JP2000156655A - 等化器 - Google Patents
等化器Info
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- JP2000156655A JP2000156655A JP10329176A JP32917698A JP2000156655A JP 2000156655 A JP2000156655 A JP 2000156655A JP 10329176 A JP10329176 A JP 10329176A JP 32917698 A JP32917698 A JP 32917698A JP 2000156655 A JP2000156655 A JP 2000156655A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 AFCを周波数領域の等化器に取り込むことが
でき、回路規模の削減が可能となる等化器を提供するこ
と。 【解決手段】 受信信号I，QはFFTブロック１によりス
ペクトラムに変換され、AFCブロック２で、受信信号の
スペクトラムを基に周波数誤差を推定して、補正し、補
正されたスペクトラムは伝搬路逆特性推定手段３と複素
乗算器７に入力される。伝搬路逆特性推定手段３のリフ
ァレンス生成手段４で、トレーニング信号のスペクトラ
ムを生成し、このスペクトラムとAFCブロック２から出
力されるスペクトラムから伝搬路の伝達関数を推定し
て、正規化／復素共役手段６でその逆特性を求め、復素
乗算器７でこの逆特性とAFCブロック２の出力スペクト
ラムとの乗算を行って、IFFTブロック８にスペクトラム
を出力し、IFFTブロック８で時間波形I，Qを出力する。
でき、回路規模の削減が可能となる等化器を提供するこ
と。 【解決手段】 受信信号I，QはFFTブロック１によりス
ペクトラムに変換され、AFCブロック２で、受信信号の
スペクトラムを基に周波数誤差を推定して、補正し、補
正されたスペクトラムは伝搬路逆特性推定手段３と複素
乗算器７に入力される。伝搬路逆特性推定手段３のリフ
ァレンス生成手段４で、トレーニング信号のスペクトラ
ムを生成し、このスペクトラムとAFCブロック２から出
力されるスペクトラムから伝搬路の伝達関数を推定し
て、正規化／復素共役手段６でその逆特性を求め、復素
乗算器７でこの逆特性とAFCブロック２の出力スペクト
ラムとの乗算を行って、IFFTブロック８にスペクトラム
を出力し、IFFTブロック８で時間波形I，Qを出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、フェージングの
ある伝搬路で用いられる周波数領域の等化器において、
周波数領域の周波数制御（AFC）と組み合わせることに
より、等化と同時に周波数制御を行う等化器に関する。
ある伝搬路で用いられる周波数領域の等化器において、
周波数領域の周波数制御（AFC）と組み合わせることに
より、等化と同時に周波数制御を行う等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数領域の等化器は、遅延時間の大き
な遅延歪みを等化するのに適した方式であり、高速無線
アクセスなどに適した等化方式である。この等化方式
は、最近活発に研究がなされており、下記論文では、ダ
イバーシティと組み合わせることにより、受信機の特性
が大きく改善するなどの報告がなされている。たとえ
ば、G. Kadel : Diversity and equalization in frequ
ency domain ?a robust and flexible receiver techno
logy for broadband mobile communication systems. P
roceedings of VTC’９７， Phoenix，May １９９７，
pp.８９４-８９８などである。
な遅延歪みを等化するのに適した方式であり、高速無線
アクセスなどに適した等化方式である。この等化方式
は、最近活発に研究がなされており、下記論文では、ダ
イバーシティと組み合わせることにより、受信機の特性
が大きく改善するなどの報告がなされている。たとえ
ば、G. Kadel : Diversity and equalization in frequ
ency domain ?a robust and flexible receiver techno
logy for broadband mobile communication systems. P
roceedings of VTC’９７， Phoenix，May １９９７，
pp.８９４-８９８などである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、研究の多くは
符号間干渉の除去に関して書かれたものである。実際に
受信機を構成する場合には、符号間干渉以外だけでな
く、クロック再生やキャリア再生など、何らかの機構に
より対処しなくてはならない問題は多く存在する。この
ような問題の一つとして、周波数誤差の除去が挙げられ
る。一般に、AFCは時間領域で実現されることが多く、
周波数領域の等化器と併せて使用する場合、両者を独立
に実現することとなり、回路規模の増加を招く一因とな
っていた。
符号間干渉の除去に関して書かれたものである。実際に
受信機を構成する場合には、符号間干渉以外だけでな
く、クロック再生やキャリア再生など、何らかの機構に
より対処しなくてはならない問題は多く存在する。この
ような問題の一つとして、周波数誤差の除去が挙げられ
る。一般に、AFCは時間領域で実現されることが多く、
周波数領域の等化器と併せて使用する場合、両者を独立
に実現することとなり、回路規模の増加を招く一因とな
っていた。
【０００４】なお、特開平０５−１８０９２６号公報
（レーダ装置）には、周波数制御手段により、アンテナ
面数と各アンテナ面から放射される送信信号の帯域幅に
応じて、各アンテナ面ごとの送信信号の中心周波数とＡ
／Ｄコンバータのサンプリング周波数を選定し、所望波
と干渉波を周波数領域で分離することが開示されてい
る。
（レーダ装置）には、周波数制御手段により、アンテナ
面数と各アンテナ面から放射される送信信号の帯域幅に
応じて、各アンテナ面ごとの送信信号の中心周波数とＡ
／Ｄコンバータのサンプリング周波数を選定し、所望波
と干渉波を周波数領域で分離することが開示されてい
る。
【０００５】また、特開平０８−１０２７７１号公報
（OFDM同期復調装置）には、第１周波数制御ループは直
交検波手段の出力から周波数誤差を検出して、再生キャ
リアの周波数同期を得るとともに、直交検波手段の出力
が復調手段によって直交周波数分割多重復調され、復調
シンボルデータが得られる。第２の周波数制御ループ
は、復調手段の出力から周波数誤差を検出して復調手段
の出力キャリア同期を補正することが開示されている。
（OFDM同期復調装置）には、第１周波数制御ループは直
交検波手段の出力から周波数誤差を検出して、再生キャ
リアの周波数同期を得るとともに、直交検波手段の出力
が復調手段によって直交周波数分割多重復調され、復調
シンボルデータが得られる。第２の周波数制御ループ
は、復調手段の出力から周波数誤差を検出して復調手段
の出力キャリア同期を補正することが開示されている。
【０００６】さらに、特開平０９−２２３９４７号公報
には、RAM（ランダム・アクセス・メモリ）をベースと
する適応イコライザ・フィルタ配列によって発生したエ
ラー信号サンプルとイコライザ・フィルタ入力信号サン
プルとを選択的にまたは可変的に遅延させ、選択的にま
たは可変的に遅延したエラー信号サンプルと、選択的に
または可変的に遅延イコライザ・フィルタ入力信号サン
プルの積を計算し、この積を計数信号に加算することに
よって計数を更新することが開示されている。しかし、
これらの公報では、いずれも符号間干渉とクロック再生
やキャリア再生などに対処することに関して明白な開示
がなされていない。
には、RAM（ランダム・アクセス・メモリ）をベースと
する適応イコライザ・フィルタ配列によって発生したエ
ラー信号サンプルとイコライザ・フィルタ入力信号サン
プルとを選択的にまたは可変的に遅延させ、選択的にま
たは可変的に遅延したエラー信号サンプルと、選択的に
または可変的に遅延イコライザ・フィルタ入力信号サン
プルの積を計算し、この積を計数信号に加算することに
よって計数を更新することが開示されている。しかし、
これらの公報では、いずれも符号間干渉とクロック再生
やキャリア再生などに対処することに関して明白な開示
がなされていない。
【０００７】この発明は、上記従来の課題を解決するた
めになされたもので、周波数領域における等化と周波数
誤差の修正を組み合わせることにより、AFCを周波数領
域の等化器に取り込むことができ、別途時間領域のAFC
を用いる場合に比較して回路規模の削減が可能となる等
化器を提供することを目的とする。
めになされたもので、周波数領域における等化と周波数
誤差の修正を組み合わせることにより、AFCを周波数領
域の等化器に取り込むことができ、別途時間領域のAFC
を用いる場合に比較して回路規模の削減が可能となる等
化器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の等化器は、所定のフレームフォーマット
のディジタル受信信号を入力するとスペクトラムに変換
する高速フーリエ変換器と、上記スペクトラムから算出
した複素スペクトラムの絶対値に周波数誤差に起因する
スペクトラムの非対称性を算出して標準値との差を求め
るとともに、この差と標準値との乗算結果を上記高速フ
ーリエ変換器のポイント間隔で量子化してスペクトラム
のシフトを行うAFC回路と、伝搬路による遅延歪みが存
在しない場合に受信されるトレーニング信号のスペクト
ラムと上記AFC回路の出力から伝搬路の伝達関数を推定
してその逆特性を求める伝搬路逆特性推定手段と、上記
AFC回路から出力される受信信号のスペクトラムと上記
伝搬路逆特性推定手段の出力との乗算結果を出力する複
素乗算器と、上記複素乗算器から出力されるスペクトラ
ムを時間波形に変換する高速逆フーリエ変換器とを備え
ることを特徴とする。
に、この発明の等化器は、所定のフレームフォーマット
のディジタル受信信号を入力するとスペクトラムに変換
する高速フーリエ変換器と、上記スペクトラムから算出
した複素スペクトラムの絶対値に周波数誤差に起因する
スペクトラムの非対称性を算出して標準値との差を求め
るとともに、この差と標準値との乗算結果を上記高速フ
ーリエ変換器のポイント間隔で量子化してスペクトラム
のシフトを行うAFC回路と、伝搬路による遅延歪みが存
在しない場合に受信されるトレーニング信号のスペクト
ラムと上記AFC回路の出力から伝搬路の伝達関数を推定
してその逆特性を求める伝搬路逆特性推定手段と、上記
AFC回路から出力される受信信号のスペクトラムと上記
伝搬路逆特性推定手段の出力との乗算結果を出力する複
素乗算器と、上記複素乗算器から出力されるスペクトラ
ムを時間波形に変換する高速逆フーリエ変換器とを備え
ることを特徴とする。
【０００９】この発明よれば、高速フーリエ変換器に所
定のフレームフォーマットのディジタル受信信号を入力
するとスペクトラムに変換する。このスペクトラムをAF
C回路に入力すると、AFC回路において、スペクトラムか
ら算出した複素スペクトラムの絶対値に周波数誤差に起
因するスペクトラムの非対称性を算出して標準値との差
を求め、この差と標準値との乗算結果を高速フーリエ変
換器のポイント間隔で量子化してスペクトラムのシフト
を行う。伝搬路逆特性推定手段では、伝搬路による遅延
歪みが存在しない場合に受信されるトレーニング信号の
スペクトラムとAFC回路の出力から伝搬路の伝達関数を
推定してその逆特性を求める。複素乗算器は、AFC回路
から出力される受信信号のスペクトラムと伝搬路逆特性
推定手段の出力との乗算結果を高速逆フーリエ変換器に
出力する。高速逆フーリエ変換器は複素乗算器から出力
されるスペクトラムを時間波形に変換する。
定のフレームフォーマットのディジタル受信信号を入力
するとスペクトラムに変換する。このスペクトラムをAF
C回路に入力すると、AFC回路において、スペクトラムか
ら算出した複素スペクトラムの絶対値に周波数誤差に起
因するスペクトラムの非対称性を算出して標準値との差
を求め、この差と標準値との乗算結果を高速フーリエ変
換器のポイント間隔で量子化してスペクトラムのシフト
を行う。伝搬路逆特性推定手段では、伝搬路による遅延
歪みが存在しない場合に受信されるトレーニング信号の
スペクトラムとAFC回路の出力から伝搬路の伝達関数を
推定してその逆特性を求める。複素乗算器は、AFC回路
から出力される受信信号のスペクトラムと伝搬路逆特性
推定手段の出力との乗算結果を高速逆フーリエ変換器に
出力する。高速逆フーリエ変換器は複素乗算器から出力
されるスペクトラムを時間波形に変換する。
【００１０】したがって、この発明では、AFCを周波数
領域の等化器に取り込むことができ、別途時間領域のAF
Cを用いる場合に比較して回路規模の削減が可能とな
る。
領域の等化器に取り込むことができ、別途時間領域のAF
Cを用いる場合に比較して回路規模の削減が可能とな
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、この発明による等化器の実
施の形態について、図面に基づき説明する。図１はこの
発明による等化器の第１実施の形態の構成を示すブロッ
ク図である。まず、この第１実施の形態の概要から述べ
る。図１において、受信信号I、Qは、FFT（高速フーリ
エ変換器）ブロック１によりスペクトラムに変換され、
AFCブロック２に入力される。AFCブロック２は周波数領
域のAFCであり、受信信号のスペクトラムをもとに周波
数誤差を推定し、これを補正する。
施の形態について、図面に基づき説明する。図１はこの
発明による等化器の第１実施の形態の構成を示すブロッ
ク図である。まず、この第１実施の形態の概要から述べ
る。図１において、受信信号I、Qは、FFT（高速フーリ
エ変換器）ブロック１によりスペクトラムに変換され、
AFCブロック２に入力される。AFCブロック２は周波数領
域のAFCであり、受信信号のスペクトラムをもとに周波
数誤差を推定し、これを補正する。
【００１２】AFCブロック２により周波数誤差を補正さ
れたスペクトラムは、伝搬路逆特性推定手段３および複
素乗算器７に入力される。複素乗算器７には、伝搬路逆
特性推定手段３により推定された伝搬路の逆特性も入力
され、両者の乗算を取ることにより、遅延歪みの除去を
行う。最後にIFFTブロック８により、スペクトラムが時
間波形に変換され、周波数誤差および遅延歪みの除去さ
れた波形が得られる。以上の構成により、周波数領域に
おいて等化と周波数制御が一括して行われる。
れたスペクトラムは、伝搬路逆特性推定手段３および複
素乗算器７に入力される。複素乗算器７には、伝搬路逆
特性推定手段３により推定された伝搬路の逆特性も入力
され、両者の乗算を取ることにより、遅延歪みの除去を
行う。最後にIFFTブロック８により、スペクトラムが時
間波形に変換され、周波数誤差および遅延歪みの除去さ
れた波形が得られる。以上の構成により、周波数領域に
おいて等化と周波数制御が一括して行われる。
【００１３】次に、このような概要をなす第１実施の形
態についてさらに詳細に説明する。図１に示す実施の形
態では、前記周波数領域の等化器を、QPSK変調を用いた
広帯域移動体通信に適用した例である。周波数領域の等
化器に入力される受信信号I，Qは、所定のフレームフォ
ーマットのディジタル信号であり、一例を図２に示す。
受信信号には、図２（A）に示すように、ヌルと呼ばれ
るバーストの切れ目を表す信号とバーストが交互に現れ
る。
態についてさらに詳細に説明する。図１に示す実施の形
態では、前記周波数領域の等化器を、QPSK変調を用いた
広帯域移動体通信に適用した例である。周波数領域の等
化器に入力される受信信号I，Qは、所定のフレームフォ
ーマットのディジタル信号であり、一例を図２に示す。
受信信号には、図２（A）に示すように、ヌルと呼ばれ
るバーストの切れ目を表す信号とバーストが交互に現れ
る。
【００１４】各バーストは、図２（B）に示すように、M
個のブロックからなり、各ブロックはL個のシンボルか
ら構成されている。図２（A）に示す第１バーストは、
定められたシンボルからなるトレーニング信号であり、
図２（B）に示す続くM-１個のブロックは送信データか
ら構成されている。トレーニング信号は、伝搬路の推定
が行いやすいシンボル系列により構成する必要があり、
たとえば、インパルスが用いられる。
個のブロックからなり、各ブロックはL個のシンボルか
ら構成されている。図２（A）に示す第１バーストは、
定められたシンボルからなるトレーニング信号であり、
図２（B）に示す続くM-１個のブロックは送信データか
ら構成されている。トレーニング信号は、伝搬路の推定
が行いやすいシンボル系列により構成する必要があり、
たとえば、インパルスが用いられる。
【００１５】図１において、受信信号I、QはFFTブロッ
ク１に入力される。ここでFFTブロック１は時間波形I、
Qのスペクトラムを求める回路である。時間波形からス
ペクトラムを求めるには、たとえば、Radix-４ FFTアル
ゴリズムなどが用いられる。FFTブロック１の出力は、
周波数領域での周波数制御を行うAFCブロック２に入力
される。
ク１に入力される。ここでFFTブロック１は時間波形I、
Qのスペクトラムを求める回路である。時間波形からス
ペクトラムを求めるには、たとえば、Radix-４ FFTアル
ゴリズムなどが用いられる。FFTブロック１の出力は、
周波数領域での周波数制御を行うAFCブロック２に入力
される。
【００１６】AFCブロック２は、周波数誤差が存在する
場合、スペクトラムが中心周波数からシフトすることを
利用するAFCである。AFCブロック２の一実施の形態を図
３に示す。この図３に示すように、AFCブロック２は、
非対称検出手段９と、周波数誤差推定手段１０と、シフ
ト手段１１とから構成されている。
場合、スペクトラムが中心周波数からシフトすることを
利用するAFCである。AFCブロック２の一実施の形態を図
３に示す。この図３に示すように、AFCブロック２は、
非対称検出手段９と、周波数誤差推定手段１０と、シフ
ト手段１１とから構成されている。
【００１７】このうち、非対称検出手段９は、スペクト
ラムの非対称性を検出するブロックであり、絶対値計算
手段１２、非対称計算手段１３、加算器１４からなる。
絶対値計算手段１２は、複素スペクトラムの絶対値を算
出するブロックである。非対称計算手段１３は、周波数
誤差に起因するスペクトラムの非対称性を算出するブロ
ックであり、たとえば、累積加算により実現される。加
算器１４は、非対称計算手段１３の出力と加算器１４の
出力の標準値との差をとるブロックである。
ラムの非対称性を検出するブロックであり、絶対値計算
手段１２、非対称計算手段１３、加算器１４からなる。
絶対値計算手段１２は、複素スペクトラムの絶対値を算
出するブロックである。非対称計算手段１３は、周波数
誤差に起因するスペクトラムの非対称性を算出するブロ
ックであり、たとえば、累積加算により実現される。加
算器１４は、非対称計算手段１３の出力と加算器１４の
出力の標準値との差をとるブロックである。
【００１８】また、周波数誤差推定手段１０は、乗算器
１５と量子化手段１６とから構成されている。このうち
の乗算器１５は、加算器１４の出力に標準値を乗算す
る。量子化手段１６は、乗算器１５の出力をFFT１のポ
イント間隔で量子化する。さらに、シフト手段１１は、
量子化手段１６の出力を基に、スペクトラムのシフトを
行う。
１５と量子化手段１６とから構成されている。このうち
の乗算器１５は、加算器１４の出力に標準値を乗算す
る。量子化手段１６は、乗算器１５の出力をFFT１のポ
イント間隔で量子化する。さらに、シフト手段１１は、
量子化手段１６の出力を基に、スペクトラムのシフトを
行う。
【００１９】シフト手段１１の一実施の形態は図４のブ
ロック図に示されている。この図４に示すように、シフ
ト手段１１はメモリ１７とカウンタ１８とにより構成さ
れている。メモリ１７は、スペクトラムをFFT出力ポイ
ント順に記憶し、カウンタ１８により、アドレスΔfか
ら、メモリ１７の内容が出力される。
ロック図に示されている。この図４に示すように、シフ
ト手段１１はメモリ１７とカウンタ１８とにより構成さ
れている。メモリ１７は、スペクトラムをFFT出力ポイ
ント順に記憶し、カウンタ１８により、アドレスΔfか
ら、メモリ１７の内容が出力される。
【００２０】ここで、再び図１に戻って説明する。AFC
ブロック２により、周波数誤差を除去されたスペクトラ
ムは、伝搬路逆特性推定手段３および複素乗算器７にそ
れぞれ供給される。リファレンス生成手段４は、伝搬路
特性推定手段５、および正規化／複素共役手段６ととも
に伝搬路逆特性推定手段３を構成している。伝搬路逆特
性推定手段３は、トレーニング信号受信時のみ伝搬路推
定を行い、バーストの第２ブロック以降バースト終了時
までは、伝搬路特性として、トレーニング信号を用いて
推定した伝搬路特性を使用する。
ブロック２により、周波数誤差を除去されたスペクトラ
ムは、伝搬路逆特性推定手段３および複素乗算器７にそ
れぞれ供給される。リファレンス生成手段４は、伝搬路
特性推定手段５、および正規化／複素共役手段６ととも
に伝搬路逆特性推定手段３を構成している。伝搬路逆特
性推定手段３は、トレーニング信号受信時のみ伝搬路推
定を行い、バーストの第２ブロック以降バースト終了時
までは、伝搬路特性として、トレーニング信号を用いて
推定した伝搬路特性を使用する。
【００２１】リファレンス生成手段４は、伝搬路による
遅延歪みが存在しない場合に受信されるトレーニング信
号のスペクトラムを生成する回路であり、たとえば、RO
M（リード・オンリ・メモリ）により実現される。伝搬
路特性推定手段５は、FFTブロック１の出力とリファレ
ンス生成手段４の出力から伝搬路の伝達関数H（ω）を
推定するブロックであり、たとえば、複素割り算器によ
り実現される。正規化／複素共役手段６は、伝搬路特性
推定５により推定された伝搬路の伝達関数H（ω）の逆
特性を求めるブロックである。
遅延歪みが存在しない場合に受信されるトレーニング信
号のスペクトラムを生成する回路であり、たとえば、RO
M（リード・オンリ・メモリ）により実現される。伝搬
路特性推定手段５は、FFTブロック１の出力とリファレ
ンス生成手段４の出力から伝搬路の伝達関数H（ω）を
推定するブロックであり、たとえば、複素割り算器によ
り実現される。正規化／複素共役手段６は、伝搬路特性
推定５により推定された伝搬路の伝達関数H（ω）の逆
特性を求めるブロックである。
【００２２】図５は正規化／複素共役手段６の実施の形
態による構成を示すブロック図である。この図５に示す
ように、正規化／複素共役手段６は、正規化回路１９、
共役回路２０、ラッチ２１から構成されている。正規化
回路１９は、複素数ベクトルの正規化を行う回路であ
り、２乗回路２２，２３、SUM回路２４，２５、加算回
路２６から構成されている。
態による構成を示すブロック図である。この図５に示す
ように、正規化／複素共役手段６は、正規化回路１９、
共役回路２０、ラッチ２１から構成されている。正規化
回路１９は、複素数ベクトルの正規化を行う回路であ
り、２乗回路２２，２３、SUM回路２４，２５、加算回
路２６から構成されている。
【００２３】２乗回路２２，２３は正規化／複素共役手
段６の入力である複素数の実部、虚部をそれぞれ２乗す
る。SUM回路２４，２５は、それぞれ２乗回路２２，２
３の出力を累積を計算する。加算回路２６は、SUM回路
２４、２５で計算した加算値を合計することで、複素ベ
クトルの絶対値を算出する。割り算回路２７，２８は、
加算回路２６の出力値により実部、虚部を割り算し、正
規化を行う。
段６の入力である複素数の実部、虚部をそれぞれ２乗す
る。SUM回路２４，２５は、それぞれ２乗回路２２，２
３の出力を累積を計算する。加算回路２６は、SUM回路
２４、２５で計算した加算値を合計することで、複素ベ
クトルの絶対値を算出する。割り算回路２７，２８は、
加算回路２６の出力値により実部、虚部を割り算し、正
規化を行う。
【００２４】共役回路２０は、符号反転回路２９により
構成されており、この符号反転回路２９により虚部の符
号を反転し、複素共役を出力する。ラッチ２１は、トレ
ーニング信号受信中は、受信データから推定した伝搬路
の逆特性を出力し、第２バースト以降は、トレーニング
信号により推定した伝搬路の逆特性を周期的に出力す
る。これは、たとえば、フリップフロップとカウンタに
より構成できる。
構成されており、この符号反転回路２９により虚部の符
号を反転し、複素共役を出力する。ラッチ２１は、トレ
ーニング信号受信中は、受信データから推定した伝搬路
の逆特性を出力し、第２バースト以降は、トレーニング
信号により推定した伝搬路の逆特性を周期的に出力す
る。これは、たとえば、フリップフロップとカウンタに
より構成できる。
【００２５】ここで、再び図１に戻って説明する。複素
乗算器７は、FFTブロック１の出力である受信信号のス
ペクトラムと正規化／複素共役手段６の出力である伝搬
路の逆特性とが入力され、両者の乗算結果を出力する。
IFFTブロック８は、複素乗算器７から出力されたスペク
トラムを、時間波形I、Qに変換する。
乗算器７は、FFTブロック１の出力である受信信号のス
ペクトラムと正規化／複素共役手段６の出力である伝搬
路の逆特性とが入力され、両者の乗算結果を出力する。
IFFTブロック８は、複素乗算器７から出力されたスペク
トラムを、時間波形I、Qに変換する。
【００２６】次に、以上のように構成されたこの第１実
施の形態の動作について説明する。まず、周波数領域の
AFCの動作について説明する。以下FFTの出力ポイント数
を２Lとする。図６は、周波数誤差がない場合の受信信
号のスペクトラムA（実線）と、周波数誤差を含む受信
信号のスペクトラムB（破線）を模式的に示したもので
ある。周波数誤差があまり大きくない場合、スペクトラ
ムのシフトは比較的簡単な計算により算出することがで
きる。
施の形態の動作について説明する。まず、周波数領域の
AFCの動作について説明する。以下FFTの出力ポイント数
を２Lとする。図６は、周波数誤差がない場合の受信信
号のスペクトラムA（実線）と、周波数誤差を含む受信
信号のスペクトラムB（破線）を模式的に示したもので
ある。周波数誤差があまり大きくない場合、スペクトラ
ムのシフトは比較的簡単な計算により算出することがで
きる。
【００２７】これに関して、図６を用いて説明する。ス
ペクトラムは、周波数誤差に比例してスライドするた
め、低域Lポイントにおけるスペクトラムの面積の大小
が、周波数誤差の大小を表すことがわかる。したがっ
て、周波数誤差に起因するスペクトラムのシフトは、低
域Lポイントの累積加算により算出することができる。
ペクトラムは、周波数誤差に比例してスライドするた
め、低域Lポイントにおけるスペクトラムの面積の大小
が、周波数誤差の大小を表すことがわかる。したがっ
て、周波数誤差に起因するスペクトラムのシフトは、低
域Lポイントの累積加算により算出することができる。
【００２８】以下、図３を用いて、AFCブロック２の具
体的な動作の説明をする。FFTブロック１の出力である
スペクトラムは複素数であるため、絶対値計算手段１２
により、スペクトラムの振幅を求める。非対称計算手段
１３は、低域Lポイントの累積加算を行うブロックであ
り、出力は図６に示す受信スペクトラムAに模式的に示
したスペクトラムの面積を表す。加算器１４の入力であ
る標準値として、周波数誤差がない場合の累積加算の値
を使用すると、加算器１４の出力は、図６に模式的に表
される面積Ｃを表す。
体的な動作の説明をする。FFTブロック１の出力である
スペクトラムは複素数であるため、絶対値計算手段１２
により、スペクトラムの振幅を求める。非対称計算手段
１３は、低域Lポイントの累積加算を行うブロックであ
り、出力は図６に示す受信スペクトラムAに模式的に示
したスペクトラムの面積を表す。加算器１４の入力であ
る標準値として、周波数誤差がない場合の累積加算の値
を使用すると、加算器１４の出力は、図６に模式的に表
される面積Ｃを表す。
【００２９】周波数誤差推定手段１０の乗算器１５によ
り、周波数誤差のない場合におけるスペクトラムのDC値
Snomの逆数を乗算することにより、周波数誤差の値が算
出される。量子化手段１６は、乗算器１５の出力をFFT
１のポイント間隔で量子化する。シフト手段１１は、量
子化手段１６の出力を基に、シフトすることにより周波
数制御を行う。
り、周波数誤差のない場合におけるスペクトラムのDC値
Snomの逆数を乗算することにより、周波数誤差の値が算
出される。量子化手段１６は、乗算器１５の出力をFFT
１のポイント間隔で量子化する。シフト手段１１は、量
子化手段１６の出力を基に、シフトすることにより周波
数制御を行う。
【００３０】次に、図１におけるAFCブロック２以降の
動作を説明する。いま、トレーニング信号として、図７
に模式的に示すような、受信スペクトラムAの遅延歪み
が存在する信号が受信されたとする。この図７における
受信スペクトラム（A）では、遅延歪みによるノッチａ
を模式的に表現している。図７に模式的に示すように、
遅延歪みが存在しない場合のスペクトラムBをG（ω）と
すると、図７のスペクトラムAは、伝搬路の伝達関数H
（ω）を乗算したG（ω） H（ω）で表される。
動作を説明する。いま、トレーニング信号として、図７
に模式的に示すような、受信スペクトラムAの遅延歪み
が存在する信号が受信されたとする。この図７における
受信スペクトラム（A）では、遅延歪みによるノッチａ
を模式的に表現している。図７に模式的に示すように、
遅延歪みが存在しない場合のスペクトラムBをG（ω）と
すると、図７のスペクトラムAは、伝搬路の伝達関数H
（ω）を乗算したG（ω） H（ω）で表される。
【００３１】伝搬路逆特性推定手段３では、受信信号ス
ペクトラムG（ω） H（ω）にリファレンスの逆特性G
（ω）-1を乗算するため、伝搬路の伝達関数H（ω）お
よび正規化した伝搬路の逆特性H*（ω）／| H（ω）|2
が正しく推定される。この様子を図８に示す周波数対ス
ペクトラムの伝搬路特性C（実線で示す）、伝搬路逆特
性D（破線で示す）のように模式的に示す。
ペクトラムG（ω） H（ω）にリファレンスの逆特性G
（ω）-1を乗算するため、伝搬路の伝達関数H（ω）お
よび正規化した伝搬路の逆特性H*（ω）／| H（ω）|2
が正しく推定される。この様子を図８に示す周波数対ス
ペクトラムの伝搬路特性C（実線で示す）、伝搬路逆特
性D（破線で示す）のように模式的に示す。
【００３２】複素乗算器７では、FFTブロック１の出力
と、正規化／複素共役手段６の出力の乗算が行われるた
め、出力信号として次の［数１］に示すように算出され
る。
と、正規化／複素共役手段６の出力の乗算が行われるた
め、出力信号として次の［数１］に示すように算出され
る。
【００３３】
【数１】
【００３４】この出力信号は、遅延歪みが存在しない場
合のスペクトラムであり、等化器により遅延歪みが等化
されることが分かる。この様子を図７に模式的に示す。
図７に模式的に示されている遅延歪みによるノッチａ
が、等化器により等化されることがわかる。IFFTブロッ
ク８により、G（ω）の時間波形を求めることで、遅延
歪みが等化された時間波形が出力されることがわかる。
以上がトレーニング信号受信時の動作である。
合のスペクトラムであり、等化器により遅延歪みが等化
されることが分かる。この様子を図７に模式的に示す。
図７に模式的に示されている遅延歪みによるノッチａ
が、等化器により等化されることがわかる。IFFTブロッ
ク８により、G（ω）の時間波形を求めることで、遅延
歪みが等化された時間波形が出力されることがわかる。
以上がトレーニング信号受信時の動作である。
【００３５】次に、トレーニング信号以外のブロック受
信時の等化動作について説明する。伝搬路の時間変化は
バースト受信時間に比べ十分緩慢であると仮定すると、
第iブロックの受信スペクトラムはGi （ω） H（ω）で
表される。ここで、Gi （ω）は、遅延歪みが存在しな
い場合に受信される第iブロックのスペクトラムを表
す。第２ブロック以降の受信時は、正規化／複素共役手
段６の出力は固定値H*（ω）／| H（ω）|2である。
信時の等化動作について説明する。伝搬路の時間変化は
バースト受信時間に比べ十分緩慢であると仮定すると、
第iブロックの受信スペクトラムはGi （ω） H（ω）で
表される。ここで、Gi （ω）は、遅延歪みが存在しな
い場合に受信される第iブロックのスペクトラムを表
す。第２ブロック以降の受信時は、正規化／複素共役手
段６の出力は固定値H*（ω）／| H（ω）|2である。
【００３６】したがって、複素乗算器７の出力はGi
（ω）となり、トレーニング信号受信時同様、正しく等
化が行われることがわかる。以上から、この第１実施の
形態により、周波数領域において等化と周波数制御が一
括して行われる。
（ω）となり、トレーニング信号受信時同様、正しく等
化が行われることがわかる。以上から、この第１実施の
形態により、周波数領域において等化と周波数制御が一
括して行われる。
【００３７】なお、この発明は上記の第１実施の形態に
限定されるものではなく、たとえば、１６QAM変調など
の他の直交変調された信号を受信する装置にも適用する
ことができる。また、周波数領域のAFCも上記第１実施
の形態に限定されるものではなく、たとえば、図心を表
す周波数から周波数誤差を推定する方式などを用いるこ
とができる。
限定されるものではなく、たとえば、１６QAM変調など
の他の直交変調された信号を受信する装置にも適用する
ことができる。また、周波数領域のAFCも上記第１実施
の形態に限定されるものではなく、たとえば、図心を表
す周波数から周波数誤差を推定する方式などを用いるこ
とができる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、AFCを周波数領域で実現することにより、AFCを周波
数領域の等化器に取り込むことができ、別途時間領域の
AFCを用いる場合に比べ、回路規模の削減が可能とな
る。
ば、AFCを周波数領域で実現することにより、AFCを周波
数領域の等化器に取り込むことができ、別途時間領域の
AFCを用いる場合に比べ、回路規模の削減が可能とな
る。
【図１】この発明による等化器の第１実施の形態の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】この発明による等化器の第１実施の形態に適用
されるバースト信号のフレームフォーマットの一例を示
す説明図である。
されるバースト信号のフレームフォーマットの一例を示
す説明図である。
【図３】図１の等化器におけるAFCブロックの構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図４】図３のAFCブロックにおけるシフト手段の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】図１の等化器における正規化／復素共役手段の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図６】図１の等化器におけるAFCブロックの動作を説
明するための受信スペクトラムの模式図である。
明するための受信スペクトラムの模式図である。
【図７】図１における周波数領域の等化器の動作を説明
するための遅延歪みが存在する場合と遅延歪みが存在し
ない場合の周波数対スペクトラムの関係を示す模式図で
ある。
するための遅延歪みが存在する場合と遅延歪みが存在し
ない場合の周波数対スペクトラムの関係を示す模式図で
ある。
【図８】図１における周波数領域の等化器の動作を説明
するための伝搬路特性推定手段において伝搬路の伝達関
数と正規化した伝搬路の逆特性を正しく推定するための
模式図である。
するための伝搬路特性推定手段において伝搬路の伝達関
数と正規化した伝搬路の逆特性を正しく推定するための
模式図である。
１……FFTブロック、２……AFCブロック、３……伝搬路
逆特性推定手段、４……リファレンス生成手段、５……
伝搬路特性推定手段、６……正規化／復素共役手段、７
……復素乗算器、８……IFFTブロック、９……非対称検
出手段、１０……周波数誤差推定手段、１１……シフト
手段、１２……絶対値計算手段、１３……非対称計算手
段、１４……加算器、１５……乗算器、１６……量子化
手段、１７……メモリ、１８……カウンタ、１９……正
規化回路、２０……共役回路、２１……ラッチ、２２，
２３……２乗回路、２４……SUM回路、２５，２６……
加算回路、２７，２８……割り算回路、２９……反転回
路、ａ……ノッチ。
逆特性推定手段、４……リファレンス生成手段、５……
伝搬路特性推定手段、６……正規化／復素共役手段、７
……復素乗算器、８……IFFTブロック、９……非対称検
出手段、１０……周波数誤差推定手段、１１……シフト
手段、１２……絶対値計算手段、１３……非対称計算手
段、１４……加算器、１５……乗算器、１６……量子化
手段、１７……メモリ、１８……カウンタ、１９……正
規化回路、２０……共役回路、２１……ラッチ、２２，
２３……２乗回路、２４……SUM回路、２５，２６……
加算回路、２７，２８……割り算回路、２９……反転回
路、ａ……ノッチ。
Claims (16)
- 【請求項１】 所定のフレームフォーマットのディジタ
ル受信信号を入力するとスペクトラムに変換する高速フ
ーリエ変換器と、 上記スペクトラムから算出した複素素スペクトラムの絶
対値に周波数誤差に起因するスペクトラムの非対称性を
算出して標準値との差を求めるとともに、この差と標準
値との乗算結果を上記高速フーリエ変換器のポイント間
隔で量子化してスペクトラムのシフトを行うAFCブロッ
クと、 伝搬路による遅延歪みが存在しない場合に受信されるト
レーニング信号のスペクトラムと上記AFCブロックの出
力から伝搬路の伝達関数を推定してその逆特性を求める
伝搬路逆特性推定手段と、 上記AFCブロックから出力される受信信号のスペクトラ
ムと上記伝搬路逆特性推定手段の出力との乗算結果を出
力する複素乗算器と、 上記複素乗算器から出力されるスペクトラムを時間波形
に変換する高速逆フーリエ変換器と、 を備えることを特徴とする等化器。 - 【請求項２】 上記高速フーリエ変換器は、時間波形か
らスペクトラムを求める場合には、Radix−４FFTアルゴ
リズムを用いることを特徴とする請求項１記載の等化
器。 - 【請求項３】 上記AFCブロックは、周波数誤差が存在
する場合に、スペクトラムが中心周波数からシフトする
ことを利用することを特徴とする請求項１または２記載
の等化器。 - 【請求項４】 上記AFCブロックは、復素スペクトラム
の絶対値から周波数誤差に起因するスペクトラムの非対
称性を算出値と標準値との差を得る非対称検出手段と、
上記非対称検出手段で得られた上記差に標準値を乗算し
た結果を上記高速逆フーリエ変換器のポイント間隔で量
子化する周波数誤差推定手段と、上記周波数誤差推定手
段の出力を基にスペクトラムのシフトを行うシフト手段
とを備えることを特徴とする請求項１または２記載の等
化器。 - 【請求項５】 上記周波数誤差推定手段は、図心を表す
周波数から周波数を誤差を推定することを特徴とする請
求項４記載の等化器。 - 【請求項６】 上記非対称検出手段は、復素スペクトラ
ムの絶対値を算出する絶対値計算手段と、上記絶対値計
算手段で算出された復素スペクトラムの絶対値を入力し
て周波数誤差に起因するスペクトラムの非対称性を算出
する非対称計算手段と、上記非対称計算手段で算出され
たスペクトラムの非対称性と標準値とを加算する加算器
とを備えることを特徴とする請求項４記載の等化器。 - 【請求項７】 上記周波数誤差推定手段は、上記非対称
検出手段から得られたスペクトラムの非対称性と標準値
との乗算を行う乗算器と、上記乗算器の出力を上記高速
逆フーリェ変換変換器のポイント間隔で量子化する量子
化手段とを備えることを特徴とする請求項４記載の等化
器。 - 【請求項８】 上記シフト手段は、スペクトラムを上記
高速逆フーリエ変換器のポイント順に記憶するメモリ
と、上記メモリの所定のアドレスからメモリの内容を読
み出してカウントするカウンタとを備えることを特徴と
する請求項４乃至７に何れか１項記載の等化器。 - 【請求項９】 上記伝搬路逆特性推定手段は、伝搬路に
よる遅延歪みが存在しない場合に受信されるトレーング
信号のスペクトラムを生成するリファレンス生成手段
と、上記高速フーリェ変換器の出力と上記リファレンス
生成手段の出力とから伝搬路の遅延伝達関数を推定する
伝搬路特性推定手段と、上記伝搬路特性推定手段により
推定された伝搬路の伝達関数の逆特性を求める正規化／
復素共役手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至
８に何れか１項記載の等化器。 - 【請求項１０】 上記リファレンス生成手段は、ROMに
より構成されることを特徴とする請求項９記載の等化
器。 - 【請求項１１】 上記伝搬路特性推定手段は、復素割り
算器により構成されることを特徴とする請求項９または
１０記載の等化器。 - 【請求項１２】 上記正規化／復素共役手段は、復素数
の実部と虚部をそれぞれ２乗して累積計算後加算して復
素数ベクトルの絶対値を算出するとともに、複素数の実
部と虚部とをそれぞれこの復素数ベクトルの絶対値で割
り算することにより復素数の実部と虚部の正規化を行う
正規化回路と、上記正規化回路で正規化された虚部を反
転して複素共役を出力する共役回路と、トレーニング信
号受信中は受信データから推定した伝搬路の逆特性を出
力するとともに、第２バースト以降はトレーニング信号
により推定した伝搬路の逆特性を周期的に出力するラッ
チとを備えることを特徴とする請求項９、１０または１
１記載の等化器。 - 【請求項１３】 上記正規化回路は、複素スペクトルの
実部を２乗する第１の２乗回路と、上記複素スペクトル
の虚部を２乗する第１の２乗回路と、上記第１の２乗回
路の出力を累算する第１のSUM回路と、上記第２の２乗
回路の出力を累算する第２のSUM回路と、上記第１のSUM
回路と上記第２のSUM回路の累算値を加算して復素ベク
トルの絶対値を算出する加算回路と、上記復素数の実部
を上記加算回路で算出された復素数ベクトルの絶対値で
割り算して実部の正規化を行う第１の割り算回路と、上
記復素数の虚部を上記加算回路で算出された複素数ベク
トルの絶対値で割り算して虚部の正規化を行う第２の割
り算回路とを備えることを特徴とする請求項１２記載の
等化器。 - 【請求項１４】 上記共役回路は、上記正規化回路で正
規化された複素数の虚部の符号を反転して複素共役を出
力する符号反転回路により構成されることを特徴とする
請求項１２または１３記載の等化器。 - 【請求項１５】 上記ラッチは、フリップフロップとカ
ウンタにより構成されることを特徴とする請求項１２、
１３または１４記載の等化器。 - 【請求項１６】 上記受信信号は、１６QAM変調信号で
あることを特徴とする請求項１〜１５に何れか１項記載
の等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32917698A JP3250728B2 (ja) | 1998-11-19 | 1998-11-19 | 等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32917698A JP3250728B2 (ja) | 1998-11-19 | 1998-11-19 | 等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000156655A true JP2000156655A (ja) | 2000-06-06 |
| JP3250728B2 JP3250728B2 (ja) | 2002-01-28 |
Family
ID=18218507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32917698A Expired - Fee Related JP3250728B2 (ja) | 1998-11-19 | 1998-11-19 | 等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3250728B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002141888A (ja) * | 2000-11-02 | 2002-05-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 非対称無線通信方法 |
| WO2006006238A1 (ja) * | 2004-07-14 | 2006-01-19 | Fujitsu Limited | マルチキャリア受信方法及びマルチキャリア受信装置 |
| WO2006008793A1 (ja) * | 2004-07-16 | 2006-01-26 | Fujitsu Limited | シングルキャリア受信機における周波数領域イコライゼーション方法及び装置 |
| KR100824130B1 (ko) * | 2006-12-21 | 2008-04-21 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 싱글 캐리어 수신기에서의 주파수 영역 이퀄라이제이션방법 및 장치 |
-
1998
- 1998-11-19 JP JP32917698A patent/JP3250728B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002141888A (ja) * | 2000-11-02 | 2002-05-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 非対称無線通信方法 |
| WO2006006238A1 (ja) * | 2004-07-14 | 2006-01-19 | Fujitsu Limited | マルチキャリア受信方法及びマルチキャリア受信装置 |
| WO2006008793A1 (ja) * | 2004-07-16 | 2006-01-26 | Fujitsu Limited | シングルキャリア受信機における周波数領域イコライゼーション方法及び装置 |
| CN1973505B (zh) * | 2004-07-16 | 2010-12-08 | 富士通株式会社 | 单载波接收机中的频域均衡方法和装置 |
| US8050336B2 (en) | 2004-07-16 | 2011-11-01 | Fujitsu Limited | Frequency domain equalization method and apparatus for a single carrier receiver |
| KR100824130B1 (ko) * | 2006-12-21 | 2008-04-21 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 싱글 캐리어 수신기에서의 주파수 영역 이퀄라이제이션방법 및 장치 |
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|---|---|
| JP3250728B2 (ja) | 2002-01-28 |
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