JP3223747B2 - ミクサ - Google Patents
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Description
送受信装置等に用いられ、局部発振波の2倍波と信号波
との混合波を出力するミクサに関するものである。
を出力するミクサは、偶高調波ミクサと呼ばれる。局部
発振波の2倍波と信号波との混合を行うことにより、偶
高調波ミクサは、局部発振波の偶数次の高調波、及び、
ダイオードの端子間のコンダクタンスの奇数次の高調波
を抑圧することができる。
報告されている。図8は、1991年6月にBostonで開催さ
れたIEEE主催、International Microwave Symposium の
1991 MTT-S Digest の879 ページから882 ページに記載
された偶高調波ミクサである。同図において、31はア
ンチパラレルダイオードペア(APDP)であり、互い
に逆極性のミクサダイオード30a,30bとを並列に
接続して構成される。
るRF端子、33は周波数fp の局部発振波が入力され
るLO端子、34は混合出力であるベースバンド信号
(または中間周波信号)が出力されるベースバンド端子
である。RF端子32は、DCカット用のキャパシタ3
8を介してAPDPの一端(A端)に接続される。ベー
スバンド端子34は、RFチョークであるインダクタ3
7を介して、RF端子32が接続される端子と同じAP
DP31の一端(A端)に接続される。また、LO端子
33は、RF端子32及びベースバンド端子33が接続
された端子と異なるAPDP31の他端(B端)に接続
される。
端開放スタブ、36はAPDP31のB端に接続された
先端短絡スタブである。図8の偶高調波ミクサは、先端
開放スタブ35と先端短絡スタブ36とを用いてfp と
frf(=2fp )とを分波する構成である。
用したホモダイン構成の受信機の構成図の一例である。
この図9において、1は空中線(ANT)、2は空中線
1からの信号波を増幅する低雑音増幅器(LNA)、3
は低雑音増幅器2の出力に含まれる信号波を通過させる
帯域通過フィルタ(BPF)、41は局部発振波に基づ
き信号波を検波して信号波の変調信号成分をI信号及び
Q信号として出力する偶高調波直交ミクサである。
ルタ3の出力を等位相、等振幅で2つに分配する0度分
配器6、外部から局部発振波を受けて45度の位相差を
もつ、等振幅の2つの信号に分配する45度移相器4
2、分配された信号波と局部信号とをそれぞれ混合して
I信号、Q信号をそれぞれ出力する偶高調波ミクサ40
a,40bから構成される。偶高調波ミクサ40a,4
0bは、図8に示されたものである。ここで、信号波の
周波数をfrf、局部発振波の周波数をfp とするとfrf
=2fp の関係がある。また、移相器42が45度の移
相を行うのは、偶高調波ミクサは局部発振波の2倍波と
信号波との混合を行うため、45度の位相差が2倍され
て90度の位相差になるからである。
a,9bは偶高調波直交ミクサ41のI出力、Q出力を
それぞれろ波する低域通過フィルタ(LPF)、10
a,10bは低域通過フィルタ(LPF)9a,9bの
出力をそれぞれ増幅するベースバンド増幅器(AM
P)、11はベースバンド増幅器10a,10bの出力
に基づきデータを復調する復調回路である。
信された受信信号は、低雑音増幅器2、帯域通過フィル
タ3を介して、偶高調波直交ミクサ41に入力される。
偶高調波直交ミクサ41において、偶高調波ミクサ40
aが受信信号と局部発振波の2倍波とを混合してベース
バンドのI信号を得る。偶高調波ミクサ40bが受信信
号と90度移相された局部発振波の2倍波とを混合して
ベースバンドのQ信号を得る。I信号及びQ信号は、低
域通過フィルタ9a,9b、ベースバンド増幅器10
a,10bを介して、復調回路11に入力される。復調
回路11において、データが復調される。
作を図8、図10及び図11に基づき説明する。偶高調
波ミクサ40a,40bにおいて、先端開放スタブ35
及び先端短絡スタブ36は、fp について概略4分の1
波長、すなわち、frfについて概略2分の1波長となる
よう設計される。このとき、APDP31からみた先端
開放スタブ35及び先端短絡スタブ36のインピーダン
スは、それぞれ、図10及び図11に示されるようにな
る。
ベースバンド端子34側のAPDP31の端子に接続さ
れており、図10のようにDC近傍とfrf(=2fp )
近傍において高インピーダンスとなる。したがって、A
PDP31はそれぞれの端子に接続される。一方、fp
近傍において低インピーダンスとなり、APDP31は
接地される。
3側のAPDP31側の端子に接続されており、図11
のようにDC近傍とfrf近傍において低インピーダンス
となり、APDP31は接地される。一方、fp 近傍に
おいて高インピーダンスとなり、APDP31はLO端
子33に接続される。
子に局部発振波が供給されると、半周期ごとにミクサダ
イオード30a,30bがONして電流が流れる。これ
により、APDP31は半周期ごとにコンダクタンスが
高まる動作をする。このため、局部発振波の高調波は奇
数次、コンダクタンスの高調波は偶数次しか存在しな
い。
ミクサを構成すると、APDP31があたかも局部発振
波の偶数次の高調波で変調されているように見えるた
め、局部発振波の2倍波2fp と信号波frfとで混合が
行われ、fp とfrfとの混合は抑制される。
オードのバランスのみで局部発振波の偶数次、コンダク
タンスの奇数次の高調波を抑制できるため、通常の平衡
型のミクサと比較して、はるかに高い抑制が可能であ
る。
他の例であり、1993年電子情報通信学会秋季全国大会C-
47に報告されたものである。同図において、80は一端
がLO端子33であるスロット線路、81は一端にキャ
パシタ38を介してRF端子32が接続されるととも
に、インダクタ37を介してベースバンド端子34が接
続されるコプレナ線路、82a,82bはコプレナ線路
81に励振される平衡モードを抑制するためのワイヤで
ある。また、スロット線路80の他端、コプレナ線路8
1の他端は、アンチダイオードペア31a〜31dをリ
ング状に接続して構成されたAPDP31に、接続され
ている。
偶高調波ミクサの動作と同様である。しかし、図12の
偶高調波ミクサによれば、スロット線路80とコプレナ
線路81とは互いにアイソレーションが得られるので、
広帯域に分波ができるという利点がある。
あり、倍風館より出版された、P.R.グレイとR.G.メイヤ
の共著”アナログ集積回路設計技術”(P.R.Gray,R.G.M
ayer:”Analysis and Design of analog integrated ci
rcuits”)の10.3章に記載された、トランジスタを用い
たギルバートセルの平衡ミクサである。
19a〜19fはトランジスタ、20は電流源である。
RFおよびLOは差動入力である。互いに逆位相の信号
LOが、トランジスタ19a、19b及びトランジスタ
19c、19dに給電される。また、互いに逆位相の信
号RFがトランジスタ19e,19fに給電される。ト
ランジスタ19a〜19fによりなされるRFとLOと
のアナログ乗算により生じる混合波は、トランジスタ1
9b及び19dのコレクタ、トランジスタ19a及び1
9cのコレクタにそれぞれ接続された、差動出力である
ベースバンド出力端子17に出力される。なお、RFや
LOは相殺されてベースバンド出力端子17には出力さ
れない。
12に示された従来の偶高調波ミクサには、サイズが大
きいという問題点があった。
が、これを比較的低周波領域で動作するように実現しよ
うとした場合、先端開放スタブ35及び先端短絡スタブ
36は長くなり、どうしても大形化してしまう。
て小型化しようとすると、スロット線路80の集積化
は、地導体との接続を考えると困難であるとともに、外
部のマイクロストリップ線路との接続が狭帯域となる問
題がある。
バートセルを集積化して小型化することができるが、そ
のままでは偶高調波ミクサに適用できなかったり、トラ
ンジスタの特性が不揃いである場合、各トランジスタで
の局部発振波の整流電流が相殺されず、I信号やQ信号
の他に直流オフセットが生じるという問題がある。
く、小型化が可能な偶高調波ミクサを提供することを目
的とする。
は、2つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してな
り、上記2つのダイオードの第1の並列接続端を信号波
の入力端及び混合波の出力端とし、第2の並列接続端を
局部発振波の入力端としたダイオードペアと、集中定数
により構成され、上記局部発振波の周波数で短絡状態に
なるとともに、上記信号波の周波数で開放状態になり、
上記第1の並列接続端に接続された第1の分波回路と、
集中定数により構成され、上記局部発振波の周波数で開
放状態になるとともに、上記信号波の周波数で短絡状態
になり、上記第2の並列接続端に接続された第2の分波
回路とを備えたものである。
回路を、互いに直列に接続されたキャパシタ及びインダ
クタからなる直列共振回路と、上記直列共振回路に並列
接続されたキャパシタとから構成したものである。
回路を、互いに並列に接続されたキャパシタ及びインダ
クタからなる並列共振回路と、上記並列共振回路に直列
接続されたキャパシタとから構成したものである。
回路を、互いに直列に接続されたキャパシタ及びインダ
クタからなる直列共振回路と、上記直列共振回路に並列
接続されたインダクタとから構成したものである。
回路を、互いに並列に接続されたキャパシタ及びインダ
クタからなる並列共振回路と、上記並列共振回路に直列
接続されたインダクタとから構成したものである。
幅し、互いに逆位相となる第1の出力及び第2の出力と
して出力する差動増幅器と、2つのダイオードを互いに
逆極性で並列接続してそれぞれなる複数のダイオードペ
アをリング状に接続して構成されたダイオードリングを
有し、上記差動増幅器の2つの出力に基づき、上記局部
発振波の2倍波と上記ダイオードリングに入力された信
号波との混合波を出力する混合部とを備えたものであ
る。
動増幅器の出力に含まれる高調波を除去して、上記混合
部に供給するフィルタを備えたものである。
し、互いに逆位相となる第1の出力及び第2の出力とし
て出力する第1の差動増幅器と、局部発振波を受けてこ
の局部発振波の2倍波を発生するとともに、この2倍波
と上記第1の差動増幅器の第1の出力とを乗算して差動
信号として出力する第2の差動増幅器と、上記第2の差
動増幅器の出力端と並列に接続された出力端をもち、上
記局部発振波を受けて上記第1の差動増幅器で発生する
局部発振波の2倍波と逆位相となる2倍波を発生すると
ともに、この2倍波と上記第1の差動増幅器の第2の出
力とを乗算して差動信号として出力する第3の差動増幅
器とを備えたものである。
互いに逆極性で並列接続してなるダイオードペアが、第
1の並列接続端に入力された信号波と第2の並列接続端
に入力された局部発振波の2倍波とを混合して上記第1
の並列接続端に出力し、集中定数により構成された第1
の分波回路が、上記第1の並列接続端を、上記局部発振
波の周波数で短絡状態にするとともに、上記信号波の周
波数で開放状態にし、集中定数により構成された第2の
分波回路が、上記第2の並列接続端を、上記局部発振波
の周波数で開放状態にするとともに、上記信号波の周波
数で短絡状態にする。
続されたキャパシタ及びインダクタからなる直列共振回
路と、上記直列共振回路に並列接続されたキャパシタと
が、上記第1の分波回路を構成する。
続されたキャパシタ及びインダクタからなる並列共振回
路と、上記並列共振回路に直列接続されたキャパシタと
が、上記第1の分波回路を構成する。
続されたキャパシタ及びインダクタからなる直列共振回
路と、上記直列共振回路に並列接続されたインダクタと
が、上記第2の分波回路を構成する。
続されたキャパシタ及びインダクタからなる並列共振回
路と、上記並列共振回路に直列接続されたインダクタと
が、上記第2の分波回路を構成する。
部発振波を増幅し、互いに逆位相となる第1の出力及び
第2の出力として出力し、2つのダイオードを互いに逆
極性で並列接続してそれぞれなる複数のダイオードペア
をリング状に接続して構成されたダイオードリングが、
上記差動増幅器の2つの出力に基づき、上記局部発振波
の2倍波と上記ダイオードリングに入力された信号波と
の混合波を出力する。
差動増幅器の出力に含まれる高調波を除去して、上記混
合部に供給する。
器が、信号波を増幅し、互いに逆位相となる第1の出力
及び第2の出力として出力し、第2の差動増幅器が、局
部発振波を受けてこの局部発振波の2倍波を発生すると
ともに、この2倍波と上記第1の差動増幅器の第1の出
力とを乗算して差動信号として出力し、第3の差動増幅
器が、上記第2の差動増幅器の出力端と並列に接続され
た出力端をもち、上記局部発振波を受けて上記第1の差
動増幅器で発生する局部発振波の2倍波と逆位相となる
2倍波を発生するとともに、この2倍波と上記第1の差
動増幅器の第2の出力とを乗算して差動信号として出力
する。
代えて、同様の機能を実現する集中定数化分波回路を用
いることにより小形化を可能にするものである。
回路図である。同図において、31は逆極性のミクサダ
イオード30a,30bを並列に接続してなるアンチパ
ラレルダイオードペア(APDP)である。以下、説明
の便宜上、APDP31の2つの接続端を、それぞれ、
A端及びB端とする。
介してAPDP31のA端に接続され、周波数frfの高
周波受信信号が入力されるRF端子、33はAPDP3
1のB端に接続され、周波数fp の局部発振信号が入力
されるLO端子、34は高周波信号阻止のためのインダ
クタ37を介してAPDP31のA端に接続され、検波
されたベースバンド信号を出力するベースバンド端子で
ある。
中定数化スタブAである。集中定数化スタブA64は、
キャパシタ61、62、及びインダクタ63からなる。
集中定数化スタブA64において、容量Cp2pのキャパシ
タ61は、その一端がA端に、他端が接地端にそれぞれ
接続されている。容量Csp のキャパシタ62とインダク
タンスLsp のインダクタ63は直列に接続されている。
そして、キャパシタ62とインダクタ63からなる直列
回路は、キャパシタ61に並列に接続されている。
れた集中定数化スタブBである。集中定数化スタブB6
5は、キャパシタ66、及びインダクタ65、67から
なる。集中定数化スタブB64において、インダクタン
スLpp のインダクタ65と容量Cpp のキャパシタ66と
は、並列に接続されている。2つの並列接続端のうちの
1つはAPDP31のB端に接続されている。インダク
タンスLs2pのインダクタ67の一端は接地されている。
そして、インダクタ65とキャパシタ66とからなる並
列回路とインダクタ67とは直列に接続されている。
化スタブA64は、図8の先端開放スタブ35と同様に
動作するように設計される。すなわち、fp において、
キャパシタ62とインダクタ63とが直列共振して、低
インピーダンスとなるように、かつ、frfにおいて、キ
ャパシタ62とインダクタ63とからなる直列共振回路
とキャパシタ61とが並列共振して、高インピーダンス
となるように設計される。また、集中定数化スタブA6
4は、直流(DC)において開放であるから、高インピ
ーダンスとなる。従って、集中定数化スタブA64は、
図10と同様の特性を有する。
絡スタブ36と同様に動作するように設計される。すな
わち、fp において、インダクタ65とキャパシタ66
とが並列共振して、高インピーダンスとなるように、か
つ、frfにおいて、インダクタ65とキャパシタ66と
からなる並列共振回路とインダクタ67とが直列共振し
て、低インピーダンスとなるように設計される。また、
集中定数化スタブB68は、DCにおいて短絡であるか
ら、低インピーダンスとなる。従って、集中定数化スタ
ブB68は、図11と同様の特性を有する。
8の先端開放スタブ35及び先端短絡スタブ36と等価
である。したがって、図1の偶高調波ミクサは、図8の
ものと同様に動作する。
ば、従来のスタブと同じインピーダンス特性をもたせつ
つ、分波回路を集中定数により構成することができる。
したがって、周波数が低い場合に大型化してしまうスタ
ブを用いずに偶高調波ミクサを構成できて、ミクサの小
形化が可能となる。
波ミクサの回路図である。同図において、70はAPD
P31のA端に接続された集中定数化スタブCである。
集中定数化スタブC70は、キャパシタ61、62、及
びインダクタ69からなる。集中定数化スタブC70に
おいて、容量Cp2pのキャパシタ61とインダクタンスLp
2pのインダクタ69とは並列に接続されている。このキ
ャパシタ61とインダクタ69からなる並列回路の一端
は、APDP31のA端に接続されている。この並列回
路と容量Csp のキャパシタ62とは直列に接続されてい
る。そして、この並列回路はキャパシタ62を介して接
地されている。
れた集中定数化スタブDである。集中定数化スタブD7
2は、キャパシタ71、及びインダクタ65、67から
なる。集中定数化スタブD72において、インダクタン
スLs2pのインダクタ67と容量Cs2pのキャパシタ71と
は直列に接続され、直列回路を構成する。この直列回路
は、一端はAPDP31のB端に接続され、他端が接地
されている。そして、インダクタ67とキャパシタ71
とからなる直列回路とインダクタ65とは並列に接続さ
れている。
を並列に接続してなるアンチパラレルダイオードペア
(APDP)31、RF端子32、LO端子33、ベー
スバンド端子34、インダクタ37、キャパシタ38
は、図1に示されるものと同じものである。
スタブC70は、図8の先端開放スタブ35に相当する
特性を有するように設計される。すなわち、frfにおい
て、キャパシタ61とインダクタ69とが並列共振し
て、高インピーダンスとなるように、かつ、fp におい
て、キャパシタ61とインダクタ69とからなる並列共
振回路とキャパシタ62とが直列共振して、低インピー
ダンスとなるように設計される。また、集中定数化スタ
ブC70は、DCにおいて開放となり、高インピーダン
スである。従って、図10と同様の特性を有する。
絡スタブ36に相当する特性を有するように設計され
る。すなわち、frfにおいて、キャパシタ71とインダ
クタ67とが直列共振して、低インピーダンスとなるよ
うに、かつ、fp において、キャパシタ71とインダク
タ67とからなる直列共振回路とインダクタ65とが並
列共振して、高インピーダンスとなるように設計され
る。また、集中定数化スタブD72は、DCにおいて短
絡となり、低インピーダンスである。従って、図11と
同様の特性を有する。
ば、実施例1の場合と同様に、従来のスタブと同じイン
ピーダンス特性をもたせつつ、分波回路を集中定数によ
り構成することができて、ミクサの小形化が可能とな
る。
波ミクサの回路図である。図3の偶高調波ミクサは、図
1の集中定数化スタブA64と図2の集中定数化スタブ
D72とを組み合わせたものである。この実施例3の偶
高調波ミクサも、実施例1のものと同様の効果を奏す
る。
波ミクサの回路図である。図4の偶高調波ミクサは、図
2の集中定数化スタブC70と図1の集中定数化スタブ
B68とを組み合わせたものである。この実施例4の偶
高調波ミクサも、実施例1のものと同様の効果を奏す
る。
波ミクサの回路図である。この実施例5の偶高調波ミク
サは、図12の偶高調波ミクサのスロット線路に代え
て、差動増幅器を用いる構成である。
された局部発振波を増幅して差動出力する差動増幅器で
ある。差動増幅器36は、一端がそれぞれVCCに接続
された抵抗83a,83b、抵抗83a,83bにそれ
ぞれコレクタが接続されたトランジスタ84a,84
b、トランジスタ84a,84bのエミッタに接続され
た電流源35から構成されている。トランジスタ84a
のベースがLO端子となる。また、トランジスタ84b
のベースは接地されている。電流源85の他端も接地さ
れている。差動増幅器86の出力端子は、トランジスタ
84aのコレクタ及びトランジスタ84bのコレクタで
ある。
端にそれぞれ設けられたDCカット用キャパシタであ
る。88はDCカットされた差動増幅器86の出力に基
づきRF端子に入力された信号波を検波して、ベースバ
ンド端子34に出力する混合部である。
たAPDP31a〜31d、RF端子32の信号波のD
Cカットのためのキャパシタ38、ベースバンド端子3
4の高周波信号カットのためのインダクタ37から構成
される。APDP31a〜31dは直列に接続されてい
る。説明の便宜上、APDP31aとAPDP31bと
の接続点をD端、APDP31bとAPDP31cとの
接続点をE端、APDP31cとAPDP31dとの接
続点をF端とする。また、APDP31a,31dの接
地端を、それぞれC端、G端とする。差動増幅器86の
出力は、D端及びF端にそれぞれ接続されている。ま
た、E端が、RF端子32及びベースバンド端子34に
接続されている。
おいて、トランジスタ84a,84bが逆位相で励振さ
れるため、それぞれのコレクタに励振される電流も逆位
相となる。この動作により、差動増幅器86を平衡・不
平衡変換器、すなわちバランの代用として用いることが
できる。この実施例5において、図12のスロット線路
80が平衡線路と等価であることに着目し、差動増幅器
86をバランとして用いている。混合部88の動作は図
12の場合と同様である。
ば、スロット線路を用いずに偶高調波ミクサを構成する
ことができて、ミクサの小型化が可能になる。
高調波ミクサの回路図である。特に、偶数次の高調波が
ミクサに入力すると、APDP31を用いる利点である
局部発振波の偶数次の高調波の抑制が、等価的に劣化す
るという問題がある。そのため、図6の偶高調波ミクサ
は、図5の偶高調波ミクサの差動増幅器86と混合部8
8との間に、差動増幅器で発生した高調波を除去するた
めのフィルタ92を設けたものである。
d,90a,90b,及びインダクタ91a,91bか
ら構成される。キャパシタ89a,90a,89cは直
列に接続され、キャパシタ89a、89cの一端が、そ
れぞれ接地されている。キャパシタ89b,90b,8
9dは直列に接続され、キャパシタ89b、89dの一
端が、それぞれ接地されている。キャパシタ89a,9
0aとの接続点とキャパシタ89b、90bとの接続点
とは、インダクタ91bを介して接続されている。キャ
パシタ90a,89cとの接続点とキャパシタ90b,
89dとの接続点とは、インダクタ91aを介して接続
されている。
bを介して出力される差動出力に含まれる同相モード及
び逆相モードの双方について、高調波を除去する。フィ
ルタ92のキャパシタの容量は、この点を考慮して設定
されている。
ば、スロット線路を用いずに偶高調波ミクサを構成する
ことができて、ミクサの小型化が可能になるとともに、
差動増幅器の出力に含まれる高調波成分を除去できて、
ミキサの性能がさらに向上する。
ジスタを用いた偶高調波ミクサの回路図である。図7に
おいて、18a,18bは抵抗、19a〜19fはトラ
ンジスタ、20は電流源である。RFおよびLOは差動
入力である。互いに逆位相の信号LOが、それぞれ、ト
ランジスタ19a、19dのベースに給電される。トラ
ンジスタ19b,19cのベースは接地されている。ま
た、互いに逆位相の信号RFがトランジスタ19e,1
9fのベースに給電される。トランジスタ19a〜19
fによりなされるRFとLOとのアナログ乗算により生
じる混合波は、トランジスタ19b及び19dのコレク
タ、トランジスタ19a及び19cのコレクタにそれぞ
れ接続された、差動出力のベースバンド出力端子17に
出力される。
は、トランジスタの励振条件の点で異なる。トランジス
タ19aと19bを互いに逆相で励振し、トランジスタ
19cと19dとを互いに逆相で励振している。また、
トランジスタ19aと19dとを互いに逆相で励振して
いる。なお、図13の偶高調波ミクサにおいて、トラン
ジスタ19aと19dとを同相で励振している。
相で励振することにより、基本波の混合は抑制され、偶
高調波ミクサとなる。したがって、トランジスタの特性
が不揃いであっても、各トランジスタでの整流電流が相
殺されて、直流オフセットが発生しない。なお、RFや
LOは相殺されてベースバンド出力端子17には出力さ
れない。
たように、図7の偶高調波ミクサでは、トランジスタ1
9b及び19cのベース端子をグランドに終端し、トラ
ンジスタ19a,19dに対し互いに逆相となるように
LOを加えている。このとき、端子16のLOの電位を
±VLOとすると、トランジスタ19aのベースには+V
LO、トランジスタ19bのベースには0[V]、トラン
ジスタ19cのベースには0[V]、トランジスタ19
dのベースには−VLO、がそれぞれ供給される。したが
って、出力端子17に対しては同相で出力され抑制され
ない。
c,19dにおいて、これらの非線形性により、VLOの
2倍波+V2LO が発生する。この2倍波+V2LO に関
し、トランジスタ19aには+V2LO ,トランジスタ1
9bには0[V]、トランジスタ19cにも0[V]、
トランジスタ19dには+V2LO が、それぞれ発生す
る。したがって、出力端子17に対しては逆相となり、
図13におけるVLOと同様抑制される。
を±Vrfとすると、トランジスタ19e,19fからな
る差動増幅器の差動出力+Vrf及び−Vrfがトランジス
タ19a,19b及びトランジスタ19c,19dに対
してそれぞれ供給される。すなわち、トランジスタ19
a,19bに対し+Vrf、トランジスタ19c,19d
に対し−Vrfとなる。したがって、VLOと乗算された総
合波は、トランジスタ19aでVLO・Vrf、トランジス
タ19bで0[V]、トランジスタ19cで0[V」、
トランジスタ19dでVLO・Vrfとなる。したがって、
出力端子17に対しては逆相となり抑制される。
ンジスタ19aでV2LO ・Vrf、トランジスタ19bで
0[V]、トランジスタ19cで0[V]、トランジス
タ19dで−V2LO ・Vrf となる。したがって、出力
端子17に対しては同相となり抑制されない。このよう
に、図7の構成によれば、トランジスタを用いた場合で
あっても偶高調波ミクサとして動作する。
ば、トランジスタを用いて偶高調波ミクサを構成するこ
とができて、ミクサの小型化が可能になる。このこと
は、偶高調波ミクサをモノリシックで構成する際に、特
に有効である。
バンドの出力を得る場合を例にとり説明してきたが、こ
れに限らず、これらのミクサは、中間周波帯の出力を得
る場合にも適用できる。
の発明によれば、2つのダイオードを互いに逆極性で並
列接続してなり、上記2つのダイオードの第1の並列接
続端を信号波の入力端及び混合波の出力端とし、第2の
並列接続端を局部発振波の入力端としたダイオードペア
と、集中定数により構成され、上記局部発振波の周波数
で短絡状態になるとともに、上記信号波の周波数で開放
状態になり、上記第1の並列接続端に接続された第1の
分波回路と、集中定数により構成され、上記局部発振波
の周波数で開放状態になるとともに、上記信号波の周波
数で短絡状態になり、上記第2の並列接続端に接続され
た第2の分波回路とを備えたので、集中定数を用いてミ
クサを構成でき、ミクサを小型化することができる。
波を増幅し、互いに逆位相となる第1の出力及び第2の
出力として出力する差動増幅器と、2つのダイオードを
互いに逆極性で並列接続してそれぞれなる複数のダイオ
ードペアをリング状に接続して構成されたダイオードリ
ングを有し、上記差動増幅器の2つの出力に基づき、上
記局部発振波の2倍波と上記ダイオードリングに入力さ
れた信号波との混合波を出力する混合部とを備えたの
で、スロット線路を用いることなくミクサを構成でき、
ミクサを小型化することができる。
上記差動増幅器の出力に含まれる高調波を除去して、上
記混合部に供給するフィルタを備えたので、差動増幅器
の出力に含まれる高調波成分を除去できて、ミキサの性
能がさらに向上する。
増幅し、互いに逆位相となる第1の出力及び第2の出力
として出力する第1の差動増幅器と、局部発振波を受け
てこの局部発振波の2倍波を発生するとともに、この2
倍波と上記第1の差動増幅器の第1の出力とを乗算して
差動信号として出力する第2の差動増幅器と、上記第2
の差動増幅器の出力端と並列に接続された出力端をも
ち、上記局部発振波を受けて上記第1の差動増幅器で発
生する局部発振波の2倍波と逆位相となる2倍波を発生
するとともに、この2倍波と上記第1の差動増幅器の第
2の出力とを乗算して差動信号として出力する第3の差
動増幅器とを備えたので、差動増幅器を用いて偶高調波
ミクサを構成することができて、ミクサの小型化が可能
になる。
る。
る。
る。
る。
る。
る。
る。
域通過フィルタ(BPF)、6 0 度分配器、8 局部発
振器、9 低域通過フィルタ(LPF) 、10 ベースバンド
増幅器(AMP) 、11 復調回路、30 ミクサダイオード、
31 アンチパラレルダイオードペア(APDP)、32 RF端
子、33 LO端子、34 ベースバンド端子、35 先端開放
スタブ、36 先端短絡スタブ、37 RFチョーク、38 DC
カット、39 分波回路、40 偶高調波ミクサ、41 偶高
調波直交ミクサ、42 45度移相器、61 キャパシタCp2
p、62 キャパシタCsp 、63 インダクタLsp 、64 集
中定数化スタブA 、65 インダクタLpp 、66キャパシタ
Cpp 、67インダクタLs2p、68 集中定数化スタブB 、69
インダクタLp2p、70 集中定数化スタブC 、71キャパ
シタCs2p、72 集中定数化スタブD 、80 スロット線
路、81 コプレナ線路、82 ワイヤ、83 抵抗、84 ト
ランジスタ、85 電流源、86 差動増幅器、87 DCカッ
ト用キャパシタ、88 混合部。
Claims (8)
- 【請求項1】 2つのダイオードを互いに逆極性で並列
接続してなり、上記2つのダイオードの第1の並列接続
端を信号波の入力端及び混合波の出力端とし、第2の並
列接続端を局部発振波の入力端としたダイオードペア
と、 集中定数により構成され、上記局部発振波の周波数で短
絡状態になるとともに、上記信号波の周波数で開放状態
になり、上記第1の並列接続端に接続された第1の分波
回路と、 集中定数により構成され、上記局部発振波の周波数で開
放状態になるとともに、上記信号波の周波数で短絡状態
になり、上記第2の並列接続端に接続された第2の分波
回路とを備え、上記局部発振波の2倍波と上記信号波と
の混合波を出力するミクサ。 - 【請求項2】 上記第1の分波回路を、互いに直列に接
続されたキャパシタ及びインダクタからなる直列共振回
路と、上記直列共振回路に並列接続されたキャパシタと
から構成したことを特徴とする請求項1記載のミクサ。 - 【請求項3】 上記第1の分波回路を、互いに並列に接
続されたキャパシタ及びインダクタからなる並列共振回
路と、上記並列共振回路に直列接続されたキャパシタと
から構成したことを特徴とする請求項1記載のミクサ。 - 【請求項4】 上記第2の分波回路を、互いに直列に接
続されたキャパシタ及びインダクタからなる直列共振回
路と、上記直列共振回路に並列接続されたインダクタと
から構成したことを特徴とする請求項1記載のミクサ。 - 【請求項5】 上記第2の分波回路を、互いに並列に接
続されたキャパシタ及びインダクタからなる並列共振回
路と、上記並列共振回路に直列接続されたインダクタと
から構成したことを特徴とする請求項1記載のミクサ。 - 【請求項6】 局部発振波を増幅し、互いに逆位相とな
る第1の出力及び第2の出力として出力する差動増幅器
と、 2つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してそれぞ
れなる複数のダイオードペアをリング状に接続して構成
されたダイオードリングを有し、上記差動増幅器の2つ
の出力に基づき、上記局部発振波の2倍波と上記ダイオ
ードリングに入力された信号波との混合波を出力する混
合部とを備えたミクサ。 - 【請求項7】 上記差動増幅器の出力に含まれる高調波
を除去して、上記混合部に供給するフィルタを備えたこ
とを特徴とする請求項4記載のミクサ。 - 【請求項8】 信号波を増幅し、互いに逆位相となる第
1の出力及び第2の出力として出力する第1の差動増幅
器と、 局部発振波を受けてこの局部発振波の2倍波を発生する
とともに、この2倍波と上記第1の差動増幅器の第1の
出力とを乗算して差動信号として出力する第2の差動増
幅器と、 上記第2の差動増幅器の出力端と並列に接続された出力
端をもち、上記局部発振波を受けて上記第1の差動増幅
器で発生する局部発振波の2倍波と逆位相となる2倍波
を発生するとともに、この2倍波と上記第1の差動増幅
器の第2の出力とを乗算して差動信号として出力する第
3の差動増幅器とを備え、上記局部発振波の2倍波と上
記信号波との混合波を出力するミクサ。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04431395A JP3223747B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | ミクサ |
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JP04431395A JP3223747B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | ミクサ |
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JPH08242123A JPH08242123A (ja) | 1996-09-17 |
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ID=12688004
Family Applications (1)
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CN1639963A (zh) * | 2002-08-23 | 2005-07-13 | 三菱电机株式会社 | 混频电路 |
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