CN1639963A - 混频电路 - Google Patents

混频电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1639963A
CN1639963A CN02829356.8A CN02829356A CN1639963A CN 1639963 A CN1639963 A CN 1639963A CN 02829356 A CN02829356 A CN 02829356A CN 1639963 A CN1639963 A CN 1639963A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
mentioned
circuit
transistor
sine wave
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN02829356.8A
Other languages
English (en)
Inventor
前田宪一
伊东健治
上马弘敬
生岛贵之
高桥贵纪
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN1639963A publication Critical patent/CN1639963A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1475—Subharmonic mixer arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0011—Diodes
    • H03D2200/0013—Diodes connected in a ring configuration

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

本发明提供混频电路。在将对象信号和本地振荡信号混合并进行对象信号的频率变换的混频电路中，由于使用伪正弦波作为本地振荡信号，即使是本地振荡信号的振幅改变，也可以得到进行稳定动作的混频电路。

Description

混频电路
技术领域
本发明涉及混频电路，特别涉及在移动体通信中使用的偶数高次谐波混频器。
背景技术
在使用便携式电话及电视等的无线频率信号进行传送的装置中，在对从天线接收到的无线频率信号(以下称其为RF信号)原封不动地进行放大和调制时，在电路内会引起振荡而不稳定。另一方面，由于中频信号(以下称其为IF信号)不能向空中传输，调制等较容易，不会引起振荡，在收发之际，可以使用将信号的频率变换为中频及无线频率的混频器。
通常的混频器，是利用通过同时向将具有晶体管及二极管的非线性特性的元件供给具有正弦波等周期波形的本地振荡信号(localoscillation signal)(以下称其为LO信号)而产生各种频率的信号的器件。
图8是示出在收发机中的混频器的作用的示图，比如示出超外差式的收发机。13是本地振荡信号发生电路(以下称其为LO信号发生电路)，20是混频器，21是天线，22是放大器，23是调制解调器。
在接收动作时，当由天线21接收RF信号时，在放大器22中无线频率信号受到放大并输出到混频器20。在混频器20中，所输入的RF信号和在本地振荡信号发生电路13中发生的正弦波的LO信号输入到由具有非线性特性的元件构成的电路，发生的IF信号输出到调制解调器23。
在发射动作时，经调制解调器23调制的声音等的IF信号输入到混频器20。在混频器20中，在LO信号发生电路13中发生的正弦波的LO信号和IF信号混合，所得到的RF信号由放大器22放大并经天线21发送到空中。
在此，作为混频器的一例，有近年来在便携式电话中使用的偶数高次谐波混频器。偶数高次谐波混频器，如下所述，在应用于发射机时，寄生低，并且由于LO频率与以通常的基波动作的混频器相比可以为其一半，适用于毫米波等高频波动作。
图9，比如，是2001年日本电子情报通信学会电子学学会大会预印稿集C-2-6(p.30)示出的现有的偶数高次谐波混频电路的示意图。在图中，1a是输入本地振荡波信号(以下称其为LO信号)的本地振荡波信号输入端子，2a是输入高频信号(以下称其为RF信号)的高频信号输入端子，3a是输出信号端子，4a是分波电路，4c是包含在分波电路4a中的带通滤波器，4d是包含在分波电路4a中的高通滤波器，4e是包含在分波电路4a中的低通滤波器，5a、5b是混频二极管，6a是逆并联二极管对，7是本地振荡信号发生电路。
下面对图9的电路动作予以说明。图9示出的是用作从无线频率变换为中频的降频变频器的情况。输入到RF信号输入端子2a的RF信号(频率为fin)及输入到LO信号输入端子1a的LO信号(频率fp)，经分波电路4a输入到逆并联二极管对6a。其中，本地振荡信号发生电路7产生正弦波振荡作为LO信号。
逆并联二极管对6a，是由极性相反的两个混频二极管5a、5b并联构成的。在此混频二极管5a中，在施加LO信号的每一个周期的正电压v时流过电流i，并且在此混频二极管5b中，在施加LO信号的正电压v的半周期后施加负电压时流过电流i，如图10所示，每半周期混频二极管5a和5b交互接通而流过电流i。其结果，在逆并联二极管对6a中每半周期流过反相位的LO电流，二极管的正向导电率g＝di/dv因电流i的瞬时值而非线性地变化，如图11所示，每个半周期导电率升高。因此，LO电流的高次谐波只存在奇数次分量，导电率的高次谐波只存在偶数次分量。此处，当在LO信号上叠加RF信号时，RF信号由于导电率g的非线性而发生畸变，产生各种频率分量，其中fin-2fp的频率强烈地发生。
所以，在适用于接收用的偶数高次谐波混频器中，如图12所示，输入的RF信号可以和LO信号的二倍波(2fp)混合。因此，由于与利用基波动作的混频器相比较，可以以一半fp使之动作，此偶数高次谐波混频器适用于微波的收发。
另外，如图12所示，作为接近RF信号的寄生的2LO波(2fp)，在逆并联二极管对6a的内部受到抑制而变成低寄生。此抑制量，由两个混频二极管5a、5b的平衡决定，特性差越小，就越可以抑制LO信号的偶数次高次谐波、导电率的奇数高次谐波。因此，与通常的平衡形的混频器相比较，可进行很高程度的抑制。顺便指出，微波的这一抑制，在通常的基波动作的混频器中为25dB左右，而在偶数高次谐波混频器中可以达到50dB至60dB程度的抑制。
如上所述，在现有的混频电路中，使用正弦波作为LO信号。然而，由于半导体工艺过程的偏差等的原因，有时本地振荡信号发生电路13只以比规定的振幅大或小的振幅发生正弦波。于是，在设想以规定的振幅动作的混频器中，根据该振幅的偏离如图13(a)所示，在LO信号的1周期中，进行混频的时间的比率(以下称其为混频时间)的变化如图13(b)所示。如果是图9所示的偶数高次谐波混频器的场合，混频通断特性取决于二极管驱动电压。
图14是表示在LO信号是正弦波时对振幅的变换增益的依赖性的曲线。如图14所示，存在在外部输入的LO信号以制造时的装置特性的偏差使振幅变化时，混频器的变换增益变大，不能进行稳定的电路动作的问题。
发明内容
本发明系为解决上述问题而完成的发明，其目的在于提供一种消灭取决于LO信号的振幅的混频时间的变化，抑制混频器的变换增益对LO信号的振幅的依赖的偶数高次谐波混频电路。
本发明是一种混频电路，其特征在于其构成包括由自外部输入的具有一定周期的脉冲信号或正弦波合成并输出伪正弦波的信号合成电路；以及将来自上述本地振荡信号合成电路的输出信号和自外部输入的对象信号混合进行频率变换输出的混频器单元。
附图说明
图1为示出本发明的实施方式1的偶数高次谐波混频器的电路构成的示图。
图2的(a)为示出输入到本发明的实施方式1的偶数高次谐波混频器的第1脉冲信号的波形的示图，而(b)为示出输入到本发明的实施方式1的偶数高次谐波混频器的第2脉冲信号的波形的示图，(c)为示出利用本发明的实施方式1的偶数高次谐波混频器的加法电路合成的本地振荡信号的波形的示图。
图3的(a)为示出本发明的偶数高次谐波混频器的本地振荡信号的振幅变化的情况的示图，(b)为示出由于本发明的偶数高次谐波混频器的本地振荡信号的振幅变化使混频时间不变化的示图。
图4为示出本发明的实施方式1的偶数高次谐波混频器的变换增益的本地振荡信号与振幅的关系的示图。
图5为示出本发明的实施方式2的偶数高次谐波混频器的电路构成的示图。
图6的(a)为示出输入到本发明的实施方式2的偶数高次谐波混频器的第1脉冲信号的波形的示图，(b)为示出输入到本发明的实施方式2的偶数高次谐波混频器的第2脉冲信号的波形的示图，(c)为示出利用本发明的实施方式2的偶数高次谐波混频器的加法电路合成的第1本地振荡信号的波形的示图，(d)为示出输入到本发明的实施方式2的偶数高次谐波混频器的第3脉冲信号的波形的示图，(e)为示出输入到本发明的实施方式2的偶数高次谐波混频器的第4脉冲信号的波形的示图，(f)为示出利用本发明的实施方式2的偶数高次谐波混频器的加法电路合成的第2本地振荡信号的波形的示图。
图7为示出本发明的实施方式3的偶数高次谐波混频器的电路构成的示图。
图8为示出超外差式的收发机的构成的框图。
图9为示出现有的偶数高次谐波混频器的电路构成的示图。
图10为示出在逆并联二极管对中流过的电流随周期的变化的示图。
图11为示出逆并联二极管对的导电性与LO周期的关系的示图。
图12为示出在偶数高次谐波混频器中发生的信号的频率分量的示图。
图13的(a)为示出现有的本地振荡信号的波形的示图，(b)为示出现有的本地振荡信号的振幅变化引起的混频时间的变化的示图。
图14为示出现有的偶数高次谐波混频器的变换增益的本地振荡信号依存于振幅的示图。
具体实施方式
实施方式1
本发明的实施方式，由于作为本地振荡信号使用了在具有至少大于等于一个电压电平之上的凸形的矩形形状的波形和在具有比至少大于等于一个上述电压电平低位的电压电平之下的凸形的矩形形状的波形交互反复的周期信号(以下称其为伪正弦波)，对进行不取决于本地振荡信号的振幅变化的稳定的动作的混频器进行说明。其中伪正弦波的电压电平为正为负均可。
图1为示出本发明的实施方式1的偶数高次谐波混频器的一个实施例的示意图。在图中，1a是LO信号输入端子，2a是RF信号输入端子，3a是IF信号输出端子，4a是分波电路，4c是带通滤波器，4d是高通滤波器，4e是低通滤波器，5a、5b是混频二极管，6a是逆并联二极管对，11a、11b是加法电路LO信号输入端子，12a是加法电路，14是脉冲信号发生器，15是延时电路，20是由分波电路4a和逆并联二极管对6a组成的偶数高次谐波混频器。
下面对动作予以说明。在加法电路LO信号输入端子11a及11b上，如图2的(a)、(b)所示，输入由脉冲信号发生器14发生并且其中一个由延时电路15延迟了约1/4周期的两个脉冲信号。在加法电路12a中，将此2波相加，如图2(c)所示，生成具有3个电压值混频占空比为50％的伪正弦波。此脉冲信号发生器14，比如，在将涉及本发明申请的混频器20应用于便携式电话时，如果是发生与混频器20的外部相连接的时钟脉冲等周期的矩形波的数字电路的话，可以原封不动地使用。
逆并联二极管对6a，是由极性相反的两个混频二极管5a、5b并联构成的，比如，在图1的偶数高次谐波混频器的场合，通过将从RF信号输入端子2a和LO信号输入端子1a所输入的RF信号及LO信号经由分波电路4a施加到此逆并联二极管对6a上，可作为从IF输出信号端子3a经该分波电路4a的低通滤波器4e取出IF信号的降频变频器动作。
在使偶数高次谐波混频器作为降频变频器动作的场合，在LO信号输入端子1a上输入如图2(c)所示的具有3个电压值混频占空比为50％的伪正弦波时，在每半周期逆并联二极管对6a的混频二极管5a和5b交互接通而有电流流过。通过重复此动作使RF信号和LO信号混合，就在逆并联二极管对6a的两端上生成以下频率的混合波。
fout＝fRF-2mfLO
其中m是整数。
将具有这些多个频率的混合波利用分波电路4a进行分波，比如，得到fIF＝fRF-2fLO的输出。分波电路4a，比如，是在RF信号输入侧设置带通滤波器4c并且在IF信号输出侧设置低通滤波器4e的构成。
图3(a)为示出本发明的偶数高次谐波混频器的本地振荡信号的振幅变化的情况的示图，(b)为示出由于本发明的偶数高次谐波混频器的本地振荡信号的振幅变化使混频时间不变化的示图。如图3(a)、(b)所示，通过将具有3阶梯电压值的伪正弦波用作本地振荡信号，即使是本地振荡信号的振幅变化，混频时间也不改变。因此，涉及本实施方式1的偶数高次谐波混频器的动作稳定。图4示出涉及本发明的实施方式1的偶数高次谐波混频器的变换增益的本地振荡信号与振幅的关系。如图4所示，由于在LO信号的振幅大于等于一定值时，即使是振幅发生变化，由于混频时间没有改变，所以变换增益几乎一定，动作稳定。
如上所述，由于本发明实施方式1的混频电路，将从外部输入的相差1/4周期的两个脉冲信号，利用加法器生成具有3个电压值的工作占空比为50％的伪正弦波并将其用作LO信号，所以可以得到混频电路的通断时间比的变化与该脉冲的振幅无关，动作稳定的混频电路。
另外，在本实施方式1中，示出的是使用脉冲信号发生器14作为本地振荡信号发生电路，容易应用于便携式电话机的情况。不过，在利用模拟电路发生正弦波的振荡电路中，既可以是在加法电路LO信号输入端子11a、11b的前级设置公知的正弦波脉冲变换电路(施密特触发电路等)将脉冲信号输入到加法电路12a的构成，也可以是将从正弦波得到的脉冲波形进行合成而得到图2(c)所示的伪正弦波的构成。此时，成为图1的脉冲信号发生器14和延时电路15以正弦波发生电路和脉冲波发生电路置换的情况。
除此之外，此处说明的是使用错开1/4周期的两个脉冲信号合成LO信号的场合，当然周期错开并不限定于上述示例。另外，在上述示例中，说明的是降频变频器，但也可以是输入IF信号代替RF信号，从输出端子，比如，取出成为fIF+2fLO的RF信号的升频变频器。
另外，此处作为具有一个LO信号输入端子的偶数高次谐波混频器20的一个例子示出了使用逆并联二极管对6a的偶数高次谐波混频器的实施例，但在具有一个LO信号输入端子的混频器20中也可以使用结型双极型晶体管及场效应晶体管的主动动作器件。另外，即使是偶数高次谐波混频器以外的混频器也可以应用。
实施方式2
下面对本发明的实施方式2予以说明。在上述实施方式1中，示出了的是利用单一LO信号动作的混频电路，而在本实施方式2中，说明的是在利用相位互相反转的两个差动信号动作的偶数高次谐波混频器中，将两个具有3等级的电压值的混频占空比为50％的伪正弦波用作LO信号的场合。
图5为示出本发明的实施方式2的偶数高次谐波混频器的电路构成的示图。在图中，1b是LO信号输入端子，2b是RF信号输入端子，3b是IF信号输出端子，4b是分波电路，6a、6b、6c、6d是逆并联二极管对，7是本地振荡信号发生电路，11c、11d是加法电路LO信号输入端子，12b是加法电路，21是具有多个LO信号输入端子1a、1b的偶数高次谐波混频器。
如图5所示，在本实施方式2的偶数高次谐波混频器中将4个逆并联二极管对连接成为环状。在加法电路LO信号输入端子11a及11b上，与实施方式1一样，如图6(a)、(b)所示，输入错开1/4周期的LO信号的脉冲波。另外，在加法电路LO信号输入端子11c及11d上，如图6(d)、(e)所示，输入与输入到加法电路LO信号输入端子11a及11b的脉冲信号的相位分别相反的LO信号的脉冲波。此外，在RF信号输入端子2a、2b上输入分别在图6(c)、(f)示出的相位相反的RF信号。
在图5中，A、B、C及D表示各逆并联二极管对6a、6b、6c及6d的互相连接点。RF信号从点A及B输入，另外，LO信号从点C及D输入。RF信号及LO信号互相连接成为桥的中点的位置关系。因此，比如，在点A流过与从点C及点D输入的两个LO信号的差值相当的电流，由分波电路4b将这两个LO信号及RF信号混合而发生fIF＝fRF-2fLO的IF信号。
这样，在分波电路4a及分波电路4b中发生的IF信号，在分波电路内的低通滤波器(未图示)被分波为RF信号并从输出端子3a或3b输出。因为从输出端子3a或3b输出的IF信号是差动输出，所以相位互相相反。
这样，本实施方式2的混频电路，与实施方式1一样，即使是LO信号振幅变化，动作也可以稳定，此外，由于是差动输入输出，在外部电路为差动输入及差动输出的情况下连接容易，并且，具有可消除由于电磁干涉引起的同相位模式的噪声的效果。
实施方式3
下面对本发明的实施方式3予以说明。在上述实施方式2中，示出的是将相位互相反转的两个LO信号用作差动信号，进行被动动作的偶数高次谐波混频电路，而在本实施方式3中，在将相位互相反转的两个差动信号用作差动信号这一点上与上述实施方式2一样，但在使用结型双极型晶体管对所构成的差动电路主动动作这一点上与实施方式2不同。对于此偶数高次谐波混频器，对于将具有3等级的电压值的混频占空比为50％的伪正弦波用作LO信号的场合予以说明。
图7为示出本发明的实施方式3的偶数高次谐波混频器的电路构成的示图。在图中，22是进行本实施方式3的主动动作的偶数高次谐波混频器，31是电源(Vcc)端子，32a、32b是LO信号输入用NPN晶体管，33a、33b是参照用NPN晶体管，34a、34b是RF信号输入用NPN晶体管，35是定电流源，36a、36b是负载电阻，39是参照用偏置端子，41a、41b是NPN晶体管对。
本实施方式3的偶数高次谐波混频器，通过在电源端子31上施加直流电压Vcc，经由负载电阻36a、36b，在LO信号用NPN晶体管32a、32b、32c、32d以及参照用NPN晶体管33a、33b上分别施加电压的同时，通过从恒流源35供给恒流而进行主动动作。
下面对动作予以说明。因为混频电路22是对称电路，下面对LO信号输入用NPN晶体管32a、32b及RF信号输入用NPN晶体管34a等所构成的图5的左侧电路部分的动作予以说明。在加法电路LO信号输入端子11a、11b、11c及11d上分别输入与上述实施方式2一样的脉冲信号。因此，在LO信号输入端子1a及1b上输入具有与图5(c)、(f)所示一样的相位互相反转的3等级的电压值的混频占空比为50％的伪正弦波。
于是，在LO信号输入端子1a上施加正电压的同时，在LO信号输入端子1b上施加负电压，在与LO信号输入端子1a相连接的LO信号输入用NPN晶体管32b的栅极上施加电压，利用来自电源端子31的电压，电流流入LO信号输入用NPN晶体管32b。此时，根据从RF信号输入端子2a输入的RF信号，由恒流源35向RF信号输入用NPN晶体管34a供给电流。
另一方面，在LO信号输入端子1a上施加负电压时，由于与此同时在LO信号输入端子1b上施加正电压，所以在与LO信号输入端子1b相连接的LO信号输入用NPN晶体管32a的栅极上有电压施加，有电流流入LO信号输入用NPN晶体管32a。于是，此时，根据从RF信号输入端子2a输入的RF信号，由恒流源35向RF信号输入用NPN晶体管34a供给电流。
通过交互进行这些动作，LO和RF信号混合，从输出端子3a输出中频信号。混频电路22的由LO信号用NPN晶体管32c、32d及RF信号输入用NPN晶体管34b等构成的右侧部分，也按照LO信号输入端子1a、1b的脉冲输入，进行与上述同样的动作。输出端子3a，从图中的点E和点G，或输出端子3b，从图中的点F和点H，得到输出，将相位相同的中频信号输出而获得更高的变换增益。
这样，由于不直接将RF信号和LO信号混合，而经由晶体管的基极进行混频，所以不需要分波电路，可使电路小型化。
此外，与上述实施方式1、2一样，输入到加法电路LO信号输入端子11a、11b的脉冲信号，也可以不必是高变换增益所获得的错开1/4周期的关系。
另外，与上述实施方式1、2一样，不仅适用于降频变频器，也可适用于升频变频器。除此之外，在本实施方式3中，示出的是使用NPN晶体管的偶数高次谐波混频器，但此外也可使用PNP晶体管及场效应晶体管。
这样，在本实施方式3中，通过将具有3个等级的电压值的混频占空比为50％的伪正弦波作为LO信号并将其应用于使用结型双极型晶体管的差动输入的偶数高次谐波混频器，即使是LO信号与实施方式2一样地变化，也可以进行稳定的动作，在外部电路为差动输入及差动输出的场合连接容易，并且，具有可消除由于电磁干涉引起的同相位模式的噪声的效果，此外，通过从电源端子向各晶体管供电，使各晶体管具有增益而获得高变换增益，由于不需要分波电路，具有可使电路小型化的效果。
如上所述，本发明的混频电路，由于使用伪正弦波作为本地振荡信号，即使是本地振荡信号的振幅发生变化，也可以获得稳定动作的混频电路。

Claims (9)

1.一种的混频电路，其特征在于包括：
由自外部输入的具有一定周期的脉冲信号或正弦波合成并输出伪正弦波的信号合成电路；以及
将上述伪正弦波和自外部输入的对象信号混合并进行频率变换后输出的混频器单元。
2.如权利要求1所述的混频电路，其特征在于：
上述信号合成电路是将具有一定周期的第1脉冲信号和具有与该第1脉冲信号错开一定周期的相位的第2脉冲信号相加并输出上述伪正弦波的加法电路。
3.如权利要求2所述的混频电路，其特征在于：
上述特定周期为1/4周期。
4.如权利要求1所述的混频电路，其特征在于：
上述信号合成电路是发生相位互相相反的第1及第2伪正弦波的电路；
上述混频器单元，将上述第1伪正弦波及第1对象信号、上述第2伪正弦波及第2对象信号分别混合并进行频率变换后输出。
5.如权利要求4所述的混频电路，其特征在于：
上述信号合成电路包括将具有一定周期的第1脉冲信号和具有与该第1脉冲信号错开一定周期的相位的第2脉冲信号相加并输出上述第1伪正弦波的第1加法电路；以及
将具有与第1脉冲信号相位相反的第3脉冲信号和具有与该第2脉冲信号相位相反的第4脉冲信号相加并输出上述第2伪正弦波的第2加法电路。
6.如权利要求4所述的混频电路，其特征在于：
上述特定周期为1/4周期。
7.如权利要求1至3任何一项所述的混频电路，其特征在于：
上述混频器单元是将两个二极管极性相反地并联连接的逆并联二极管对。
8.如权利要求4至6任何一项所述的混频电路，其特征在于：
上述混频器单元构成为将两个极性相反的二极管并联而成的逆并联二极管对共4个连接成为环状的逆并联二极管对环，在上述各逆并联二极管对之间的4个连接点上分别具有输入端子，对与输入第1本地振荡信号的第1输入端子邻接的第2及第3输入端子中的一个输入第1对象信号，并且对另一个输入第2对象信号，对第4输入端子输入第2本地振荡信号，其中，该第2及第3输入端子也作为经过频率变换的信号的输出端子。
9.如权利要求4至6任何一项所述的混频电路，其特征在于：
上述混频器单元包括：
将两个结型晶体管的各发射极及集电极并联，对各基极输入上述第1及第2本地振荡信号的第1及第2晶体管对；
与该第1及第2晶体管对的集电极侧相连接的电源端子；
集电极与上述第1晶体管对的发射极侧相连接，基极与上述第1对象信号输入端子相连接的第1对象信号输入用晶体管；
集电极与上述第2晶体管对的发射极侧相连接，基极与上述第2对象信号输入端子相连接的第2对象信号输入用晶体管；
与上述第1晶体管对的集电极侧及上述第2晶体管对的发射极侧相连接的第1输出端子；以及
与上述第1晶体管对的发射极侧及上述第2晶体管对的集电极侧相连接的第2输出端子。
CN02829356.8A 2002-08-23 2002-08-23 混频电路 Pending CN1639963A (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2002/008519 WO2004019482A1 (ja) 2002-08-23 2002-08-23 ミクサ回路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1639963A true CN1639963A (zh) 2005-07-13

Family

ID=31900091

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN02829356.8A Pending CN1639963A (zh) 2002-08-23 2002-08-23 混频电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20050176398A1 (zh)
JP (1) JPWO2004019482A1 (zh)
CN (1) CN1639963A (zh)
WO (1) WO2004019482A1 (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4391291B2 (ja) * 2004-03-31 2009-12-24 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 無線装置
GB2428341B (en) * 2005-07-12 2010-11-03 Furuno Electric Co Signal conversion apparatus and signal conversion method
JP4667231B2 (ja) * 2005-12-22 2011-04-06 Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 信号検出回路
US9124346B2 (en) 2009-12-11 2015-09-01 Nitero Pty Limited Switching gates mixer
JP6299637B2 (ja) * 2015-03-19 2018-03-28 三菱電機株式会社 高周波ミクサ

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3223747B2 (ja) * 1995-03-03 2001-10-29 三菱電機株式会社 ミクサ
JP3412399B2 (ja) * 1996-06-20 2003-06-03 三菱電機株式会社 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、２重平衡形ミクサ、受信装置、送信装置および位相同期発振器
US6040731A (en) * 1997-05-01 2000-03-21 Raytheon Company Differential pair gain control stage
JP3560774B2 (ja) * 1997-06-23 2004-09-02 三菱電機株式会社 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、受信装置及び位相同期発振器
US6587678B1 (en) * 1999-03-02 2003-07-01 Skyworks Solutions, Inc. Direct conversion receiver employing subharmonic frequency translator architecture and related preprocessor
JP2001308647A (ja) * 2000-04-21 2001-11-02 Nec Corp ハーモニックミキサ回路および不要波抑圧方法
WO2003009465A1 (fr) * 2001-07-12 2003-01-30 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Circuit melangeur

Also Published As

Publication number Publication date
US20050176398A1 (en) 2005-08-11
JPWO2004019482A1 (ja) 2005-12-15
WO2004019482A1 (ja) 2004-03-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1290361C (zh) 双级上变频调制器
CN1909389A (zh) 乘法器和使用该乘法器的无线电通信设备
CN1148873C (zh) 通信系统、单芯片rf通信系统及rf通信系统的控制方法
CN1866727A (zh) 压控振荡器和使用了该压控振荡器的无线通信机
CN1448006A (zh) 改进的截波混频器的装置和方法
TW200419933A (en) Transmitter
CN1774868A (zh) 用于射频接收器的调谐器和相关方法
CN1874143A (zh) 振荡电路
CN101031854A (zh) 多相三角波振荡电路和使用其的切换调节器
CN101079593A (zh) 用于频率转换的三态削波电路
CN102075488A (zh) 正交调制器和内置正交调制器的半导体集成电路
CN1892732A (zh) 用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器
CN1639963A (zh) 混频电路
CN1565076A (zh) 多相位压控振荡器
US20070264961A1 (en) Mixer circuit, receiving circuit, transmitting circuit, and method for operating a mixer circuit
CN1200383C (zh) 模拟乘法电路和可变增益放大电路
CN1572054A (zh) 谐波混合器
CN1669230A (zh) 使用可通过深n阱CMOS技术获得的纵向双极结型晶体管的直接转换接收器
CN1255935C (zh) 产生具有相互90°相差的两个信号
CN1921467A (zh) 使用混沌信号的发射机
CN1481605A (zh) 混频电路
CN1489824A (zh) 振荡器、传输电路和无线电装置
CN1118923C (zh) 用于产生电压的电路和方法
CN1488221A (zh) 对载波信号的幅度和相位误差具有低灵敏度的调制器
CN1677840A (zh) 基于变容二极管的环形振荡器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication