CN1909389A - 乘法器和使用该乘法器的无线电通信设备 - Google Patents

Abstract

一种乘法器，包括：第一输入端，其接收已调制信号；三个第二输入端，其分别接收第一、第二和第三本地信号，所述第一、第二和第三本地信号彼此具有120°的相位差；乘法单元，其被配置成将所述已调制信号乘以所述第一、第二和第三本地信号中的每一个，并且输出第一、第二和第三相乘后的输出信号；以及三个输出端，从其中分别得到所述第一、第二和第三相乘后的输出信号。

Description

乘法器和使用该乘法器的无线电通信设备

技术领域

本发明涉及一种乘法器和使用该乘法器的无线电通信设备。

背景技术

在到2005年为止的无线电通信领域中，已经采用了许多用于相对于信号的幅度和相位来调制待发射的信号的系统。因此，通常，在发射机中使用正交调制器，而在接收机中使用正交解调器。

在普通的正交调制器中，例如如日本专利第3360912号中所述，两个乘法器将称作同相信号(称为I信号)和正交相位信号(称为Q信号)的两个调制信号与彼此有90°相位差的两个本地信号相乘。将来自乘法器的相乘后的输出信号组合，生成调制信号。假定I信号是I(t)，Q信号是Q(t)，并且两个本地信号是cosωt和sinωt，从正交调制器输出的调制信号由下列公式表示：

I(t)cosωt+Q(t)sinωt               (1)

另一方面，正交解调器执行与正交调制器相反的处理。也就是说，在普通的正交解调器中，例如如日本专利第3545615号中所述，两个乘法器将由公式(1)表示的调制信号乘以彼此有90°相位差的两个本地信号。结果是，从每个乘法器中获得由下列等式表示的相乘后的输出信号：

$\cos \mathrm{\ωt}(I\left(t\right)\cos \mathrm{\ωt}+Q\left(t\right)\sin \mathrm{\ωt})---\left(2\right);$

$=I\left(t\right)\frac{1+\cos 2\mathrm{\ωt}}{2}+Q\left(t\right)\frac{\sin 2\mathrm{\ωt}}{2}$

和

$\sin \mathrm{\ωt}(I\left(t\right)\cos \mathrm{\ωt}+Q\left(t\right)\sin \mathrm{\ωt})---\left(3\right)$

$=I\left(t\right)\frac{\sin 2\mathrm{\ωt}}{2}+Q\left(t\right)\frac{1-\cos 2\mathrm{\ωt}}{2}$

在使每个乘法器的相乘后的输出信号通过低通滤波器以消除高频分量之后，信号被以适当的增益放大以获得初始的I信号I(t)和Q信号Q(t)。

在实际的正交调制器和正交解调器中，通常在乘法器中使用双平衡混频器以便减少输出中所包含的不希望的信号。在这种情况下，在基带信号中，使用正信号和负信号被组合的差分型。

在常规的正交调制器和正交解调器中，需要分别使用与I信号和Q信号相对应的差分电路以避免不希望信号的输出。这增加了正交调制器和正交解调器所需的诸如晶体管、电阻器和电容器之类的模拟元件的数量。结果是，在无线电通信设备被集成在半导体电路上的情况下，正交调制器和正交解调器在半导体芯片上所占的面积增加。随着半导体精细加工技术的发展，每单位面积的半导体芯片的成本上涨。鉴于此，降低诸如正交调制器和正交解调器之类的单独功能元件所占据的面积就是一个重要的问题。

此外，由于在常规的正交调制器和正交解调器中使用与I信号和Q信号相对应的乘法器，因而I信号增益不一定符合Q信号增益。因此，产生了使通信质量变差的调制误差或解调误差。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种乘法器，包括：第一输入端，其接收已调制信号；三个第二输入端，其分别接收第一、第二和第三本地信号，所述第一、第二和第三本地信号彼此具有120°的相位差；乘法单元，其被配置成将已调制信号乘以所述第一、第二和第三本地信号中的每一个，并输出第一、第二和第三相乘后的输出信号；以及三个输出端，分别从其中得到所述第一、第二和第三相乘后的输出信号。

附图说明

图1是本发明第一实施例中的矢量乘法器的电路图；

图2是包括图1的矢量乘法器的解调器的电路图；

图3是本发明第二实施例中的矢量乘法器的电路图；

图4是二相至三相多相滤波器的电路图，该二相至三相多相滤波器是三相本地信号发生器的一个示例；

图5是三分频器的方框图，该三分频器是三相本地信号发生器的另一个示例；

图6是图5中所示的三稳态闩锁电路的电路图；

图7是本发明第三实施例中的无线电通信设备的接收侧(无线电接收机)的方框图；

图8是本发明第四实施例中的矢量乘法器的电路图；

图9是本发明第五实施例中的矢量乘法器的电路图；

图10是本发明第六实施例中的无线电通信设备的发射侧(无线电发射机)的方框图；

图11是本发明第七实施例中的无线电通信设备(无线电发射机/接收机)的方框图；以及

图12是供图11中所示的三相本地信号发生器中使用的三相振荡器的示例的电路图。

具体实施方式

在下文中将参照附图详细描述本发明的几个实施例。注意，由于在本发明的实施例中，乘法器能够处理矢量信号，即包含幅度和相位两者的信息的信号，所以乘法器将在下文中称为矢量乘法器。

(第一实施例)

图1示出了本发明第一实施例中的矢量乘法器。这个矢量乘法器具有：RF输入端10；LO输入端11、12和13；N型MOS(NMOS)晶体管M0、M1、M2和M3；负载电阻R1、R2和R3；以及输出端14、15和16。乘法单元包括：晶体管M0、M1、M2和M3以及负载电阻R1、R2和R3。

RF输入端10连接到晶体管M0的栅极端。晶体管M0的源极端连接到地GND。LO输入端11、12和13分别连接到晶体管M1、M2和M3的栅极端。晶体管M1、M2和M3的漏极端分别连接到输出端14、15和16。此外，晶体管M1、M2和M3的漏极端分别经由负载电阻R1、R2和R3连接到电源Vdd。晶体管M1、M2和M3的共源极端连接到晶体管M0的漏极端。

幅度或相位已被调制的射频(RF)频带的电压信号(称为RF信号)，被输入到RF输入端10。晶体管M1将RF信号转换成电流信号。分别将具有120°相位差的三个本地信号(下文中称为三相本地信号)输入到LO输入端11、12和13。三相本地信号可以是正弦信号或者具有1/3占空比的方波信号。

在把图1的矢量乘法器用作为解调器的情况下，将由下列公式表示的已调制信号作为RF信号输入到RF输入端10中：

I(t)cosωt+Q(t)sinωt                         (4)

其中I(t)表示同相信号(I信号)，Q(t)表示正交相位信号(Q信号)。

另一方面，将由下列公式表示的三相本地信号分别输入到本地输入端11、12和13。

$\left.\begin{array}{c}\cos \mathrm{\ωt}\\ \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})=\cos \mathrm{\ω}t\cos \frac{2}{3}\mathrm{\π}-\sin \mathrm{\ω}t\sin +\frac{2}{3}\mathrm{\π}\\ \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})=\cos \mathrm{\ω}t\cos \frac{2}{3}\mathrm{\π}+\sin \mathrm{\ω}t\sin +\frac{2}{3}\mathrm{\π}\end{array}\right\}---\left(5\right)$

图1的矢量乘法器将公式(4)的调制信号乘以公式(5)的三相本地信号。此时，从输出端14、15和16得到的相乘后的输出信号的本地频率分量由下列公式表示：

$\left.\begin{array}{c}\frac{I\left(t\right)}{2}\\ \frac{-I\left(t\right)}{4}-\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{4}\\ \frac{-I\left(t\right)}{4}+\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{4}\end{array}\right\}---\left(6\right)$

公式(6)表示来自于输出端14的相乘后的输出信号通过低通滤波器以产生I信号I(t)。对于Q信号Q(t)，在来自于输出端15和16的相乘后的输出信号通过低通滤波器之后，由模拟或数字电路构成的处理器执行下列计算以生成所述信号：

$(\frac{-I\left(t\right)}{4}+\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{4})-(\frac{-I\left(t\right)}{4}-\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{4})=\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{2}---\left(7\right)$

图2示出了其中使用了图1的矢量乘法器的解调器的示例。如图2所示，矢量乘法器的输出端14、15和16连接到低通滤波器17、18和19的输入。I信号是从低通滤波器17的输出中提取的。低通滤波器18和19的输出连接到处理器(在这个示例中，是减法器)20，且从减法器20的输出中提取Q信号。

在常规的正交解调器中，为I和Q信道分别使用乘法器。另一方面，本实施例的矢量乘法器具有三个本地输入端11、12和13以及三个输出端21、22和23。因此，矢量乘法器能够产生具有复数信息的信号，即I信号和Q信号。此外，常规的正交解调器需要对于I信道和Q信道将输入的调制信号发布到乘法器中的电路。另一方面，本实施例的矢量乘法器不需要这样的发布电路。这表明本实施例的乘法器在半导体芯片上所占的面积降低，并且所述解调器能够更加经济地实现。

此外，由于与I信道和Q信道分别使用乘法器的情况相比，在本实施例的矢量乘法器中存在更少的误差因素，比如I信号增益和Q信号增益之间的差，因而易于保证解调精确度。

如上所述，根据本发明的实施例，当使用具有120°相位差的三相本地信号时，单个乘法器能够处理复数信号(I信号和Q信号)。因此，在利用乘法器来实现无线电通信设备的解调器或调制器的情况下，能够减少电路元件的数量，并且能够节省半导体芯片上所占的面积。因此，有可能降低成本。由于本发明的实施例的乘法器为I信号和Q信号所共有，因而I信号增益与Q信号增益一致，并且误差因素更少。因此，易于保证解调和调制精确度。

(第二实施例)

图3示出了本发明第二实施例中的用于输入差分RF信号(已调制信号)的矢量乘法器。乘法器单元包括晶体管M0a、M0b、M1a、M1b、M2a、M2b、M3a和M3b以及负载电阻R1、R2和R3。RF输入端10A和10B连接到晶体管M0a和M0b的栅极端。晶体管M0a和M0b的源极端两者都连接到地GND。晶体管M1a和M1b的栅极端共同连接到输入端11。晶体管M2a和M2b的栅极端共同连接到输入端12。晶体管M3a和M3b的栅极端共同连接到输入端13。

晶体管M1a和M3b的漏极端共同连接到输出端14。晶体管M1a和M3b的漏极端进一步经公共负载电阻R1而连接到电源Vdd。晶体管M2a和M1b的漏极端连接到输出端15。晶体管M2a和M1b的漏极端进一步经公共负载电阻R2而连接到电源Vdd。晶体管M3a和M2b的漏极端连接到输出端16。晶体管M3a和M2b的漏极端进一步经公共负载电阻R3而连接到电源Vdd。晶体管M1a、M2a和M3a的共源极端连接到晶体管M0a的漏极端。晶体管M1b、M2b和M3b的共源极端连接到晶体管M0a的漏极端。

将差分RF信号的第一和第二极性信号输入到RF输入端10A和10B。分别由晶体管M0a和M0b将第一和第二极性信号转换成电流信号。流过晶体管M0a、M0b的电流信号由输入到本地输入端11、12和13并具有120°相位差的三相本地信号进行切换，从而频率转换。在三相本地信号中，使用具有1/3占空比的方波信号。因此，本地输入端11、12和13的电位依次随时间流逝而改变。

在此，晶体管M1a和M1b在输入端11的电位为高的周期内导通。因此，输出信号作为差分信号从连接到晶体管M1a和M1b的输出端14和15输出。同样，晶体管M2a和M2b在本地输入端12的电位为高的周期内导通。因此，输出信号作为差分信号从输出端15和16输出。晶体管M3a和M3b在本地输入端13的电位为高的周期内导通。因此，输出信号作为差分信号从输出端14和16输出。

如上所述，当用以输出差分输出信号的输出端被三相本地信号切换时，执行解调。图1中所示的矢量乘法器从在三个输出端之间切换的一个端输出单端信号。另一方面，在图2中，矢量乘法器从三个输出端的其中两个输出差分信号。

<三相本地信号发生器>

接下来，将描述三相本地信号发生器。图4示出了三相多相滤波器的示例，所述三相多相滤波器将差分输入信号转换成具有120°相位差的三相本地信号。在常规的正交解调器中，在生成本地信号时使用四相多相滤波器。所述四相多相滤波器将差分输入信号转换成具有90°相位差的四相本地信号。四相本地信号的每一个相位的本地信号都是由包含电阻器和电容器的串联电路产生的，并且是从该电阻器与电容器之间的连接点那里得到的。另一方面，如图4所示，代替四相多相滤波器中的电容器，在产生具有120°相位差的三相本地信号时使用包含电阻器和电容器的串联电路。

在图4中，来自于本地振荡器(未示出)的差分信号的初始本地信号被输入到输入端21和23之间与输入端22和23之间。将所输入的初始本地信号提供给第一级的三个串联电路中的每一个的相对端。串联电路中的每一个都包括两个电阻器和一个电容器。具有120°相位差的信号从每一个串联电路的两个电阻器之间的连接点被输出。将输出自第一级的三个串联电路的信号进一步提供给第二级的三个串联电路中的每一个的相对端。同样，每一个第二级串联电路都包括两个电阻器和一个电容器，并且分别从两个电阻器之间的连接点24、25和26输出具有120°相位差的本地信号。图4示出了两级多相电路的示例，并且可以用与四相多相滤波器中一样的方法利用多级连接来扩大具有更少误差的频率区域。

当照此使用多相滤波器时，就可以容易地利用现有的单相本地振荡器来产生三相本地信号。

图5示出了作为三相本地信号发生器的另一个示例的三分频器。一般而言，在常规的n分频器中使用二进制计数器。计数器对初始时钟信号进行计数。将计数器的输出值与分频比n相比较。在计数器的输出值大于n的情况下复位计数器。这实现了n分频。为了产生要施加到正交调制器/解调器的本地信号，即具有90°相位差的信号，利用二分频器或者四分频器来实现本地信号发生器。在二分频器或者四分频器中，在计数器的输出值大于n(2或4)的情况下，能够利用二进制计数器的重复周期来对其本身进行复位。这样就不需要用于产生复位脉冲的比较器了。

另一方面，需要用于利用分频器产生三相本地信号的三分频器。在这种情况下，复位脉冲需要利用比较器来产生，所述比较器将计数器的输出与分频比进行比较。当使用了复位脉冲时，按三相本地信号的脉宽来产生对应于复位脉冲的宽度(重置计数器所需的时间)的误差。为了产生诸如通过将时间轴划分成三个相等的部分而获得的三相本地信号之类的三个信号，用于产生三个信号的机制最好相同。

在图5的分频器中，代替双稳态闩锁电路而使用两个三稳定闩锁电路31和32，所述双稳态闩锁电路往往在数字电路中使用。在双稳态闩锁电路中，两个输出的其中一个表示高或低电平。另一方面，在三稳态闩锁电路中，三个输出中只有一个表示高电平，而两个输出表示低电平。或者，只有一个输出表示低电平，而两个输出表示高电平。

当把三稳态闩锁电路31设置在主设备侧上并且把三稳态闩锁电路32设置在从设备侧上时执行操作。三稳态闩锁电路31和32环状地彼此连接。也就是说，主设备侧上的三稳态闩锁电路31的三个输出被施加到从设备侧上的三稳态闩锁电路32的三个输入上。从设备侧上的三稳态闩锁电路32的三个输出被施加到主设备侧上的三稳态闩锁电路31的三个输入上。三相本地信号从从设备侧上的三稳态闩锁电路32的三个输出被输出。

当提供了具有三倍于本地信号频率f_LO的频率的时钟信号33时，三稳态闩锁电路31和32执行操作。当时钟信号33从高电平变为低电平时，主设备侧上的三稳态闩锁电路31的状态被拷贝到从设备侧上的三稳态闩锁电路32。相反，当时钟信号33从低电平变为高电平时，从设备侧上的三稳态闩锁电路32的状态被拷贝到主设备侧上的三稳态闩锁电路31。

在此，当如图5所示，使从设备侧上的三稳态闩锁电路32的三个输出移位一以便将所述输出反馈到主设备侧上的三稳态闩锁电路31的三个输入时，所述状态可能经历转换。在图中从上面来看，三稳态闩锁电路31和32中的每一个的三个输入是第一输入、第二输入和第三输入。在图中从上面来看，三稳态闩锁电路31和32中的每一个的三个输出是第一输出、第二输出和第三输出。此时，将三稳态闩锁电路31的第一输出、第二输出和第三输出分别提供给三稳态闩锁电路32的第一输入、第二输入和第三输入。另一方面，将三稳态闩锁电路32的第一输出、第二输出和第三输出分别提供给三稳态闩锁电路31的第二输入、第一输入和第三输入。

在这种情况下，三稳态闩锁电路31和32中的每一个在时钟信号33的每个周期都经历状态转换，并且三种状态反复转换。结果是，获得通过将时钟信号33划分成三个频率而获得的三相时钟信号以作为三稳态闩锁电路32的输出。

当照此利用三分频器来构成三相本地信号发生器时，与使用诸如多相滤波器之类的滤波器的情况相比，可以扩大具有更小相位误差的三相本地信号的频率区域。

图6是示出三稳态闩锁电路的示例的电路图。这是NAND型的三稳态闩锁电路的一个示例。作为NAND电路41、42和43，使用了时钟控制的NAND电路，所述NAND电路的输出当时钟信号具有低电平时显示高阻抗。将其它两个NAND电路的输出提供给NAND电路41、42和43的输入。作为输出缓冲器，使用如下电路，在该电路中将普通的反相器与受时钟信号33控制的时钟反相器进行组合。当如图6所示组合NAND电路41、42和43时，只有在三个输出中只有一个表示低电平的情况下才使三稳态闩锁电路进入稳定状态。相反，在用NOR电路代替NAND电路的情况下只有一个输出表示高电平。在三分频器中NAND或NOR电路都是可用的。还可以组合NAND和NOR。在这种情况下，可以从图6的输出缓冲器中省略掉一个反相器。

在图5中，已经描述了三分频器，但是可以容易地假定：所述分频器能够被扩展为具有三个或更多个奇数分频比的分频器。也就是说，使用具有三个或更多奇数稳定状态并且构成第一奇数稳态闩锁电路和第二奇数稳态闩锁电路以便稳定状态在输入参考时钟信号的每个周期循环地转变。这能够实现具有三个或更多奇数分频比的分频器。

(第三实施例)

图7是本发明第三实施例的无线电通信设备的接收侧(无线电接收机)的方框图。这个无线电接收机包括利用矢量乘法器实现的解调器。在高频滤波器52粗略选择信道之后，从接收RF信号的天线51输出的接收信号被输入到低噪声放大器53。将低噪声放大器53的输出信号输入到解调器54。

所述解调器54具有例如图1或3中所示的矢量乘法器55；和图5中所示的三分频器56。将其频率是接收信号频率三倍的本地信号作为图5中所示的时钟信号33输入到解调器54的三分频器56。直流电流周围的三相基带信号表现为来自于解调器54的输出信号。用与普通的直接变换接收机中一样的方法，由基带滤波器57选择性地从解调器54的输出信号中提取必要的频率分量。在由可变增益放大器58将基带滤波器57的输出信号放大成具有适合于模数转换的幅度的信号之后，将所述信号输入到模数转换器59。模数转换器59输出三相数字基带信号。在将三相数字基带信号转换成普通的I和Q二相数字基带信号之后，将所述信号发送到基带处理单元(未示出)，并且解码。

常规的直接变换接收机分别把I信号和Q信号作为差分信号进行处理，而图7的接收机把I信号和Q信号作为一组三相信号一起处理。在常规的直接变换接收机中，传输I信号和Q信号需要四条信号线。另一方面，在图7的无线电接收机中将必要的信号线减少为三条。随着必要的信号线的减少，电路所需的元件也减少。例如，通过简单的计算，基带滤波器57、可变增益放大器58和模数转换器59所需的元件被减少到3/4的元件。

如上所述，与常规的正交解调器相比，使用矢量乘法器的解调器54包括更少的元件。因此，所述解调器可以通过半导体芯片上小的占据面积得以实现。此外，在图7的无线电接收机中，如上所述，就可以减少布置在解调器54后面的基带滤波器57、可变增益放大器58和模数转换器59的元件数量。因此，所述接收机能够被集成在具有较小面积的半导体芯片上。不用说，半导体芯片的面积减小能够降低无线电通信设备的生产成本。

(第四实施例)

图8示出了本发明第四实施例中的矢量乘法器。这个矢量乘法器具有：调制输入端61、62和63；LO输入端64、65和66；NMOS晶体管M11、M12、M13、M14、M15和M16；电感器67；电容器68；以及输出端69。所述电感器67和电容器68形成负载电路。乘法单元由晶体管M11、M12、M13、M14、M15和M16以及负载电路构成。

调制输入端61、62和63分别连接到晶体管M11、M12和M13的栅极端。本地输入端64、65和66分别连接到晶体管M14、M15和M16的栅极端。晶体管M11级联到晶体管M14。晶体管M12同样地级联到晶体管M15，而晶体管M13级联到晶体管M16。晶体管M11、M12和M13的漏极端共同连接到负载电路，并且晶体管M14、M15和M16的源极端连接到地GND。输出端69连接到晶体管M11、M12和M13的漏极端与负载电路之间的公共连接点。

将电压信号的调制信号输入到调制输入端61、62和63。所述调制信号被晶体管M1转换成电流信号。分别将具有120°相位差的三相本地信号输入到LO输入端11、12和13。三相本地信号可以是正弦信号或具有1/3占空比的方波信号。

在将图8的矢量乘法器用作为调制器的情况下，由下列等式表示的调制信号被输入到调制输入端61、62和63。

$\left.\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ \frac{-I\left(t\right)}{2}-\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{2}\\ \frac{-I\left(t\right)}{2}+\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{2}\end{array}\right\}---\left(8\right)$

晶体管M11、M12和M13产生受等式(8)的调制信号控制的电流信号。

另一方面，由下列等式表示且具有120°相位差的三相本地信号分别被输入到本地输入端64、65和66。三相本地信号可以是正弦信号或具有1/3占空比的方波信号。

$\left.\begin{array}{c}\cos \mathrm{\&omega;t}\\ \cos (\mathrm{\&omega;t}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=\cos \mathrm{\&omega;}t\cos \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}-\sin \mathrm{\&omega;}t\sin +\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}\\ \cos (\mathrm{\&omega;t}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=\cos \mathrm{\&omega;}t\cos \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}+\sin \mathrm{\&omega;}t\sin +\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}\end{array}\right\}---\left(9\right)$

晶体管M14、M15和M16分别受公式(9)的三相本地信号的控制。在由电感器67和电容器68构成的负载电路中，增加电流信号作为分别输入到调制输入端61、62和63的公式(8)的正交调制信号与分别输入到本地输入端64、65和66的公式(9)的三相本地信号的乘积。因此，在负载电路的输出端69中，用与常规的正交调制器的输出信号中一样的方法，获得包含I信号I(t)和Q信号Q(t)且其幅度和相位已被调制并且由下列公式表示的调制信号。

$I\left(t\right)\cos \mathrm{\&omega;t}$

$+(\frac{-I\left(t\right)}{2}-\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{2})(\cos \mathrm{\&omega;}t\cos \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}-\sin \mathrm{\&omega;}t\sin +\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})$

$+(\frac{-I\left(t\right)}{2}-\frac{\sqrt{3}Q\left(t\right)}{2})(\cos \mathrm{\&omega;}t\cos \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}+\sin \mathrm{\&omega;}t\sin +\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})---\left(10\right)$

$=1.5I\left(t\right)\cos \mathrm{\&omega;t}+1.5Q\left(t\right)\sin \mathrm{\&omega;t}$

在将图8的矢量乘法器与图4中所示的三相多相滤波器或者使用图5中所示的三分频器的三相本地信号发生器相组合的情况下，图8的矢量乘法器能够处理本地信号，所述本地信号是单端信号或者是差分信号。

在常规的正交调制器中，使用分别对于I信道和Q信道的乘法器。另一方面，由于本实施例的矢量乘法器具有三个调制输入端61、62和63以及三个本地输入端64、65和66，因而幅度和相位两者能够利用单个乘法器来调制。因此，在本实施例的矢量乘法器中，减少了在半导体芯片上占据的面积，并且解调器能够更经济地被实现。

此外，在本实施例的矢量乘法器中，与I信道和Q信道分别使用乘法器的情况相比，存在诸如I信号增益和Q信号增益之间的差之类的较小的误差因素。因此，易于保证调制精确度。

(第五实施例)

图9示出了本发明第五实施例中的矢量乘法器。图8示出了单端输出型的矢量乘法器，而图9的矢量乘法器是差分输出型的。因此，本实施例中的乘法单元包括：用于获得具有第一极性的相乘后的输出信号的第一乘法单元，和用于获得具有第二极性的相乘后的输出信号的第二乘法单元。

第一和第二乘法单元类似于图8中所示的乘法单元。也就是说，第一乘法单元具有：NMOS晶体管M11a、M12a、M13a、M14a、M15a和M16a；以及形成负载电路的电感器67a和电容器68a。第二乘法单元具有：NMOS晶体管M11b、M12b、M13b、M14b、M15b和M16b；以及形成负载电路的电感器67b和电容器68b。输出端69a连接到晶体管M14a、M15a和M16a的漏极端与电感器67a和电容器68a的负载电路之间的连接点，并且输出端69b连接到晶体管M14b、M15b和M16b的漏极端与电感器67b和电容器68b的负载电路之间的连接点。

调制输入端61连接到晶体管M11a和M12b的栅极端，调制输入端62连接到晶体管M12a和M13b的栅极端，并且调制输入端63连接到晶体管M13a和M11b的栅极端。本地输入端64连接到晶体管M14a和M14b的栅极端，本地输入端65连接到晶体管M15a和M15b的栅极端，并且本地输入端66连接到晶体管M16a和M16b的栅极端。

通过这种方式，第一和第二乘法单元中的每一个将输入到调制输入端61、62和63的调制信号乘以输入到LO输入端64、65和66的三相本地信号，但是作为乘法对象的调制信号和本地信号的组合与第一和第二乘法单元不同。

根据这种结构，图9的矢量乘法器在三个输入调制信号当中提取两个信号之间的差分分量作为来自于输出端69a和69b的高频差分信号，而图8的矢量乘法器根据三相本地信号选择性地将三个输入调制信号的其中一个输出到负载电路。

作为用于接收调制器的输出信号的后续级电路的输入系统，考虑了单端输入和差分输入。图8的矢量乘法器适合于后续级电路具有单端输入的情况，而图9的矢量乘法器适合于具有单端输入的电路。用与图8的调制器中一样的方法，即使在三相本地信号是差分信号的情况下，图9的调制器也能够与图4中所示的多相滤波器或图5中所示的分频器相组合以实现调制器。

(第六实施例)

图10是本发明第六实施例中的无线电通信设备的发射侧的方框图，即无线电发射机。所述发射机包括使用图8或9中所示的矢量乘法器实现的调制器。所输入的三相数字调制信号70被数模转换器71分别转换成模拟信号(模拟调制信号)。在利用基带滤波器72(例如，低通滤波器)从输出自数模转换器71的模拟调制信号中消除高通侧不希望的信号分量之后，将所述信号输入到调制器73。

调制器73具有图8或9中所示的矢量乘法器74和图5中所示的三分频器75。三分频器75将参考本地信号转换成三相本地信号以将所述信号提供到矢量乘法器74，所述三相本地信号是具有120°的相位差的方波信号。矢量乘法器74执行将来自于基带滤波器72的三相模拟调制信号乘以来自于三分频器75的三相本地信号的复数乘法，并输出已正交调制的信号。利用高频滤波器(例如，带通滤波器)76将高次谐波分量从输出自调制器73的已调制信号中去除。在高频滤波器76的输出信号被功率放大器77放大到必要的功率之后，将所述信号提供给天线78。然后，天线78发射RF信号。

由于调制器73使用矢量乘法器74，所以与使用常规正交调制器的情况相比，电路元件的数量较少，并且能够容易地获得高的调制精确度。此外，在常规正交调制器中，当I信号和Q信号都是差分信号时，需要四相信号。另一方面，由于矢量乘法器74使用三相信号，所以特别能够减少前级基带滤波器72的电路元件，并且所述电路能够被经济地实现。

(第七实施例)

图11是本发明第七实施例中的无线电通信设备(无线电发射机/接收机)的方框图。所述设备包括分别使用矢量乘法器的解调器和调制器。下面将描述接收侧。在高频滤波器102(例如，带通滤波器)粗略地选择信道之后，将天线101接收RF信号所获得的接收信号输入到低噪声放大器103。

将低噪声放大器103的输出信号输入到图1或3中所示的矢量乘法器104。将三相本地信号从三相本地信号发生器105提供到矢量乘法器104。矢量乘法器104和三相本地信号发生器105构成解调器，并且直流电流周围的三相基带信号表现为来自于矢量乘法器104的输出。

用与普通的直接变换接收机中一样的方法，利用基带滤波器106(例如，低通滤波器)选择性地从矢量乘法器104的输出信号提取必要的频率分量。在利用可变增益放大器107将基带滤波器106的输出信号放大成具有适合于模数转换的幅度的信号之后，将所述信号输入到模数转换器108。模数转换器108输出三相数字基带信号。

利用三相至二相转换器109将三相数字基带信号转换成二相信号，即普通的I和Q二相数字基带信号。三相至二相转换器109将所输入的三相数字基带信号v₁₀、v₁₁和v₁₂转换成由等式(11)表示的二相数字基带信号I₁和Q₁。

$\left(\begin{array}{c}{I}_1\\ Q_1\end{array}\right)=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{10}\\ v_{11}\\ v_{12}\end{array}\right]---\left(11\right)$

将所述二相数字基带信号发送到基带处理单元110。基带处理单元110解码所述二相数字基带信号以获得接收数据121。

接下来，将描述发射侧。基带处理单元110输入根据发射数据122产生的I和Q二相数字基带信号。利用二相至三相转换器111将所述二相数字基带信号转换成三相数字基带信号。二相至三相转换器111将所输入的二相数字基带信号I₂和Q₂转换成例如由等式(12)表示的三相数字基带信号v₂₀、v₂₁和v₂₂。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{20}\\ v_{21}\\ v_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{I}_2\\ Q_2\end{array}\right)---\left(12\right)$

利用数模转换器112将所述三相数字基带信号转换成模拟信号(模拟调制信号)。

在利用基带滤波器113(例如，低通滤波器)从输出自数模转换器112的模拟调制信号中去除高通侧不希望的分量之后，所述信号进一步被可变增益放大器114放大到适当的幅度。尔后，将所述信号输入到图8或9中所示的矢量乘法器115。将三相本地信号从三相本地信号发生器105提供到矢量乘法器115。矢量乘法器115和三相本地信号发生器105构成调制器。矢量乘法器115输出高频已调制信号。

利用高频滤波器(例如，带通滤波器)116将高次谐波分量从输出自矢量乘法器115的已调制信号中消除。在高频滤波器116的输出信号被功率放大器117放大到必要的功率之后，将所述信号提供给天线101。然后，天线101发射RF信号。

三相本地信号发生器105可以是图4中所示的多相滤波器或图5中所示的三分频器，但是也可以使用例如图12中所示的三相振荡器。在图12的三相振荡器中，NMOS晶体管M21、M22和M23彼此级联，并且末级的晶体管M23的输出被反馈到初级的晶体管M21的输入。电流源CS连接到晶体管M21、M22和M23的共源极端。

晶体管M21、M22和M23的漏极端分别连接到包括电感器L21和电容器C21的负载电路、包括电感器L22和电容器C22的负载电路、以及包括电感器L23和电容器C23的负载电路。三相本地信号从晶体管M21、M22和M23的漏极端被输出。

当利用图12的三相振荡器准备压控振荡器(VCO)并且用与普通的单相振荡器一样的方法利用锁相环(PLL)来控制VCO的振荡频率时，有可能获得具有更精确频率的三相本地信号。

当通过这种方式在发射侧上的解调器中和接收侧上的调制器中使用矢量乘法器时，与包括每一个都具有两个乘法器的正交调制器和正交解调器的常规无线电通信设备相比，能够减少电路元件的数量，并且能够以更低成本提供具有等效功能的无线电通信设备。此外，当在三相本地信号发生器中使用三相振荡器时，不需要分频器等，并且能够进一步实现小型化和成本降低。

上面已经描述了供无线电通信设备中使用的矢量乘法器，但是本发明实施例的矢量乘法器不仅适用于无线电通信而且适用于电缆通信领域或者执行其他模拟信号处理领域中的解调、调制或频率转换的其他应用。

对于本领域的技术人员来说将容易想到其他的优点和修改。因此，本发明在其较宽方面并不局限于这里所示和所描述的细节和代表性的实施例。因此，在不脱离由所附权利要求及其等效内容所限定的广义发明构思的精神或范围的情况下可以做出各种修改。

Claims (18)

1、一种乘法器，包括：

第一输入端，其接收已调制信号；

三个第二输入端，其分别接收第一、第二和第三本地信号，所述第一、第二和第三本地信号彼此具有120°的相位差；

乘法单元，其被配置成将所述已调制信号乘以所述第一、第二和第三本地信号中的每一个，并输出第一、第二和第三相乘后的输出信号；以及

三个输出端，从其中分别得到所述第一、第二和第三相乘后的输出信号。

2、根据权利要求1所述的乘法器，其中所述乘法单元包括：

第一晶体管，其受所述已调制信号控制；

三个第二晶体管，其级联到所述第一晶体管并且分别受所述第一、第二和第三本地信号控制；以及

三个负载，其分别连接到所述第二晶体管，并且其中

所述三个输出端分别连接到所述第二晶体管与所述负载之间的多个连接点。

3、根据权利要求1所述的乘法器，还包括本地信号发生器，其包括接收参考本地信号以产生所述第一、第二和第三本地信号的多相滤波器。

4、根据权利要求1所述的乘法器，还包括本地信号发生器，其包括第一闩锁电路和第二闩锁电路，所述第一闩锁电路和第二闩锁电路中的每一个都被配置成在输入参考时钟信号的每个周期循环地转变三个稳定状态以产生所述第一、第二和第三本地信号。

5、一种乘法器，包括：

第一输入端，其接收第一极性信号与第二极性信号之间的差分分量的已调制信号；

三个第二输入端，其分别接收第一、第二和第三本地信号，所述第一、第二和第三本地信号彼此具有120°的相位差；

乘法单元，其被配置成将所述第一极性信号乘以所述第一、第二和第三本地信号中的每一个并且将所述第二极性信号乘以所述第一、第二和第三本地信号中的每一个，以产生第一、第二和第三相乘后的输出信号；以及

三个输出端，分别从其中得到所述第一、第二和第三相乘后的输出信号。

6、根据权利要求5所述的乘法器，其中所述乘法单元包括：

第一晶体管，其受所述第一极性信号控制；

第二晶体管，其受所述第二极性信号控制；

三个第三晶体管，其级联到所述第一晶体管并且受所述第一、第二和第三本地信号中的每一个控制；

三个第四晶体管，其级联到所述第二晶体管并且受所述第一、第二和第三本地信号中的每一个控制；以及

三个负载，其公共连接到所述第三晶体管和所述第四晶体管，并且其中

所述三个输出端分别连接到所述第三和第四晶体管与所述负载之间的多个连接点。

7、根据权利要求5所述的乘法器，还包括：

本地信号发生器，其包括接收参考本地信号以产生所述第一、第二和第三本地信号的多相滤波器。

8、根据权利要求5所述的乘法器，还包括：

本地信号发生器，其包括第一三稳态闩锁电路和第二三稳态闩锁电路，所述第一三稳态闩锁电路和第二三稳态闩锁电路中的每一个都具有三个稳定状态并且被配置成在输入参考时钟信号的每个周期循环地转变所述稳定状态以产生所述第一、第二和第三本地信号。

9、一种乘法器，包括：

三个第一输入端，其分别接收第一、第二和第三调制信号；

三个第二输入端，其分别接收第一、第二和第三本地信号，所述第一、第二和第三本地信号彼此具有120°的相位差；

至少一个乘法单元，其被配置成将所述第一、第二和第三调制信号分别乘以所述第一、第二和第三本地信号以产生至少一个相乘后的输出信号；以及

至少一个输出端，从其中得到所述相乘后的输出信号。

10、根据权利要求9所述的乘法器，其中所述乘法单元包括：

三个第一晶体管，其分别受所述第一、第二和第三调制信号控制；

三个第二晶体管，其级联到所述第一晶体管并且分别受所述第一、第二和第三本地信号控制；以及

负载，其公共连接到所述第一晶体管，并且其中

所述输出端连接到所述第一晶体管与所述负载之间的公共连接点。

11、根据权利要求9所述的乘法器，其中所述乘法单元包括：第一乘法单元，其被配置成产生具有第一极性的第一相乘后的输出信号；以及第二乘法单元，其被配置成产生具有第二极性的第二相乘后的输出信号，并且所述输出端包括从其中得到所述第一相乘后的输出信号的第一输出端和从其中得到所述第二相乘后的输出信号的第二输出端。

12、根据权利要求9所述的乘法器，其中所述第一和第二乘法单元中的每一个包括：

三个第一晶体管，其分别受所述第一、第二和第三调制信号控制；

三个第二晶体管，其级联到所述第一晶体管并且分别受所述第一、第二和第三本地信号控制；以及

负载，其公共连接到所述第一晶体管，并且其中

所述第一输出端连接到所述第一和第二乘法单元中的每一个的第一晶体管与所述负载之间的公共连接点。

13、根据权利要求9所述的乘法器，还包括：

本地信号发生器，其包括接收参考本地信号以产生所述第一、第二和第三本地信号的多相滤波器。

14、根据权利要求9所述的乘法器，还包括：

本地信号发生器，其包括第一闩锁电路和第二闩锁电路，所述第一闩锁电路和第二闩锁电路中的每一个都被配置成在输入参考时钟信号的每个周期循环地转变三个稳定状态以产生所述第一、第二和第三本地信号。

15、一种无线电通信设备，包括：

接收单元，其被配置成接收已调制信号；

包括根据权利要求1所述的乘法器和本地信号发生器的解调器，所述本地信号发生器产生第一、第二和第三本地信号，所述解调器被配置成输出通过解调来自所述乘法器的所述已调制信号而获得的基带信号；以及

解码单元，其解码所述基带信号。

16、一种无线电通信设备，包括：

接收单元，其被配置成接收已调制信号；

包括根据权利要求5所述的乘法器和本地信号发生器的解调器，所述本地信号发生器产生第一、第二和第三本地信号，所述解调器解调来自所述乘法器的所述已调制信号以输出基带信号；以及

解码单元，其解码所述基带信号。

17、一种无线电通信设备，包括：

发生器，其产生调制信号；

包括根据权利要求9所述的乘法器和本地信号发生器的调制器，所述本地信号发生器产生第一、第二和第三本地信号，所述调制器调制来自所述乘法器的所述调制信号以输出已调制信号；以及

发射单元，其发射所述已调制信号。

18、一种分频器，其包括第一和第二奇数电路，所述第一和第二奇数电路中的每一个都被配置成在输入时钟信号的每个周期循环地转变三个或更多奇数稳定状态。

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