JPH10304001A - 変調器及び変調方法 - Google Patents
変調器及び変調方法Info
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- JPH10304001A JPH10304001A JP10056193A JP5619398A JPH10304001A JP H10304001 A JPH10304001 A JP H10304001A JP 10056193 A JP10056193 A JP 10056193A JP 5619398 A JP5619398 A JP 5619398A JP H10304001 A JPH10304001 A JP H10304001A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 51
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2092—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner with digital generation of the modulated carrier (does not include the modulation of a digitally generated carrier)
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 Δシグマ変調器の消費電力の低減を図
る。 【解決手段】 補間フィルタ１２、１５は、ディジタル
ベースバンド信号の同相成分及び直交成分の周波数を中
間周波数の４倍に周波数変調する。Δシグマ変調回路１
３、１６は、周波数変調された信号をΔシグマ変調す
る。ＬＰＦ２１、２２は、Δシグマ変調された信号から
不要周波数成分を除去する。スイッチング回路２７は、
ＬＰＦを通過させた信号を中間周波数の４倍のサンプリ
ング周波数で、同相成分、直交成分の符号反転成分、同
相成分の符号反転成分、直交成分の順に選択し、ディジ
タル直交信号を出力する。ＮビットＤ／Ａ変換器２４
は、ディジタル直交信号をアナログ直交信号に変換す
る。
る。 【解決手段】 補間フィルタ１２、１５は、ディジタル
ベースバンド信号の同相成分及び直交成分の周波数を中
間周波数の４倍に周波数変調する。Δシグマ変調回路１
３、１６は、周波数変調された信号をΔシグマ変調す
る。ＬＰＦ２１、２２は、Δシグマ変調された信号から
不要周波数成分を除去する。スイッチング回路２７は、
ＬＰＦを通過させた信号を中間周波数の４倍のサンプリ
ング周波数で、同相成分、直交成分の符号反転成分、同
相成分の符号反転成分、直交成分の順に選択し、ディジ
タル直交信号を出力する。ＮビットＤ／Ａ変換器２４
は、ディジタル直交信号をアナログ直交信号に変換す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動通
信等において使用され、ディジタルベースバンド信号を
直交変調する変調器及び変調方法に関する。
信等において使用され、ディジタルベースバンド信号を
直交変調する変調器及び変調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話などのディジタル移動通信シス
テム等においては、特開平６−２１９９１号公報等に開
示されているように、送信される信号を同相成分と直交
成分に分割し、それぞれ成分を△シグマ変調した後に直
交変調する変調器が使用されることがある。
テム等においては、特開平６−２１９９１号公報等に開
示されているように、送信される信号を同相成分と直交
成分に分割し、それぞれ成分を△シグマ変調した後に直
交変調する変調器が使用されることがある。
【０００３】以下、従来の変調器について図を用いて説
明する。図１は、従来の変調器の構成を示すブロック図
である。図７において、△シグマ変調器２は、入力端子
１から入力された変調信号を２進の信号に変換し、乗算
回路３に出力する。また、乗算回路３は、△シグマ変調
器２から出力された２進信号と搬送波信号とを乗算して
振幅変調信号を生成し、出力端子４に出力する。
明する。図１は、従来の変調器の構成を示すブロック図
である。図７において、△シグマ変調器２は、入力端子
１から入力された変調信号を２進の信号に変換し、乗算
回路３に出力する。また、乗算回路３は、△シグマ変調
器２から出力された２進信号と搬送波信号とを乗算して
振幅変調信号を生成し、出力端子４に出力する。
【０００４】次に、上記構成を有する従来の変調器の動
作について説明する。まず、入力端子１から入力された
変調信号が△シグマ変調器２にて△シグマ変調され、２
値の△シグマ変調信号が出力される。次に、Δシグマ変
調信号と搬送波信号とが乗算回路３にて乗算されて振幅
変調信号が生成され、この振幅変調信号が出力端子４を
介して他の装置へ出力される。このようにして、従来の
変調器は、送信信号をディジタル直交信号に変調するこ
とができる。
作について説明する。まず、入力端子１から入力された
変調信号が△シグマ変調器２にて△シグマ変調され、２
値の△シグマ変調信号が出力される。次に、Δシグマ変
調信号と搬送波信号とが乗算回路３にて乗算されて振幅
変調信号が生成され、この振幅変調信号が出力端子４を
介して他の装置へ出力される。このようにして、従来の
変調器は、送信信号をディジタル直交信号に変調するこ
とができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来の変
調器においては、Δシグマ変調を実現する上で避けられ
ない処理である高いサンプリング周波数下で直交変調の
ための乗算が必要となる。このため、高速乗算器が必要
となり、消費電力が大きくなるという問題点がある。本
発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、高速乗算
器を必要とせず、消費電力の少ない変調器及び変調方法
を提供することを目的とする。
調器においては、Δシグマ変調を実現する上で避けられ
ない処理である高いサンプリング周波数下で直交変調の
ための乗算が必要となる。このため、高速乗算器が必要
となり、消費電力が大きくなるという問題点がある。本
発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、高速乗算
器を必要とせず、消費電力の少ない変調器及び変調方法
を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、以下のような手段を講じた。請求項１記載
の変調器の発明は、ディジタルベースバンド信号の同相
成分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の４倍に変
調する周波数変調手段と、前記周波数変調されたディジ
タルベースバンド信号を△シグマ変調する△シグマ変調
手段と、前記△シグマ変調されたディジタルベースバン
ド信号から不要周波数成分を除去する除去手段と、前記
不要周波数成分を除去されたディジタルベースバンド信
号から中間周波数のディジタル直交信号を生成する直交
変調手段を具備する構成を採る。また、請求項２記載の
発明は、請求項１記載の変調器において、直交変調手段
は、中間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジ
タルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転
信号同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選
択する構成を採る。また、請求項３記載の発明は、請求
項１又は請求項２に記載の変調器において、除去手段
は、低周波数成分のみを通過させる低域通過フィルタで
ある構成を採る。また、請求項４記載の発明は、請求項
１又は請求項２に記載の変調器において、除去手段は、
ディジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を
１サンプリング周波数だけ遅延させる遅延回路と、ディ
ジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分に前記
遅延回路の出力成分を加算する加算器とを含む構成を採
る。また、請求項１０記載の変調方法は、ディジタルベ
ースバンド信号の同相成分及び直交成分の中心周波数を
中間周波数の４倍に周波数変調する工程と、この周波数
変調した信号を△シグマ変調する工程と、この△シグマ
変調した信号から不要周波数成分を除去する工程と、こ
の不要周波数成分を除去した信号から中間周波数のディ
ジタル直交信号を生成する工程とを有する方法を採る。
また、請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の変調
方法において、ディジタル直交信号を生成する工程は、
中間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジタル
ベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転信
号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選
択する方法を採る。また、請求項１２記載の発明は、請
求項１０又は請求項１１に記載の変調方法において、不
要周波数成分を除去する工程は、低域通過フィルタによ
り行われる方法を採る。また、請求項１３記載の発明
は、請求項１０又は請求項１１に記載の変調方法におい
て、不要周波数成分を除去する工程は、ディジタルベー
スバンド信号の同相成分及び直交成分とこれらを１サン
プリング周波数だけ遅延させた成分とを加算することに
より行われる方法を採る。これらの構成により、ディジ
タルベースバンド信号の変調器にて乗算器を使用せず直
交変調できるので、変調器における消費電力を低減でき
る。また、不要周波数成分を除去することにより、直交
変調時の量子化雑音の影響を軽減してＳ／Ｎ比を改善で
きるため、高精度の変調を実現できる。
するために、以下のような手段を講じた。請求項１記載
の変調器の発明は、ディジタルベースバンド信号の同相
成分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の４倍に変
調する周波数変調手段と、前記周波数変調されたディジ
タルベースバンド信号を△シグマ変調する△シグマ変調
手段と、前記△シグマ変調されたディジタルベースバン
ド信号から不要周波数成分を除去する除去手段と、前記
不要周波数成分を除去されたディジタルベースバンド信
号から中間周波数のディジタル直交信号を生成する直交
変調手段を具備する構成を採る。また、請求項２記載の
発明は、請求項１記載の変調器において、直交変調手段
は、中間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジ
タルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転
信号同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選
択する構成を採る。また、請求項３記載の発明は、請求
項１又は請求項２に記載の変調器において、除去手段
は、低周波数成分のみを通過させる低域通過フィルタで
ある構成を採る。また、請求項４記載の発明は、請求項
１又は請求項２に記載の変調器において、除去手段は、
ディジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を
１サンプリング周波数だけ遅延させる遅延回路と、ディ
ジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分に前記
遅延回路の出力成分を加算する加算器とを含む構成を採
る。また、請求項１０記載の変調方法は、ディジタルベ
ースバンド信号の同相成分及び直交成分の中心周波数を
中間周波数の４倍に周波数変調する工程と、この周波数
変調した信号を△シグマ変調する工程と、この△シグマ
変調した信号から不要周波数成分を除去する工程と、こ
の不要周波数成分を除去した信号から中間周波数のディ
ジタル直交信号を生成する工程とを有する方法を採る。
また、請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の変調
方法において、ディジタル直交信号を生成する工程は、
中間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジタル
ベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転信
号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選
択する方法を採る。また、請求項１２記載の発明は、請
求項１０又は請求項１１に記載の変調方法において、不
要周波数成分を除去する工程は、低域通過フィルタによ
り行われる方法を採る。また、請求項１３記載の発明
は、請求項１０又は請求項１１に記載の変調方法におい
て、不要周波数成分を除去する工程は、ディジタルベー
スバンド信号の同相成分及び直交成分とこれらを１サン
プリング周波数だけ遅延させた成分とを加算することに
より行われる方法を採る。これらの構成により、ディジ
タルベースバンド信号の変調器にて乗算器を使用せず直
交変調できるので、変調器における消費電力を低減でき
る。また、不要周波数成分を除去することにより、直交
変調時の量子化雑音の影響を軽減してＳ／Ｎ比を改善で
きるため、高精度の変調を実現できる。
【０００７】また、請求項５記載の変調器は、ディジタ
ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分の中心周波
数を中間周波数の４倍に変調する周波数変調手段と、前
記周波数変調されたディジタルベースバンド信号を△シ
グマ変調する△シグマ変調手段と、前記△シグマ変調さ
れたディジタルベースバンド信号を１サンプリング周波
数だけ遅延させる遅延回路と、前記△シグマ変調された
ディジタルベースバンド信号から中間周波数の第１ディ
ジタル直交信号を生成する第１直交変調手段と、前記遅
延されたディジタルベースバンド信号から中間周波数の
第２ディジタル直交信号を生成する第２直交変調手段
と、前記第１及び第２ディジタル直交信号を加算する加
算手段とを具備する構成を採る。また、請求項６記載の
発明は、請求項５記載の変調器において、第１及び第２
直交変調手段は、同時に中間周波数の４倍のサンプリン
グ周波数で、ディジタルベースバンド信号の同相成分、
直交成分の符号反転信号、同相成分の符号反転信号及び
直交成分をその順に選択する構成を採る。また、請求項
１４記載の変調方法は、ディジタルベースバンド信号の
同相成分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の４倍
に周波数変調する工程と、この周波数変調した信号を△
シグマ変調する工程と、この△シグマ変調した信号から
不要周波数成分を除去する工程と、△シグマ変調手段を
通過した信号を１サンプリング周波数だけ遅延させる工
程と、△シグマ変調手段を通過した信号から中間周波数
の第１ディジタル直交信号を生成する工程と、１サンプ
リング周波数だけ遅延した信号から中間周波数の第２デ
ィジタル直交信号を生成する工程と、前記第１及び第２
ディジタル直交信号を加算する工程とを有する方法を採
る。また、請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の
変調方法において、第１ディジタル直交信号を生成する
工程及び第２ディジタル直交信号を生成する工程は、同
時に中間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジ
タルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転
信号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に
選択する方法を採る。これらの構成により、不要周波数
成分を除去する手段として低域通過フィルタを使用する
場合に比べ、量子化雑音の影響を低減させたまま変調器
の小型化を図ることができる。
ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分の中心周波
数を中間周波数の４倍に変調する周波数変調手段と、前
記周波数変調されたディジタルベースバンド信号を△シ
グマ変調する△シグマ変調手段と、前記△シグマ変調さ
れたディジタルベースバンド信号を１サンプリング周波
数だけ遅延させる遅延回路と、前記△シグマ変調された
ディジタルベースバンド信号から中間周波数の第１ディ
ジタル直交信号を生成する第１直交変調手段と、前記遅
延されたディジタルベースバンド信号から中間周波数の
第２ディジタル直交信号を生成する第２直交変調手段
と、前記第１及び第２ディジタル直交信号を加算する加
算手段とを具備する構成を採る。また、請求項６記載の
発明は、請求項５記載の変調器において、第１及び第２
直交変調手段は、同時に中間周波数の４倍のサンプリン
グ周波数で、ディジタルベースバンド信号の同相成分、
直交成分の符号反転信号、同相成分の符号反転信号及び
直交成分をその順に選択する構成を採る。また、請求項
１４記載の変調方法は、ディジタルベースバンド信号の
同相成分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の４倍
に周波数変調する工程と、この周波数変調した信号を△
シグマ変調する工程と、この△シグマ変調した信号から
不要周波数成分を除去する工程と、△シグマ変調手段を
通過した信号を１サンプリング周波数だけ遅延させる工
程と、△シグマ変調手段を通過した信号から中間周波数
の第１ディジタル直交信号を生成する工程と、１サンプ
リング周波数だけ遅延した信号から中間周波数の第２デ
ィジタル直交信号を生成する工程と、前記第１及び第２
ディジタル直交信号を加算する工程とを有する方法を採
る。また、請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の
変調方法において、第１ディジタル直交信号を生成する
工程及び第２ディジタル直交信号を生成する工程は、同
時に中間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジ
タルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転
信号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に
選択する方法を採る。これらの構成により、不要周波数
成分を除去する手段として低域通過フィルタを使用する
場合に比べ、量子化雑音の影響を低減させたまま変調器
の小型化を図ることができる。
【０００８】また、請求項７記載の変調器は、ディジタ
ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を１ビット
単位で△シグマ変調する１ビット△シグマ変調手段と、
余弦搬送波及び正弦搬送波を発生させる搬送波発生手段
と、１ビット△シグマ変調されたディジタルベースバン
ド信号の符号に基き前記余弦搬送波及び正弦搬送波を変
換する搬送波変換手段と、変換された余弦搬送波と正弦
搬送波とを加算することによりディジタル直交信号を出
力する搬送波加算器とを具備する構成を採る。また、請
求項８記載の発明は、請求項７記載の変調器において、
搬送波変換手段は、ディジタルベースバンド信号の同相
成分の符号が正ならば余弦搬送波をそのまま出力し、負
ならば余弦搬送波の符号を反転して出力し、ディジタル
ベースバンド信号の直交成分の符号が正ならば正弦搬送
波の符号をそのまま出力し、負ならば正弦搬送波の符号
を反転して出力することにより変換を行う構成を採る。
また、請求項１６記載の変調方法は、ディジタルベース
バンド信号の同相成分及び直交成分を１ビット単位で△
シグマ変調する工程と、余弦搬送波及び正弦搬送波を発
生させる工程と、前記１ビット△シグマ変調されたディ
ジタルベースバンド信号の符号に基き前記余弦搬送波及
び正弦搬送波を変換する工程と、前記変換された余弦搬
送波と正弦搬送波とを加算することによりディジタル直
交信号を出力する工程とを有する方法を採る。また、請
求項１７記載の発明は、請求項１６記載の変調方法にお
いて、余弦搬送波及び正弦搬送波を変換する工程は、デ
ィジタルベースバンド信号の同相成分の符号が正ならば
余弦搬送波をそのまま出力し、負ならば余弦搬送波を符
号反転して出力し、ディジタルベースバンド信号の直交
成分の符号が正ならば正弦搬送波をそのまま出力し、負
ならば正弦搬送波を符号反転することにより変換を行う
方法を採る。これらに構成により、乗算器を使用せず変
調器における消費電力を低減し、しかも、任意のサンプ
リング周波数にてディジタルベースバンド信号を直交変
調できる。
ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を１ビット
単位で△シグマ変調する１ビット△シグマ変調手段と、
余弦搬送波及び正弦搬送波を発生させる搬送波発生手段
と、１ビット△シグマ変調されたディジタルベースバン
ド信号の符号に基き前記余弦搬送波及び正弦搬送波を変
換する搬送波変換手段と、変換された余弦搬送波と正弦
搬送波とを加算することによりディジタル直交信号を出
力する搬送波加算器とを具備する構成を採る。また、請
求項８記載の発明は、請求項７記載の変調器において、
搬送波変換手段は、ディジタルベースバンド信号の同相
成分の符号が正ならば余弦搬送波をそのまま出力し、負
ならば余弦搬送波の符号を反転して出力し、ディジタル
ベースバンド信号の直交成分の符号が正ならば正弦搬送
波の符号をそのまま出力し、負ならば正弦搬送波の符号
を反転して出力することにより変換を行う構成を採る。
また、請求項１６記載の変調方法は、ディジタルベース
バンド信号の同相成分及び直交成分を１ビット単位で△
シグマ変調する工程と、余弦搬送波及び正弦搬送波を発
生させる工程と、前記１ビット△シグマ変調されたディ
ジタルベースバンド信号の符号に基き前記余弦搬送波及
び正弦搬送波を変換する工程と、前記変換された余弦搬
送波と正弦搬送波とを加算することによりディジタル直
交信号を出力する工程とを有する方法を採る。また、請
求項１７記載の発明は、請求項１６記載の変調方法にお
いて、余弦搬送波及び正弦搬送波を変換する工程は、デ
ィジタルベースバンド信号の同相成分の符号が正ならば
余弦搬送波をそのまま出力し、負ならば余弦搬送波を符
号反転して出力し、ディジタルベースバンド信号の直交
成分の符号が正ならば正弦搬送波をそのまま出力し、負
ならば正弦搬送波を符号反転することにより変換を行う
方法を採る。これらに構成により、乗算器を使用せず変
調器における消費電力を低減し、しかも、任意のサンプ
リング周波数にてディジタルベースバンド信号を直交変
調できる。
【０００９】また、請求項９記載の変調器は、ディジタ
ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を△シグマ
変調する△シグマ変調手段と、前記△シグマ変調された
ディジタルベースバンド信号に応じたアドレスを発生さ
せるアドレス発生手段と、前記アドレスに基いて、格納
したディジタル直交信号を読出す読出し手段とを具備す
る構成を採る。また、請求項１８記載の変調方法は、デ
ィジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を△
シグマ変調する工程と、△シグマ変調したディジタルベ
ースバンド信号の値に応じたアドレスを発生させる工程
と、前記アドレスに基いて、格納したディジタル直交信
号を出力する工程とを有する方法を採る。これらの構成
により、多ビットの加減算を行わずにディジタルベース
バンド信号を直交変調できるので、さらに消費電力を低
減できる。
ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を△シグマ
変調する△シグマ変調手段と、前記△シグマ変調された
ディジタルベースバンド信号に応じたアドレスを発生さ
せるアドレス発生手段と、前記アドレスに基いて、格納
したディジタル直交信号を読出す読出し手段とを具備す
る構成を採る。また、請求項１８記載の変調方法は、デ
ィジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を△
シグマ変調する工程と、△シグマ変調したディジタルベ
ースバンド信号の値に応じたアドレスを発生させる工程
と、前記アドレスに基いて、格納したディジタル直交信
号を出力する工程とを有する方法を採る。これらの構成
により、多ビットの加減算を行わずにディジタルベース
バンド信号を直交変調できるので、さらに消費電力を低
減できる。
【００１０】また、請求項１９記載の移動局装置は、請
求項１乃至請求項９のいずれかに記載の変調器によりデ
ィジタルベースバンド信号の直交変調を行う構成を採
る。また、請求項２０記載の基地局装置は、請求項１乃
至請求項９のいずれかに記載の変調器によりディジタル
ベースバンド信号の直交変調を行う構成を採る。また、
請求項２１記載の無線通信システムは、請求項１９記載
の移動局装置と請求項２０記載の基地局装置とにより無
線通信を行う構成を採る。
求項１乃至請求項９のいずれかに記載の変調器によりデ
ィジタルベースバンド信号の直交変調を行う構成を採
る。また、請求項２０記載の基地局装置は、請求項１乃
至請求項９のいずれかに記載の変調器によりディジタル
ベースバンド信号の直交変調を行う構成を採る。また、
請求項２１記載の無線通信システムは、請求項１９記載
の移動局装置と請求項２０記載の基地局装置とにより無
線通信を行う構成を採る。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて説明する。 （実施の形態１）本発明の実施の形態１においては、デ
ィジタルベースバンド信号の中心周波数を中間周波数の
４倍に高めて△シグマ変調し、この信号及びその符号反
転信号をスイッチング回路にて中間周波数の４倍のサン
プリング周波数で切替えて選択することにより直交変調
を行う変調器について説明する。
て、図面を用いて説明する。 （実施の形態１）本発明の実施の形態１においては、デ
ィジタルベースバンド信号の中心周波数を中間周波数の
４倍に高めて△シグマ変調し、この信号及びその符号反
転信号をスイッチング回路にて中間周波数の４倍のサン
プリング周波数で切替えて選択することにより直交変調
を行う変調器について説明する。
【００１２】図１は、本発明の実施の形態１における変
調器の構成を示すブロック図である。ここで、信号を無
線で送信する場合、一般的に、ディジタルベースバンド
信号の中心周波数を一定の中間周波数まで高めてから高
周波の搬送波を乗算する。補間フィルタ１２は、入力端
子１１から入力されたディジタルベースバンド信号の同
相成分（以下、「Ｉ信号」という）の中心周波数を中間
周波数の４倍に高め、周波数を高められた信号を△シグ
マ変調回路１３に出力する。同様に、補間フィルタ１５
は、入力端子１４から入力されたディジタルベースバン
ド信号の直交成分（以下、「Ｑ信号」という）の中心周
波数を中間周波数の４倍に高め、周波数を高められた信
号を△シグマ変調回路１６に出力する。△シグマ変調回
路１３は、補間フィルタ１２から入力したI信号を△シ
グマ変調することにより２進の信号に変換し、変換され
た信号をスイッチング回路１７に出力する。同様に、△
シグマ変調回路１６は、補間フィルタ１５から入力した
Ｑ信号を△シグマ変調することにより２進の信号に変換
し、変換された信号をスイッチング回路１７に出力す
る。
調器の構成を示すブロック図である。ここで、信号を無
線で送信する場合、一般的に、ディジタルベースバンド
信号の中心周波数を一定の中間周波数まで高めてから高
周波の搬送波を乗算する。補間フィルタ１２は、入力端
子１１から入力されたディジタルベースバンド信号の同
相成分（以下、「Ｉ信号」という）の中心周波数を中間
周波数の４倍に高め、周波数を高められた信号を△シグ
マ変調回路１３に出力する。同様に、補間フィルタ１５
は、入力端子１４から入力されたディジタルベースバン
ド信号の直交成分（以下、「Ｑ信号」という）の中心周
波数を中間周波数の４倍に高め、周波数を高められた信
号を△シグマ変調回路１６に出力する。△シグマ変調回
路１３は、補間フィルタ１２から入力したI信号を△シ
グマ変調することにより２進の信号に変換し、変換され
た信号をスイッチング回路１７に出力する。同様に、△
シグマ変調回路１６は、補間フィルタ１５から入力した
Ｑ信号を△シグマ変調することにより２進の信号に変換
し、変換された信号をスイッチング回路１７に出力す
る。
【００１３】スイッチング回路１７は、△シグマ変調さ
れたI信号及びＱ信号からこれらの符号反転信号（以
下、「ｎI信号」及び「ｎＱ信号」という）を生成する
とともに、中間周期の１／４のサンプリング周期で前記
４種類の信号（I信号、Ｑ信号、ｎI信号及びｎＱ信号）
をI信号、ｎＱ信号、ｎI信号及びＱ信号の順で選択する
ことにより直交変調を行い、これにより得られた中間周
波数を有するディジタル直交信号をＤ／Ａ変換器１８に
出力する。Ｄ／Ａ変換器１８は、スイッチング回路１７
から入力したディジタル直交信号をアナログ直交信号に
変換し、変換されたアナログ直交信号を出力端子１９を
介して他の装置に出力する。
れたI信号及びＱ信号からこれらの符号反転信号（以
下、「ｎI信号」及び「ｎＱ信号」という）を生成する
とともに、中間周期の１／４のサンプリング周期で前記
４種類の信号（I信号、Ｑ信号、ｎI信号及びｎＱ信号）
をI信号、ｎＱ信号、ｎI信号及びＱ信号の順で選択する
ことにより直交変調を行い、これにより得られた中間周
波数を有するディジタル直交信号をＤ／Ａ変換器１８に
出力する。Ｄ／Ａ変換器１８は、スイッチング回路１７
から入力したディジタル直交信号をアナログ直交信号に
変換し、変換されたアナログ直交信号を出力端子１９を
介して他の装置に出力する。
【００１４】次に、本発明の実施の形態１における変調
器の直交変調処理について詳細に説明する。中間周波数
における直交変調波s(t)は、Ｉ信号成分をi(t)、Ｑ信号
成分をq(t)、中間周波数をfoとすると以下に示す式
（１）で表わされる。 s(t)=i(t)×cos(２πfo t)−q(t)×sin(２πfo t) (１) そして、サンプリング周波数fsは中間周波数foの４倍に
設定されているので、上記式（１）は以下に示す式
（２）に変形できる。 s(t)=i(t)×cos(２πfs t/４)−q(t)×sin(２πfs t/４) (２) ここで、直交変調波s(t)は、サンプリング周期Ts=１／f
sごとにサンプリングされて出力されるディジタル直交
信号と等価である。よって、式（２）は、ｎを整数とし
て、以下に示す式(３)から(６)に置き換えることができ
る。 s(t)=i(t) (t=４ｎTs) (３) s(t)=−q(t) (t=(４ｎ＋１)Ts) (４) s(t)=−i(t) (t=(４ｎ＋２)Ts) (５) s(t)=q(t) (t=(４ｎ＋３)Ts) (６) すなわち、直交変調は、スイッチング回路１７をI信
号、ｎＱ信号、ｎＩ信号、Ｑ信号の順でサンプリング周
期Tsごとに順次選択させることにより達成できる。
器の直交変調処理について詳細に説明する。中間周波数
における直交変調波s(t)は、Ｉ信号成分をi(t)、Ｑ信号
成分をq(t)、中間周波数をfoとすると以下に示す式
（１）で表わされる。 s(t)=i(t)×cos(２πfo t)−q(t)×sin(２πfo t) (１) そして、サンプリング周波数fsは中間周波数foの４倍に
設定されているので、上記式（１）は以下に示す式
（２）に変形できる。 s(t)=i(t)×cos(２πfs t/４)−q(t)×sin(２πfs t/４) (２) ここで、直交変調波s(t)は、サンプリング周期Ts=１／f
sごとにサンプリングされて出力されるディジタル直交
信号と等価である。よって、式（２）は、ｎを整数とし
て、以下に示す式(３)から(６)に置き換えることができ
る。 s(t)=i(t) (t=４ｎTs) (３) s(t)=−q(t) (t=(４ｎ＋１)Ts) (４) s(t)=−i(t) (t=(４ｎ＋２)Ts) (５) s(t)=q(t) (t=(４ｎ＋３)Ts) (６) すなわち、直交変調は、スイッチング回路１７をI信
号、ｎＱ信号、ｎＩ信号、Ｑ信号の順でサンプリング周
期Tsごとに順次選択させることにより達成できる。
【００１５】次に、実施の形態１における変調器の動作
の流れについて説明する。まず、入力端子１１に入力さ
れたＩ信号は、補間フィルタ１２にて中心周波数を中間
周波数の４倍に高められ、△シグマ変調回路１３にて△
シグマ変調される。同様に、入力端子１４に入力された
Ｑ信号は、補間フィルタ１５にて中心周波数を中間周波
数の４倍に高められ、△シグマ変調回路１６にて△シグ
マ変調される。次に、スイッチング回路１７にて、△シ
グマ変調されたI信号及びＱ信号からこれらの符号反転
信号であるｎI信号及びｎＱ信号が生成される。そし
て、スイッチング回路１７において、I信号、ｎＱ信
号、ｎI信号及びＱ信号が、この順で中間周期の１／４
のサンプリング周期ごとに順次選択され、直交変調され
た中間周波数のディジタル直交信号が出力される。次
に、Ｄ／Ａ変換器１８にて、ディジタル直交信号がアナ
ログ直交信号に変換され、変換されたアナログ信号は出
力端子１９を介して他の装置に出力される。
の流れについて説明する。まず、入力端子１１に入力さ
れたＩ信号は、補間フィルタ１２にて中心周波数を中間
周波数の４倍に高められ、△シグマ変調回路１３にて△
シグマ変調される。同様に、入力端子１４に入力された
Ｑ信号は、補間フィルタ１５にて中心周波数を中間周波
数の４倍に高められ、△シグマ変調回路１６にて△シグ
マ変調される。次に、スイッチング回路１７にて、△シ
グマ変調されたI信号及びＱ信号からこれらの符号反転
信号であるｎI信号及びｎＱ信号が生成される。そし
て、スイッチング回路１７において、I信号、ｎＱ信
号、ｎI信号及びＱ信号が、この順で中間周期の１／４
のサンプリング周期ごとに順次選択され、直交変調され
た中間周波数のディジタル直交信号が出力される。次
に、Ｄ／Ａ変換器１８にて、ディジタル直交信号がアナ
ログ直交信号に変換され、変換されたアナログ信号は出
力端子１９を介して他の装置に出力される。
【００１６】このように、本実施の形態の変調器におい
ては、直交変調処理をスイッチング回路にて行うことが
できるので、高速乗算器を用いる場合に比べ演算規模を
大幅に削減でき、消費電力を低下できる。
ては、直交変調処理をスイッチング回路にて行うことが
できるので、高速乗算器を用いる場合に比べ演算規模を
大幅に削減でき、消費電力を低下できる。
【００１７】（実施の形態２）本発明の実施の形態２に
おいては、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を
中間周波数の４倍に高めて△シグマ変調し、△シグマ変
調された信号を低域通過フィルタ（以下、「ＬＰＦ」と
いう）に通過させ、この信号及びその符号反転信号をス
イッチング回路にて中間周波数の４倍のサンプリング周
波数で切替えて選択することにより直交変調を行う変調
器について説明する。
おいては、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を
中間周波数の４倍に高めて△シグマ変調し、△シグマ変
調された信号を低域通過フィルタ（以下、「ＬＰＦ」と
いう）に通過させ、この信号及びその符号反転信号をス
イッチング回路にて中間周波数の４倍のサンプリング周
波数で切替えて選択することにより直交変調を行う変調
器について説明する。
【００１８】図２は、本発明の実施の形態２における変
調器の構成を示すブロック図である。なお、図１と共通
する部分は図１と同一符号を付してその説明を省略す
る。図２に示すように、実施の形態２における変調器
は、実施の形態１における変調器と比較して、ＬＰＦ２
１が△シグマ変調回路１３とスイッチング回路１７との
間に挿入され、ＬＰＦ２２が△シグマ変調回路１６とス
イッチング回路１７との間に挿入される。
調器の構成を示すブロック図である。なお、図１と共通
する部分は図１と同一符号を付してその説明を省略す
る。図２に示すように、実施の形態２における変調器
は、実施の形態１における変調器と比較して、ＬＰＦ２
１が△シグマ変調回路１３とスイッチング回路１７との
間に挿入され、ＬＰＦ２２が△シグマ変調回路１６とス
イッチング回路１７との間に挿入される。
【００１９】ＬＰＦ２１は、サンプリング周波数の１／
２の周波数にノッチのある低域通過フィルタであり、サ
ンプリング周波数の１／２の周波数近傍における量子化
雑音等の不要周波数成分を除去する。同様に、ＬＰＦ２
２は、サンプリング周波数の１／２の周波数にノッチの
ある低域通過フィルタであり、サンプリング周波数の１
／２の周波数近傍における量子化雑音等の不要周波数成
分を除去する。スイッチング回路１７は、ＬＰＦ２１を
通過したI信号からｎI信号を生成し、ＬＰＦ２２を通過
したＱ信号からｎＱ信号を生成し、中間周期の１／４の
サンプリング周期で、I信号、ｎＱ信号、ｎI信号及びＱ
信号をその順で選択することにより直交変調を行い、中
間周波数のディジタル直交信号を出力する。ＮビットＤ
／Ａ変換器２３は、スイッチング回路１７から出力され
たディジタル直交信号をアナログ直交信号に変換し、変
換されたアナログ直交信号を出力端子１９を介して他の
装置に出力する。
２の周波数にノッチのある低域通過フィルタであり、サ
ンプリング周波数の１／２の周波数近傍における量子化
雑音等の不要周波数成分を除去する。同様に、ＬＰＦ２
２は、サンプリング周波数の１／２の周波数にノッチの
ある低域通過フィルタであり、サンプリング周波数の１
／２の周波数近傍における量子化雑音等の不要周波数成
分を除去する。スイッチング回路１７は、ＬＰＦ２１を
通過したI信号からｎI信号を生成し、ＬＰＦ２２を通過
したＱ信号からｎＱ信号を生成し、中間周期の１／４の
サンプリング周期で、I信号、ｎＱ信号、ｎI信号及びＱ
信号をその順で選択することにより直交変調を行い、中
間周波数のディジタル直交信号を出力する。ＮビットＤ
／Ａ変換器２３は、スイッチング回路１７から出力され
たディジタル直交信号をアナログ直交信号に変換し、変
換されたアナログ直交信号を出力端子１９を介して他の
装置に出力する。
【００２０】次に、実施の形態２における変調器のＩ信
号と雑音の関係について、図３の波形図を用いて説明す
る。なお、実施の形態２においてはＩ信号について説明
するが、Ｑ信号の場合も同様に説明できる。図３（ａ）
はＬＰＦ通過前のＩ信号の波形を示す波形図であり、図
３（ｂ）はＬＰＦを通過しないＩ信号を直交変調した際
の信号の波形を示す波形図である。また、図３（ｃ）は
ＬＰＦ通過後のＩ信号の波形を示す波形図であり、図３
（ｄ）はＬＰＦを通過したＩ信号を直交変調した際の信
号の波形を示す波形図である。
号と雑音の関係について、図３の波形図を用いて説明す
る。なお、実施の形態２においてはＩ信号について説明
するが、Ｑ信号の場合も同様に説明できる。図３（ａ）
はＬＰＦ通過前のＩ信号の波形を示す波形図であり、図
３（ｂ）はＬＰＦを通過しないＩ信号を直交変調した際
の信号の波形を示す波形図である。また、図３（ｃ）は
ＬＰＦ通過後のＩ信号の波形を示す波形図であり、図３
（ｄ）はＬＰＦを通過したＩ信号を直交変調した際の信
号の波形を示す波形図である。
【００２１】図３（ａ）に示すように、Ｉ信号の△シグ
マ変調出力（Ａ１、Ａ２）は、サンプリング周期fsごと
にピークとなる。また、△シグマ変調出力に含まれる量
子化雑音（Ｂ１）は、△シグマ変調方式の特徴により、
サンプリング周波数fsの１／２の周波数でピークとなる
ノイズシェービングを受けている。そして、図３（ｂ）
に示すように、Ｉ信号の△シグマ変調出力（Ａ１、Ａ
２）をサンプリング周波数の１／４を中心周波数とする
中間周波数に直交変調すると、ディジタル直交信号（Ａ
１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ２２）のピークは、Ｉ信号の
△シグマ変調出力（Ａ１、Ａ２）から中間周波数fo＝fs
／４だけ移動した位置に現れる。一方、量子化雑音（Ｂ
１）をサンプリング周波数の１／４を中心周波数とする
中間周波数に直交変調すると、直交変調された量子化雑
音（Ｂ１１、Ｂ１２）のピークは、fs／２−fo＝fs／２
−fs／４＝fs／４となる。このとき、移動したディジタ
ル直交信号（Ａ１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ２２）のピー
クと量子化雑音（Ｂ１１、Ｂ１２）のピークが重なる。
これにより、Ｓ／Ｎ比（信号対雑音比）が低減してしま
い、高精度の変調ができない。
マ変調出力（Ａ１、Ａ２）は、サンプリング周期fsごと
にピークとなる。また、△シグマ変調出力に含まれる量
子化雑音（Ｂ１）は、△シグマ変調方式の特徴により、
サンプリング周波数fsの１／２の周波数でピークとなる
ノイズシェービングを受けている。そして、図３（ｂ）
に示すように、Ｉ信号の△シグマ変調出力（Ａ１、Ａ
２）をサンプリング周波数の１／４を中心周波数とする
中間周波数に直交変調すると、ディジタル直交信号（Ａ
１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ２２）のピークは、Ｉ信号の
△シグマ変調出力（Ａ１、Ａ２）から中間周波数fo＝fs
／４だけ移動した位置に現れる。一方、量子化雑音（Ｂ
１）をサンプリング周波数の１／４を中心周波数とする
中間周波数に直交変調すると、直交変調された量子化雑
音（Ｂ１１、Ｂ１２）のピークは、fs／２−fo＝fs／２
−fs／４＝fs／４となる。このとき、移動したディジタ
ル直交信号（Ａ１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ２２）のピー
クと量子化雑音（Ｂ１１、Ｂ１２）のピークが重なる。
これにより、Ｓ／Ｎ比（信号対雑音比）が低減してしま
い、高精度の変調ができない。
【００２２】これに対し、図３（ｃ）に示すように、Ｉ
信号の△シグマ変調出力（Ａ１、Ａ２）を、サンプリン
グ周波数の１／２にノッチができる特性のＬＰＦに通過
させると、部分的に量子化雑音が除去され、サンプリン
グ周波数fsの１／２の周波数における量子化雑音（Ｂ
１）の影響を低減できる。これにより、図３（ｄ）に示
すように、量子化雑音（Ｂ１）をサンプリング周波数の
１／４を中心周波数とする中間周波数に直交変調した場
合、移動したディジタル直交信号（Ａ１１、Ａ１２、Ａ
２１、Ａ２２）のピークである中間周波数fo＝fs／４に
おいて、量子化雑音（Ｂ１１、Ｂ１２）を低減できる。
これにより、Ｓ／Ｎ比を改善して高精度の変調を行うこ
とができる。
信号の△シグマ変調出力（Ａ１、Ａ２）を、サンプリン
グ周波数の１／２にノッチができる特性のＬＰＦに通過
させると、部分的に量子化雑音が除去され、サンプリン
グ周波数fsの１／２の周波数における量子化雑音（Ｂ
１）の影響を低減できる。これにより、図３（ｄ）に示
すように、量子化雑音（Ｂ１）をサンプリング周波数の
１／４を中心周波数とする中間周波数に直交変調した場
合、移動したディジタル直交信号（Ａ１１、Ａ１２、Ａ
２１、Ａ２２）のピークである中間周波数fo＝fs／４に
おいて、量子化雑音（Ｂ１１、Ｂ１２）を低減できる。
これにより、Ｓ／Ｎ比を改善して高精度の変調を行うこ
とができる。
【００２３】具体的には、ＧＭＳ（Global Systems f
or Mobil communication）の仕様が、位相精度の平均
値５°以下、最大値２０°以下であるのに対し、上記実
施の形態の実験結果は、位相精度の平均値１．１４°、
最大値３．３３°である。なお、この実験結果は単に一
例であり、条件によっては更に良い結果が得られる。
or Mobil communication）の仕様が、位相精度の平均
値５°以下、最大値２０°以下であるのに対し、上記実
施の形態の実験結果は、位相精度の平均値１．１４°、
最大値３．３３°である。なお、この実験結果は単に一
例であり、条件によっては更に良い結果が得られる。
【００２４】次に、実施の形態２における変調器の動作
の流れについて説明する。まず、入力端子１１に入力さ
れたＩ信号は、補間フィルタ１２にて中心周波数を中間
周波数の４倍に高められ、△シグマ変調回路１３にて△
シグマ変調され、ＬＰＦ２１にて不要周波数成分が除去
される。同様に、入力端子１４に入力されたＱ信号は、
補間フィルタ１５にて中心周波数を中間周波数の４倍に
高められ、△シグマ変調回路１６にて△シグマ変調さ
れ、ＬＰＦ２２にて不要周波数成分が除去される。次
に、スイッチング回路１７にて、不要周波数成分が除去
されたI信号及びＱ信号からこれらの符号反転信号であ
るｎI信号及びｎＱ信号が生成される。そして、I信号、
ｎＱ信号、ｎI信号及びＱ信号が、この順で中間周期の
１／４のサンプリング周期ごとに順次選択され、直交変
調された中間周波数のディジタル直交信号が出力され
る。次に、Ｄ／Ａ変換器２３にて、ディジタル直交信号
がアナログ直交信号に変換され、変換されたアナログ直
交信号が出力端子１９を介して他の装置に出力される。
の流れについて説明する。まず、入力端子１１に入力さ
れたＩ信号は、補間フィルタ１２にて中心周波数を中間
周波数の４倍に高められ、△シグマ変調回路１３にて△
シグマ変調され、ＬＰＦ２１にて不要周波数成分が除去
される。同様に、入力端子１４に入力されたＱ信号は、
補間フィルタ１５にて中心周波数を中間周波数の４倍に
高められ、△シグマ変調回路１６にて△シグマ変調さ
れ、ＬＰＦ２２にて不要周波数成分が除去される。次
に、スイッチング回路１７にて、不要周波数成分が除去
されたI信号及びＱ信号からこれらの符号反転信号であ
るｎI信号及びｎＱ信号が生成される。そして、I信号、
ｎＱ信号、ｎI信号及びＱ信号が、この順で中間周期の
１／４のサンプリング周期ごとに順次選択され、直交変
調された中間周波数のディジタル直交信号が出力され
る。次に、Ｄ／Ａ変換器２３にて、ディジタル直交信号
がアナログ直交信号に変換され、変換されたアナログ直
交信号が出力端子１９を介して他の装置に出力される。
【００２５】このように、実施の形態２の変調器におい
ては、Ｉ信号とＱ信号の△シグマ変調出力をＬＰＦに通
過させることにより、直交変調時の量子化雑音の影響を
軽減してＳ／Ｎ比を改善できるため、高精度の変調を実
現できる。
ては、Ｉ信号とＱ信号の△シグマ変調出力をＬＰＦに通
過させることにより、直交変調時の量子化雑音の影響を
軽減してＳ／Ｎ比を改善できるため、高精度の変調を実
現できる。
【００２６】（実施の形態３）本発明の実施の形態３に
おいては、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を
中間周波数の４倍に高めて△シグマ変調し、この信号及
びその符号反転信号、並びに、それらの遅延信号をスイ
ッチング回路にて中間周波数の４倍のサンプリング周波
数で切替えて選択し、加算することにより直交変調を行
う変調器について説明する。
おいては、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を
中間周波数の４倍に高めて△シグマ変調し、この信号及
びその符号反転信号、並びに、それらの遅延信号をスイ
ッチング回路にて中間周波数の４倍のサンプリング周波
数で切替えて選択し、加算することにより直交変調を行
う変調器について説明する。
【００２７】図４は、本発明の実施の形態３における変
調器の構成を示すブロック図である。なお、図２と共通
する部分は図２と同一符号を付してその説明を省略す
る。遅延回路４１は、△シグマ変調されたI信号を１サ
ンプリング時間だけ遅延させ、遅延したI信号をスイッ
チング回路４３に出力する。同様に、遅延回路４２は、
△シグマ変調されたＱ信号を１サンプリング時間だけ遅
延させ、遅延したＱ信号をスイッチング回路４３に出力
する。スイッチング回路４３は、△シグマ変調回路１３
を通過したI信号及び△シグマ変調回路１６を通過した
Ｑ信号からそれぞれｎＩ信号及びｎＱ信号を生成し、遅
延回路４１を通過した遅延I信号及び遅延回路４２を通
過した遅延Ｑ信号からそれぞれ遅延ｎI信号及び遅延ｎ
Ｑ信号を生成する。そして、前記８種類の信号から、中
間周期の１／４のサンプリング周期で、I信号と遅延I信
号、ｎＱ信号と遅延ｎＱ信号、ｎI信号と遅延ｎI信号、
並びに、Ｑ信号と遅延Ｑ信号の順序で２種類ずつ一対の
信号を選択して加算器４４に出力する。加算器４４は、
スイッチング回路４３から同時に出力された一対の信号
を加算して中間周波数のディジタル直交信号を生成し、
ディジタル直交信号をＮビットＤ／Ａ変換器２３に出力
する。加算器４４から出力されるディジタル直交信号s
(t)は、以下に示す式(７)から(１０)の繰り返しとな
る。 s(t)=i(t)−i(t−１) (t=４ｎTs) (７) s(t)=−q(t)+q(t−１) (t=(４ｎ＋１)Ts) (８) s(t)=−i(t)+i(t−１) (t=(４ｎ＋２)Ts) (９) s(t)=q(t)−q(t−１) (t=(４ｎ＋３)Ts) (１０) このディジタル直交信号s(t)は、実施の形態２におい
て、ＬＰＦ２１及びＬＰＦ２２が一次である場合であっ
て、ＬＰＦ２１及びＬＰＦ２２を通過し、スイッチング
回路１７で直交変調されたディジタル直交信号と同一の
信号である。よって、上記の構成により、ＬＰＦを使用
する場合に比べ、量子化雑音の影響を低減させたまま、
変調器の小型化を図ることができる。
調器の構成を示すブロック図である。なお、図２と共通
する部分は図２と同一符号を付してその説明を省略す
る。遅延回路４１は、△シグマ変調されたI信号を１サ
ンプリング時間だけ遅延させ、遅延したI信号をスイッ
チング回路４３に出力する。同様に、遅延回路４２は、
△シグマ変調されたＱ信号を１サンプリング時間だけ遅
延させ、遅延したＱ信号をスイッチング回路４３に出力
する。スイッチング回路４３は、△シグマ変調回路１３
を通過したI信号及び△シグマ変調回路１６を通過した
Ｑ信号からそれぞれｎＩ信号及びｎＱ信号を生成し、遅
延回路４１を通過した遅延I信号及び遅延回路４２を通
過した遅延Ｑ信号からそれぞれ遅延ｎI信号及び遅延ｎ
Ｑ信号を生成する。そして、前記８種類の信号から、中
間周期の１／４のサンプリング周期で、I信号と遅延I信
号、ｎＱ信号と遅延ｎＱ信号、ｎI信号と遅延ｎI信号、
並びに、Ｑ信号と遅延Ｑ信号の順序で２種類ずつ一対の
信号を選択して加算器４４に出力する。加算器４４は、
スイッチング回路４３から同時に出力された一対の信号
を加算して中間周波数のディジタル直交信号を生成し、
ディジタル直交信号をＮビットＤ／Ａ変換器２３に出力
する。加算器４４から出力されるディジタル直交信号s
(t)は、以下に示す式(７)から(１０)の繰り返しとな
る。 s(t)=i(t)−i(t−１) (t=４ｎTs) (７) s(t)=−q(t)+q(t−１) (t=(４ｎ＋１)Ts) (８) s(t)=−i(t)+i(t−１) (t=(４ｎ＋２)Ts) (９) s(t)=q(t)−q(t−１) (t=(４ｎ＋３)Ts) (１０) このディジタル直交信号s(t)は、実施の形態２におい
て、ＬＰＦ２１及びＬＰＦ２２が一次である場合であっ
て、ＬＰＦ２１及びＬＰＦ２２を通過し、スイッチング
回路１７で直交変調されたディジタル直交信号と同一の
信号である。よって、上記の構成により、ＬＰＦを使用
する場合に比べ、量子化雑音の影響を低減させたまま、
変調器の小型化を図ることができる。
【００２８】（実施の形態４）本発明の実施の形態４に
おいては、ディジタルベースバンド信号を、所望のサン
プリング周波数に高めて１ビット△シグマ変調し、１ビ
ット△シグマ変調出力値に応じて、搬送波を符号処理し
て加算することにより直交変調する変調器について説明
する。ここでは、△シグマ変調出力が１ビットであるも
のを１ビット△シグマ変調という。
おいては、ディジタルベースバンド信号を、所望のサン
プリング周波数に高めて１ビット△シグマ変調し、１ビ
ット△シグマ変調出力値に応じて、搬送波を符号処理し
て加算することにより直交変調する変調器について説明
する。ここでは、△シグマ変調出力が１ビットであるも
のを１ビット△シグマ変調という。
【００２９】図５は、本発明の実施の形態４における変
調器の構成を示すブロック図である。なお、図１と共通
する部分は図１と同一符号を付してその説明を省略す
る。図５において、補間フィルタ５１は、入力端子１１
から入力したI信号の周波数を所望のサンプリング周波
数fsに高める。同様に、補間フィルタ５３は、入力端子
１４から入力したＱ信号の周波数を所望のサンプリング
周波数fsに高める。１ビット△シグマ変調回路５２は、
補間フィルタ５１から入力したI信号を１ビット△シグ
マ変調し、１ビット△シグマ変調されたＩ信号を直交変
調回路５６に出力する。同様に、１ビット△シグマ変調
回路５４は、補間フィルタ５３から入力したＱ信号を１
ビット△シグマ変調し、１ビット△シグマ変調されたＱ
信号を直交変調回路５６に出力する。擬送波発生回路５
５は、信号を無線で送信するための余弦搬送波及び正弦
搬送波を発生し、これらの搬送波を直交変調回路５６に
出力する。直交変調回路５６は、１ビット△シグマ変調
したI信号及びＱ信号の値に応じて、搬送波発生回路５
５から入力した余弦搬送波及び正弦搬送波を符号処理
し、符号処理された余弦搬送波と符号処理された正弦搬
送波とを加算することにより直交変調処理を行い、この
ディジタル直交信号をＤ／Ａ変換器５７に出力する。
調器の構成を示すブロック図である。なお、図１と共通
する部分は図１と同一符号を付してその説明を省略す
る。図５において、補間フィルタ５１は、入力端子１１
から入力したI信号の周波数を所望のサンプリング周波
数fsに高める。同様に、補間フィルタ５３は、入力端子
１４から入力したＱ信号の周波数を所望のサンプリング
周波数fsに高める。１ビット△シグマ変調回路５２は、
補間フィルタ５１から入力したI信号を１ビット△シグ
マ変調し、１ビット△シグマ変調されたＩ信号を直交変
調回路５６に出力する。同様に、１ビット△シグマ変調
回路５４は、補間フィルタ５３から入力したＱ信号を１
ビット△シグマ変調し、１ビット△シグマ変調されたＱ
信号を直交変調回路５６に出力する。擬送波発生回路５
５は、信号を無線で送信するための余弦搬送波及び正弦
搬送波を発生し、これらの搬送波を直交変調回路５６に
出力する。直交変調回路５６は、１ビット△シグマ変調
したI信号及びＱ信号の値に応じて、搬送波発生回路５
５から入力した余弦搬送波及び正弦搬送波を符号処理
し、符号処理された余弦搬送波と符号処理された正弦搬
送波とを加算することにより直交変調処理を行い、この
ディジタル直交信号をＤ／Ａ変換器５７に出力する。
【００３０】ここで、１ビット△シグマ変調されたI信
号成分i(t)及びＱ信号成分q(t)は、ともに１または−１
となるので、ディジタル直交信号s(t)は、以下に示す式
（１１）から（１４）で表される。ただし、ｎを整数と
し、t＝ｎTs＝ｎ／fsとする。 s(t)=cos(２πfo/fs)−sin(２πfo/fs) (i(t)=１,q(t)=１) (１１) s(t)=cos(２πfo/fs)＋sin(２πfo/fs) (i(t)=１,q(t)=−１) (１２) s(t)=−cos(２πfo/fs)−sin(２πfo/fs) (i(t)=−１,q(t)=１) (１３) s(t)=−cos(２πfo/fs)＋sin(２πfo/fs) (i(t)=−１,q(t)=−１) (１４) このように、i(t)=１のとき余弦搬送波をそのまま維持
し、i(t)=−１のとき余弦搬送波を符号反転し、q(t)=１
のとき正弦搬送波をそのまま維持し、q(t)=−１のとき
正弦搬送波を符号反転し、これらの符号化された余弦搬
送波及び正弦搬送波を加算することによりディジタル直
交信号が得られる。Ｄ／Ａ変換器５７は、ディジタル直
交信号をアナログ直交信号に変換し、変換したアナログ
直交信号を出力端子１９を介して他の装置に出力する。
号成分i(t)及びＱ信号成分q(t)は、ともに１または−１
となるので、ディジタル直交信号s(t)は、以下に示す式
（１１）から（１４）で表される。ただし、ｎを整数と
し、t＝ｎTs＝ｎ／fsとする。 s(t)=cos(２πfo/fs)−sin(２πfo/fs) (i(t)=１,q(t)=１) (１１) s(t)=cos(２πfo/fs)＋sin(２πfo/fs) (i(t)=１,q(t)=−１) (１２) s(t)=−cos(２πfo/fs)−sin(２πfo/fs) (i(t)=−１,q(t)=１) (１３) s(t)=−cos(２πfo/fs)＋sin(２πfo/fs) (i(t)=−１,q(t)=−１) (１４) このように、i(t)=１のとき余弦搬送波をそのまま維持
し、i(t)=−１のとき余弦搬送波を符号反転し、q(t)=１
のとき正弦搬送波をそのまま維持し、q(t)=−１のとき
正弦搬送波を符号反転し、これらの符号化された余弦搬
送波及び正弦搬送波を加算することによりディジタル直
交信号が得られる。Ｄ／Ａ変換器５７は、ディジタル直
交信号をアナログ直交信号に変換し、変換したアナログ
直交信号を出力端子１９を介して他の装置に出力する。
【００３１】次に、実施の形態４における変調器の動作
の流れについて説明する。まず、入力端子１１に入力さ
れたＩ信号は、補間フィルタ５１にて所望の周波数に高
められ、１ビット△シグマ変調回路５２にて１ビット△
シグマ変調される。同様に、入力端子１４に入力された
Ｑ信号は、補間フィルタ５３にて所望の周波数に高めら
れ、１ビット△シグマ変調回路５４にて１ビット△シグ
マ変調される。次に、直交変調回路５６にて、１ビット
△シグマ変調されたI信号が１ならば搬送波発生回路５
５から入力した余弦搬送波はそのまま維持され、I信号
が−１ならば余弦搬送波は符号反転される。同様に、１
ビット△シグマ変調されたＱ信号が１ならば搬送波発生
回路５５から入力した正弦搬送波はそのまま維持され、
Ｑ信号が−１ならば正弦搬送波は符号反転される。そし
て、符号化された余弦搬送波と正弦搬送波とが加算さ
れ、中間周波数のディジタル直交信号が得られる。次
に、Ｄ／Ａ変換器５７にて、ディジタル直交信号が、ア
ナログ直交信号に変換され、出力端子１９を介して他の
装置に出力される。上記構成を有する変調器において
は、任意のサンプリング周波数を用いた場合でも、直交
変調時に乗算器を必要としないので、演算量を大幅に削
減できる。
の流れについて説明する。まず、入力端子１１に入力さ
れたＩ信号は、補間フィルタ５１にて所望の周波数に高
められ、１ビット△シグマ変調回路５２にて１ビット△
シグマ変調される。同様に、入力端子１４に入力された
Ｑ信号は、補間フィルタ５３にて所望の周波数に高めら
れ、１ビット△シグマ変調回路５４にて１ビット△シグ
マ変調される。次に、直交変調回路５６にて、１ビット
△シグマ変調されたI信号が１ならば搬送波発生回路５
５から入力した余弦搬送波はそのまま維持され、I信号
が−１ならば余弦搬送波は符号反転される。同様に、１
ビット△シグマ変調されたＱ信号が１ならば搬送波発生
回路５５から入力した正弦搬送波はそのまま維持され、
Ｑ信号が−１ならば正弦搬送波は符号反転される。そし
て、符号化された余弦搬送波と正弦搬送波とが加算さ
れ、中間周波数のディジタル直交信号が得られる。次
に、Ｄ／Ａ変換器５７にて、ディジタル直交信号が、ア
ナログ直交信号に変換され、出力端子１９を介して他の
装置に出力される。上記構成を有する変調器において
は、任意のサンプリング周波数を用いた場合でも、直交
変調時に乗算器を必要としないので、演算量を大幅に削
減できる。
【００３２】（実施の形態５）本発明の実施の形態５に
おいて、ディジタルベースバンド信号を、所望のサンプ
リング周波数に高めて△シグマ変調し、△シグマ変調出
力値に基きアドレスを生成し、このアドレスを用いて、
直交変調結果を格納している読出し部にアクセスして、
アクセスに対応した直交変調結果を読出すことにより直
交変調を行う変調器について説明する。
おいて、ディジタルベースバンド信号を、所望のサンプ
リング周波数に高めて△シグマ変調し、△シグマ変調出
力値に基きアドレスを生成し、このアドレスを用いて、
直交変調結果を格納している読出し部にアクセスして、
アクセスに対応した直交変調結果を読出すことにより直
交変調を行う変調器について説明する。
【００３３】図６は、本発明の実施の形態５における変
調器の構成を示すブロック図である。なお、図１と共通
する部分は図１と同一符号を付してその説明を省略す
る。図６において、補間フィルタ６１は、入力端子１１
から入力したI信号を所望のサンプリング周波数fsに高
める。同様に、補間フィルタ６２は、入力端子１４から
入力したＱ信号を所望のサンプリング周波数fsに高め
る。カウンタ６３は、△シグマ変調回路１３、１６の出
力に同期したパルス信号をアドレス発生部６４に出力す
る。アドレス発生部６４は、入力した△シグマ変調出力
に応じてアドレスを発生し、アドレスを用いて読出し部
６５にアクセスする。読出し部６５は、予め計算した直
交変調結果を内部メモリに格納する。例えば、I信号と
Ｑ信号の△シグマ変調出力がそれぞれ１ビットの場合、
各タイミングで出力すべき直交変調結果は、前記の式
（１１）から（１４）に示す４種類である。読出し部６
５は、この４種類の直交変調結果を式（１１）から（１
４）に示す順番で内部メモリに格納する。そして、アド
レス発生部６４からアクセスされたアドレスに基いて、
内部メモリに格納した直交変調結果を読み出し、中間周
波数におけるディジタル直交信号としてＤ／Ａ変換器６
６に出力する。Ｄ／Ａ変換器６６は、ディジタル直交信
号をアナログ直交信号に変換し、変換されたアナログ直
交信号を出力端子１９を介して他の装置に出力する。
調器の構成を示すブロック図である。なお、図１と共通
する部分は図１と同一符号を付してその説明を省略す
る。図６において、補間フィルタ６１は、入力端子１１
から入力したI信号を所望のサンプリング周波数fsに高
める。同様に、補間フィルタ６２は、入力端子１４から
入力したＱ信号を所望のサンプリング周波数fsに高め
る。カウンタ６３は、△シグマ変調回路１３、１６の出
力に同期したパルス信号をアドレス発生部６４に出力す
る。アドレス発生部６４は、入力した△シグマ変調出力
に応じてアドレスを発生し、アドレスを用いて読出し部
６５にアクセスする。読出し部６５は、予め計算した直
交変調結果を内部メモリに格納する。例えば、I信号と
Ｑ信号の△シグマ変調出力がそれぞれ１ビットの場合、
各タイミングで出力すべき直交変調結果は、前記の式
（１１）から（１４）に示す４種類である。読出し部６
５は、この４種類の直交変調結果を式（１１）から（１
４）に示す順番で内部メモリに格納する。そして、アド
レス発生部６４からアクセスされたアドレスに基いて、
内部メモリに格納した直交変調結果を読み出し、中間周
波数におけるディジタル直交信号としてＤ／Ａ変換器６
６に出力する。Ｄ／Ａ変換器６６は、ディジタル直交信
号をアナログ直交信号に変換し、変換されたアナログ直
交信号を出力端子１９を介して他の装置に出力する。
【００３４】次に、実施の形態５における変調器の動作
の流れについて説明する。まず、入力端子１１に入力さ
れたＩ信号は、補間フィルタ６１にて所望の周波数に高
められ、△シグマ変調回路１３にて△シグマ変調され
る。同様に、入力端子１４に入力されたＱ信号は、補間
フィルタ６２にて所望の周波数に高められ、△シグマ変
調回路１６にて△シグマ変調される。次に、アドレス発
生器６４にて、Ｉ信号とＱ信号の△シグマ変調出力値に
基いて、カウンタ６３から出力されるパルス信号に同期
してアドレスが発生される。このアドレスは読出し部６
５にアクセスされる。そして、読出し部６５からアドレ
スに対応する直交変調結果が読み出され、中間周波数に
おけるディジタル直交信号が得られる。次に、Ｄ／Ａ変
換器６６にて、ディジタル直交信号がアナログ直交信号
に変換され出力端子から出力される。
の流れについて説明する。まず、入力端子１１に入力さ
れたＩ信号は、補間フィルタ６１にて所望の周波数に高
められ、△シグマ変調回路１３にて△シグマ変調され
る。同様に、入力端子１４に入力されたＱ信号は、補間
フィルタ６２にて所望の周波数に高められ、△シグマ変
調回路１６にて△シグマ変調される。次に、アドレス発
生器６４にて、Ｉ信号とＱ信号の△シグマ変調出力値に
基いて、カウンタ６３から出力されるパルス信号に同期
してアドレスが発生される。このアドレスは読出し部６
５にアクセスされる。そして、読出し部６５からアドレ
スに対応する直交変調結果が読み出され、中間周波数に
おけるディジタル直交信号が得られる。次に、Ｄ／Ａ変
換器６６にて、ディジタル直交信号がアナログ直交信号
に変換され出力端子から出力される。
【００３５】以上の構成を有する変調器により、任意の
サンプリング周波数における△シグマ変調信号の直交変
調でも、直交変調時に乗算器が不要となる。この変調器
は、実施の形態４の変調器と比較して多ビットの加減算
を必要としないので、さらなる低消費電力化を図ること
ができる。なお、上記の各実施の形態において、△シグ
マ変調回路の次数や出力精度は特に制限はない。
サンプリング周波数における△シグマ変調信号の直交変
調でも、直交変調時に乗算器が不要となる。この変調器
は、実施の形態４の変調器と比較して多ビットの加減算
を必要としないので、さらなる低消費電力化を図ること
ができる。なお、上記の各実施の形態において、△シグ
マ変調回路の次数や出力精度は特に制限はない。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、デ
ィジタルベースバンド信号を直交変調する場合におい
て、高速乗算器を必要とせず、消費電力の少ない変調器
及び変調方法を提供できる。
ィジタルベースバンド信号を直交変調する場合におい
て、高速乗算器を必要とせず、消費電力の少ない変調器
及び変調方法を提供できる。
【図１】本発明の実施の形態１における変調器の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２における変調器の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態２における変調器の信号と
雑音の関係を示す波形図
雑音の関係を示す波形図
【図４】本発明の実施の形態３における変調器の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態４における変調器の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態５における変調器の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図７】従来の変調器の構成を示すブロック図、
１１、１４ 入力端子 １２、１５ 補間フィルタ １３、１６ △シグマ変調回路 １７ スイッチング回路 １８ Ｄ／Ａ変換器 １９ 出力端子 ２１、２２ 低域通過フィルタ ２３ ＮビットＤ／Ａ変換器 ４１、４２ 遅延回路 ４３ スイッチング回路 ４４ 加算器 ５１、５３ 補間フィルタ ５２、５４ １ビット△シグマ変調回路 ５５ 搬送波発生回路 ５６ 直交変調回路 ５７ Ｄ／Ａ変換器 ６１、６２ 補間フィルタ ６３ カウンタ ６４ アドレス発生部 ６５ 読出し部 ６６ Ｄ／Ａ変換器
Claims (21)
- 【請求項１】 ディジタルベースバンド信号の同相成分
及び直交成分の中心周波数を中間周波数の４倍に変調す
る周波数変調手段と、前記周波数変調されたディジタル
ベースバンド信号を△シグマ変調する△シグマ変調手段
と、前記△シグマ変調されたディジタルベースバンド信
号から不要周波数成分を除去する除去手段と、前記不要
周波数成分を除去されたディジタルベースバンド信号か
ら中間周波数のディジタル直交信号を生成する直交変調
手段を具備する変調器。 - 【請求項２】 直交変調手段は、中間周波数の４倍のサ
ンプリング周波数で、ディジタルベースバンド信号の同
相成分、直交成分の符号反転信号同相成分の符号反転信
号及び直交成分をその順に選択する請求項１記載の変調
器。 - 【請求項３】 除去手段は、低周波数成分のみを通過さ
せる低域通過フィルタである請求項１又は請求項２に記
載の変調器。 - 【請求項４】 除去手段は、ディジタルベースバンド信
号の同相成分及び直交成分を１サンプリング周波数だけ
遅延させる遅延回路と、ディジタルベースバンド信号の
同相成分及び直交成分に前記遅延回路の出力成分を加算
する加算器とを含む請求項１又は請求項２に記載の変調
器。 - 【請求項５】 ディジタルベースバンド信号の同相成分
及び直交成分の中心周波数を中間周波数の４倍に変調す
る周波数変調手段と、前記周波数変調されたディジタル
ベースバンド信号を△シグマ変調する△シグマ変調手段
と、前記△シグマ変調されたディジタルベースバンド信
号を１サンプリング周波数だけ遅延させる遅延回路と、
前記△シグマ変調されたディジタルベースバンド信号か
ら中間周波数の第１ディジタル直交信号を生成する第１
直交変調手段と、前記遅延されたディジタルベースバン
ド信号から中間周波数の第２ディジタル直交信号を生成
する第２直交変調手段と、前記第１及び第２ディジタル
直交信号を加算する加算手段とを具備する変調器。 - 【請求項６】 第１及び第２直交変調手段は、同時に中
間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジタルベ
ースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転信号、
同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選択す
る請求項５記載の変調器。 - 【請求項７】 ディジタルベースバンド信号の同相成分
及び直交成分を１ビット単位で△シグマ変調する１ビッ
ト△シグマ変調手段と、余弦搬送波及び正弦搬送波を発
生させる搬送波発生手段と、１ビット△シグマ変調され
たディジタルベースバンド信号の符号に基き前記余弦搬
送波及び正弦搬送波を変換する搬送波変換手段と、変換
された余弦搬送波と正弦搬送波とを加算することにより
ディジタル直交信号を出力する搬送波加算器とを具備す
る変調器。 - 【請求項８】 搬送波変換手段は、ディジタルベースバ
ンド信号の同相成分の符号が正ならば余弦搬送波をその
まま出力し、負ならば余弦搬送波の符号を反転して出力
し、ディジタルベースバンド信号の直交成分の符号が正
ならば正弦搬送波の符号をそのまま出力し、負ならば正
弦搬送波の符号を反転して出力することにより変換を行
う請求項７記載の変調器。 - 【請求項９】 ディジタルベースバンド信号の同相成分
及び直交成分を△シグマ変調する△シグマ変調手段と、
前記△シグマ変調されたディジタルベースバンド信号に
応じたアドレスを発生させるアドレス発生手段と、前記
アドレスに基いて、格納したディジタル直交信号を読出
す読出し手段とを具備する変調器。 - 【請求項１０】 ディジタルベースバンド信号の同相成
分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の４倍に周波
数変調する工程と、この周波数変調した信号を△シグマ
変調する工程と、この△シグマ変調した信号から不要周
波数成分を除去する工程と、この不要周波数成分を除去
した信号から中間周波数のディジタル直交信号を生成す
る工程とを有する変調方法。 - 【請求項１１】 ディジタル直交信号を生成する工程
は、中間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジ
タルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転
信号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に
選択する請求項１０記載の変調方法。 - 【請求項１２】 不要周波数成分を除去する工程は、低
域通過フィルタにより行われる請求項１０又は請求項１
１に記載の変調方法。 - 【請求項１３】 不要周波数成分を除去する工程は、デ
ィジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分とこ
れらを１サンプリング周波数だけ遅延させた成分とを加
算することにより行われる請求項１０又は請求項１１に
記載の変調方法。 - 【請求項１４】 ディジタルベースバンド信号の同相成
分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の４倍に周波
数変調する工程と、この周波数変調した信号を△シグマ
変調する工程と、この△シグマ変調した信号から不要周
波数成分を除去する工程と、△シグマ変調手段を通過し
た信号を１サンプリング周波数だけ遅延させる工程と、
△シグマ変調手段を通過した信号から中間周波数の第１
ディジタル直交信号を生成する工程と、１サンプリング
周波数だけ遅延した信号から中間周波数の第２ディジタ
ル直交信号を生成する工程と、前記第１及び第２ディジ
タル直交信号を加算する工程とを有する変調方法。 - 【請求項１５】 第１ディジタル直交信号を生成する工
程及び第２ディジタル直交信号を生成する工程は、同時
に中間周波数の４倍のサンプリング周波数で、ディジタ
ルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転信
号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選
択する請求項１４記載の変調方法。 - 【請求項１６】 ディジタルベースバンド信号の同相成
分及び直交成分を１ビット単位で△シグマ変調する工程
と、余弦搬送波及び正弦搬送波を発生させる工程と、前
記１ビット△シグマ変調されたディジタルベースバンド
信号の符号に基き前記余弦搬送波及び正弦搬送波を変換
する工程と、前記変換された余弦搬送波と正弦搬送波と
を加算することによりディジタル直交信号を出力する工
程とを有する変調方法。 - 【請求項１７】 余弦搬送波及び正弦搬送波を変換する
工程は、ディジタルベースバンド信号の同相成分の符号
が正ならば余弦搬送波をそのまま出力し、負ならば余弦
搬送波を符号反転して出力し、ディジタルベースバンド
信号の直交成分の符号が正ならば正弦搬送波をそのまま
出力し、負ならば正弦搬送波を符号反転することにより
変換を行う請求項１６記載の変調方法。 - 【請求項１８】 ディジタルベースバンド信号の同相成
分及び直交成分を△シグマ変調する工程と、△シグマ変
調したディジタルベースバンド信号の値に応じたアドレ
スを発生させる工程と、前記アドレスに基いて、格納し
たディジタル直交信号を出力する工程とを有する変調方
法。 - 【請求項１９】 請求項１乃至請求項９のいずれかに記
載の変調器によりディジタルベースバンド信号の直交変
調を行う移動局装置。 - 【請求項２０】 請求項１乃至請求項９のいずれかに記
載の変調器によりディジタルベースバンド信号の直交変
調を行う基地局装置。 - 【請求項２１】 請求項１９記載の移動局装置と請求項
２０記載の基地局装置とにより無線通信を行う無線通信
システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05619398A JP3410355B2 (ja) | 1997-02-27 | 1998-02-20 | 変調器及び変調方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9-58605 | 1997-02-27 | ||
| JP5860597 | 1997-02-27 | ||
| JP05619398A JP3410355B2 (ja) | 1997-02-27 | 1998-02-20 | 変調器及び変調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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