高域遮断周波数以下の成分を通過させ、不要な周
波数成分を取り除き、アナログ／ディジタル変換回路
（Ａ／Ｄ）１１７、１１８、および、クロック再生回路
１２７に入力する。

【００７７】アナログ／ディジタル変換回路１１７、１
１８は、それぞれローパスフィルター１１５、１１６か
ら入力されるアナログ形式の信号をディジタル形式の信
号に変換する。シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）
１１９、１２０は、それぞれアナログ／ディジタル変換
回路１１７、１１８から入力される直列（シリアル）形
式のディジタル信号を並列（パラレル）形式の信号に変
換してＤＦＴ回路１２１に入力する。ＤＦＴ回路１２１
は、例えばディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等
から構成される２Ｎ、例えば１２０４個の入力の離散的
フーリエ変換回路であって、シリアル／パラレル変換回
路１１９、１２０から入力されるディジタル信号を時間
領域から周波数領域に変換（離散的フ−リエ変換（ＤＦ
Ｔ））してパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）１２
２、１２３に入力する。ＤＦＴ回路１２１において行わ
れる変換は、次式で示される。

【００７８】

【数２８】

【００７９】パラレル／シリアル変換回路１２２、１２
３は、ＤＦＴ回路１２１から入力されたパラレル形式の
ディジタル信号をシリアル形式の信号に変換し、バッフ
ァメモリ（Ｂｕｆ）１２４、１２５、および、搬送波信
号再生回路１３０に入力する。

【００８０】バッファメモリ１３１は、パラレル／シリ
アル変換回路１２２から入力される信号についてガード
インターバルの除去等の処理を行い、Ｉチャネル信号お
よびＱチャネル信号として出力する。搬送波信号再生回
路（ＣＲ）１３０は、例えばコスタスループ回路等によ
り構成され、パラレル／シリアル変換回路１２２、１２
３の出力信号に基づいて局部発振器１１３を制御して所
定の周波数の局部周波数信号を発生させる。局部発振器
１１３は、例えば電圧制御型発信回路（ＶＣＯ）であ
り、搬送波信号再生回路１３０の制御により所定の周波
数の局部信号を発生する。９０°位相回路１１４は、局
部発振器１１３の出力信号の位相を９０°移相させ、位
置制御部１１２に入力する。

【００８１】以下、直交周波数多重復調装置１０８の動
作を説明する。チューナ１０２は、例えば第１の実施例
に示した直交周波数多重変調装置１０により生成され、
受信アンテナ１０１により捕捉された受信信号を増幅
し、所定の中間周波数帯の信号に変換して乗算回路１１
１、１１２に入力する。乗算回路１１１、１１２は、チ
ューナ１０２からの入力信号と局部発振器１１３により
生成され、さらに９０°移相回路１１４により９０°移
相された互いに直交する搬送波信号と乗算され、基底帯
域信号に変換されてローパスフィルター１１５、１１６
に入力される。これらの基底帯域信号は、ローパスフィ
ルター１１５、１１６により帯域制限され、さらに、ア
ナログ／ディジタル変換回路１１７、１１８によりディ
ジタル形式の信号に変換される。アナログ／ディジタル
変換回路１１７、１１８の出力信号は、それぞれシリア
ル／パラレル変換回路１１９、１２０によりパラレル形
式の信号に変換され、ＤＦＴ回路１２１の実数部入力、
および、虚数部入力に入力され、離散的フーリエ変換さ
れる。離散的フーリエ変換の結果はパラレル／シリアル
変換回路１２２、１２３によりシリアル形式の信号に変
換され、さらにバッファメモリ１３１においてガードイ
ンターバルが除去されて出力データとして出力される。
以上のように、本発明の直交周波数多重復調装置１０８
は、ＤＦＴ回路１２１の実数部入力、および、虚数部入
力に直交する再生搬送波信号で変換した基底帯域の直交
周波数多重信号を供給するので、ＤＦＴ回路１２１への
信号入力レベルは２倍となり、ＤＦＴ回路１２１の変換
出力の信号電力対雑音電力比を向上することができる。

【００８２】図６は、直交周波数多重復調装置１０８に
使用されるコスタスループの構成を示す図である。図６
において、直交周波数多重復調装置１０８のコスタスル
ープは、乗算回路（周波数変換回路）１１１、１１２、
搬送波信号再生回路１３０、局部発振器１１３、およ
び、９０°移相回路１１４から構成されている。さら
に、搬送波信号再生回路１３０は、ローパスフィルタ１
２６１および位相比較回路１２６２から構成される。図
７は、位相比較回路１２６２の構成を示す図である。位
相比較回路１２６２は、乗算回路１２８３から構成さ
れ、Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号の位相差ε
（θ）を出力する。

【００８３】図８は、再生搬送波信号の移相誤差と位相
差ε（θ）との関係を示す図である。一般的に、送信側
と同一周波数の搬送波信号を局部発振器１１３により再
生し、これをチューナ１０２により変換された中間周波
帯の直交周波数多重信号と乗算することにより、中間周
波数帯の直交周波数多重信号は基底帯域の信号に変換さ
れる。この局部発振器１１３を制御する搬送波信号再生
回路の一つにコスタスル−プがあり、しばしば用いられ
ている。図６に示すコスタスループを使用して、例えば
２相位相変調（ＢＰＳＫ）の搬送波信号を再生する場
合、図７に示すようなコスタス演算をＩチャネル信号お
よびＱチャネル信号に施すことにより、図８に示すよう
な再生搬送波信号位相誤差特性を得ている。図８に示し
た位相誤差信号に基づいて局部発振器１１３を制御する
ことにより、搬送波信号を再生することができる。

【００８４】コスタスル−プを直交周波数多重信号の搬
送波信号の再生に用いるには、図６に示したように局部
発振器１１３の搬送波信号出力の位相に直交する搬送波
信号と復調信号との演算が必要になる。しかし、直交周
波数多重信号の受信では、局部発振器１１３の出力信号
を９０°移相回路１１４により９０゜移相した搬送波信
号による復調出力としてＤＦＴ回路１２１の出力信号の
虚数部分を用いることができる。従って、図６に示した
コスタスループの処理を搬送波信号再生回路１３０によ
り実現可能である。この場合、局部発振器１１３の搬送
波信号の位相が正しく再生されているならば、ＤＦＴ回
路１２１の出力信号の虚数部分は常に０となり、実数部
出力のみが有意となる。

【００８５】なお、上記各実施例においては説明の簡略
化のために各搬送波信号に１次元変調を行う場合につい
て説明したが、変調方式は１次元変調方式でなくともよ
く、２次元変調方式を用いてもよい。本発明のディジタ
ル変調装置およびディジタル復調装置は以上各実施例に
示した他、例えば実施例中に変形例として示したように
種々の構成をとることができる。

【００８６】

【発明の効果】送信側での離散的逆フ−リエ変換器から
の出力として実数部からの出力のみならず、この実数部
出力のヒルベルト変換出力を虚数部から得るようにした
ので、これら二つの出力を同一周波数の直交する二つの
搬送波信号で変調し合成することによって簡単に一方の
側波帯のみからなる信号（ＳＳＢ信号）を生成すること
が可能である。受信側では受信入力信号から搬送波信号
を再生し、直交する二つの再生搬送波信号で復調して、
これら二つの信号をそれぞれ離散的フ−リエ変換器の実
数部及び虚数部入力としたので入力レベルが２倍とな
り、受信信号電力対雑音電力比を向上することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】信号スペクトラムを説明する図であって、
（Ａ）は正側周波数領域のみにスペクトラムが存在する
信号Ｆ（ω）、（Ｂ）は（Ａ）に示したＦ（ω）を分解
した際の偶関数信号Ｆ_e （ω）、（Ｃ）は（Ａ）に示し
たＦ（ω）を分解した際の奇関数Ｆ_o （ω）を示す。

【図２】本発明の直交周波数多重変調装置の構成を示す
図である。

【図３】図２に示したシリアル／パラレル変換回路の構
成を示す図である。

【図４】ガードインターバルを説明する図である。

【図５】本発明の直交周波数多重復調装置の構成を示す
図である。

【図６】図５に示した直交周波数多重復調装置に使用さ
れるコスタスループの構成を示す図である。

【図７】図６に示した位相比較回路の構成を示す図であ
る。

【図８】再生搬送波信号の移相誤差と位相差ε（θ）と
の関係を示す図である。

【図９】従来の直交周波数多重変調装置の構成を示す図
である。

【図１０】図９に示したシリアル／パラレル変換回路の
構成、および、離散的フ−リエ逆変換回路との接続を示
す図である。

【図１１】図９に示した直交周波数多重変調装置の各部
の信号周波数スペクトラムを示す図である。

【図１２】従来の直交周波数多重復調装置の構成を示す
図である。

【符号の説明】

１０・・・直交周波数多重変調装置、３２０・・・シリ
アル／パラレル変換回路、３２０１・・・シフトレジス
タ、３２０２・・・ラッチ、３０３・・・ＩＤＦＴ回
路、３０４，３０５・・・パラレル／シリアル変換回
路、３０６，３０７・・・バッファメモリ、３２１・・
・バッファメモリ制御回路、３０８，３０９・・・ディ
ジタル／アナログ変換回路、３１０，３１１・・・ロー
パスフィルタ、３１２，３１３・・・乗算回路、３１４
・・・搬送波信号発生回路、３１５・・・９０°移相回
路、３１６・・・加算回路、３１７・・・バンドパスフ
ィルタ、３１８・・・ＲＦコンバータ、１０８・・・直
交周波数多重復調装置、１０１・・・受信アンテナ、１
０２・・・チューナ、１１１，１１２・・・乗算回路、
１１３・・・局部発振器、１１４・・・９０°移相回
路、１１５，１１６・・・ローパスフィルター、１１
７，１１８・・・アナログ／ディジタル変換回路、１１
９，１２０・・・シリアル／パラレル変換回路、１２１
・・・ＤＦＴ回路、１２２，１２３・・・パラレル／シ
リアル変換回路、１３０・・・搬送波信号再生回路、１
２６１・・・ローパスフィルタ、１２６２・・・位相比
較回路、１３１・・・バッファメモリ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直交周波数多重信号を生成する変調装置で
   あって、 入力信号を周波数領域から時間領域に変換し、変換結果
   を実数部分、および、虚数部分に分けて出力する周波数
   領域時間領域変換手段と、 該変換結果の実数部分、および、虚数部分を用いて、互
   いに９０°の位相差を有する搬送波信号をそれぞれ変調
   して合成する直交変調手段とを有するディジタル変調装
   置。
2. 【請求項２】前記周波数領域時間領域変換手段は、パラ
   レル形式のディジタルデータをフーリエ逆変換する手段
   であって、入力信号変換手段をさらに有し、 前記入力信号変換手段は、前記周波数領域時間領域変換
   手段の入力の所定の部分のみに該入力信号を入力し、残
   りの部分には同一の固定値を入力する請求項１に記載の
   ディジタル変調装置。
3. 【請求項３】前記固定値は０であることを特徴とする請
   求項２に記載のディジタル変調装置。
4. 【請求項４】直交周波数多重信号を受信し、時間領域か
   ら周波数領域に変換して復調する装置であって、 受信された直交周波数多重信号を、互いに９０°位相が
   異なる局部発振信号を用いて２つの基底帯域信号に変換
   する時間領域周波数領域変換手段と、 これらの基底帯域信号をそれぞれ実数部分の入力、およ
   び、虚数部分の入力として時間領域から周波数領域に変
   換し、該変換の係数の所定の部分のみを復調出力として
   出力する時間領域周波数領域変換手段とを有するディジ
   タル復調装置。
5. 【請求項５】前記時間領域周波数領域変換手段は、受信
   されてディジタル形式のパラレルデータに変換された該
   直交周波数多重信号をフーリエ変換することを特徴とす
   る請求項４に記載のディジタル復調装置。