JP2011091597A - 電力増幅器に対応付けてδς変換器の制御値を制御する送信機、プログラム及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチングアンプの素子数を増やすことなく、所望信号と量子化雑音との電力比を高くし、電力効率を高くすることができる送信機、プログラム及び方法を提供する。
【解決手段】ΔΣ変換器の非一様量子化器における出力値ｑ_k毎に、出力電流Ｉ_mの組み合わせの大きさに応じた、初期値としての出力値ｑ_k ⁽¹⁾を設定する。閾値ｘ_kは、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定する。出力電流I_m毎に、入力信号の振幅値の確率密度関数を用いて、当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kに関する量子化雑音を算出し、量子化雑音を、出力値ｑ_mで（出力電流I_mで）偏微分した偏導関数を用いて、出力電流I_mの変化量を決定し、変化量に合わせて当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kを更新する。そして、非一様量子化器に対して、出力値ｑ_k及び閾値ｘ_kを出力し、電源供給部の変圧部に対して、出力値ｑ_mに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する。
【選択図】図３

Description

本発明は、ΔΣ変換器及び電力増幅器を有する送信機、プログラム及び方法に関する。

図１は、従来技術における送信機の構成図である。

送信機は、ベースバンド信号をキャリア周波数ｆｃに変換し、その信号をアンテナから送信する（例えば非特許文献１参照）。図１によれば、送信機１は、同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑを出力するデータ送信部１０と、同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑ毎のΔΣ変換器１１及びミキサ１２と、ＰＬＬ(Phase-locked loop)部１３と、加算器１４と、電力増幅器(Power Amplifier)１５と、電源供給部１６と、バンドパスフィルタ１７と、アンテナ１８とを有する。

データ送信部１０は、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑを出力する。同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑはそれぞれ、別個のΔΣ変換器１１へ出力される。

ΔΣ変換器１１は、入力された同相成分信号Ｉ又は直交成分信号Ｑに対してΔΣ変換をする。「ΔΣ変換」とは、アナログ信号を、１ビット以上（数ビット）の振幅が離散化された信号に変換（符号化）する技術をいう。即ち、入力信号ｓは、N個の出力値ｑ_k（k＝1,2,〜,N、N：量子化レベル）に量子化される。各ΔΣ変換器１１から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号（矩形波信号）と、直交成分信号Ｑの量子化信号とは、それぞれのミキサ１２へ出力される。

ミキサ１２は、ΔΣ変換器の出力信号を、キャリア周波数ｆｃへ周波数変換する。ミキサ１２は、ΔΣ変換器のＩ信号に対して、動作周波数４ｆｃで[1,0,-1,0]の系列を乗算する。また、ΔΣ変換器のＱ信号に対して、動作周波数４ｆｃで[0,1,0,-1]の系列を乗算する。周波数変換された信号は、加算器１４へ出力される。

ＰＬＬ部１３は、ΔΣ変換器１１及びミキサ１２に対する動作周波数を制御する。ＰＬＬ部１３は、ΔΣ変換器１１に対して動作周波数２ｆｃを出力し、ミキサ１２に対して動作周波数４ｆｃを出力する。

加算器１４は、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する。加算された信号は、電力増幅器１５へ出力される。

電力増幅器１５は、加算器１４から出力された加算信号を、無線システムで必要とされる電力まで増幅する。ΔΣ変換に変換された矩形波信号が入力されるために、電力増幅器１５として、高効率で動作するスイッチングアンプを用いることができる。増幅された信号は、バンドパスフィルタ１７へ出力される。

電源供給部１６は、電力増幅器１５へ、電力増幅のための電圧を供給する。

バンドパスフィルタ１７は、所望信号の周波数帯域ｆｃのみを通過させる。これにより、ΔΣ変換器１１によって生じた帯域外雑音を除去し、他の通信システムへの干渉を防ぐ。その周波数帯域のＲＦ信号は、アンテナ１８へ出力される。

アンテナ１８は、バンドパスフィルタ１７から入力されたＲＦ信号を、エアへ送信する。

ここで、ΔΣ変換器について詳述する。ΔΣ変換器は、アナログ／デジタル変換器、デジタル／アナログ変換器、スイッチングアンプを用いた送信機等に用いられる。この技術は、オーバサンプリング及びノイズシェーピングによって、希望信号帯域内の量子化雑音（又は、符号化によって生じる歪み）を低減する。オーバサンプリングを用いて、信号帯域よりも十分に高い周波数でサンプリングし、量子化雑音を高い周波数にまで引き伸ばす。そして、ノイズシェーピングを用いて、全周波数に均等に引き伸ばされた量子化雑音を、所望信号が存在しない高い周波数領域へ移行させる。ノイズシェーピングは、量子化器の前段に積分器（フィルタ）を備え、量子化器の出力値をその積分器にフィードバックさせる構成によって実現される。

図１によれば、ΔΣ変換器１１は、量子化器１１１と、積分器１１２と、減算器１１３とを有する。量子化器１１１は、入力信号ｓの連続的な振幅値を、N個の出力値ｑ_kに量子化する。その出力値ｑ_kは、入力信号ｓに対して量子化雑音ｎを含むものとなる。ΔΣ変換器の量子化器は、一般に、閾値間隔が一定である一様量子化器（Uniform quantizer）が用いられる。積分器１１２は、量子化器１１１の前段で、入力信号ｓ及びフィードバックされた量子化雑音を積分する（伝達関数H(z)のフィルタ処理を行う）。伝達関数H(z)は、ローパスフィルタの特性を持つことが多いが、バンドパスフィルタ等の特性を持つ場合もある。減算器１１３は、量子化器１１１の出力値を入力信号へ帰還させることによって、ループを構成する。このループ構成とH(z)のフィルタ処理によって、ノイズシェーピングの伝達特性を実現する。

Martha Liliana,et la., 「A Cartesian Sigma-Delta Transmitter Architecture」、2008 IEEE Radio andWireless Symposium. Stuart P. Lloyd、「LeastSquares Quantization in PCM」、IEEE Transactions on Information Theory, pp.129-137, Vol. IT-28, No. 2, Mar. 1982.

前述したように、従来技術によれば、高効率なスイッチングアンプを用いるために、ΔΣ変換器によって矩形波信号を生成している。

しかしながら、ΔΣ変換器は、所望帯域外に量子化雑音を生じるために、バンドパスフィルタを用いて、不要な量子化雑音を除去する必要がある。即ち、スイッチングアンプによって増幅される送信電力の中で、所望帯域外の量子化雑音の電力はロスとなる。この場合、スイッチングアンプが高効率であっても、量子化雑音が大きければ、送信機全体から見て、電力付加効率が低下する。

一般に、量子化器は、出力値の数を増加させることによって、所望信号と量子化雑音との電力比を高くすることができる。但し、この場合、スイッチングアンプの素子数が多くなるという問題がある。

そこで、本発明は、スイッチングアンプの素子数を増やすことなく、所望信号と量子化雑音との電力比を高くし、電力効率を高くすることができる送信機、プログラム及び方法を提供することを目的とする。

本発明によれば、非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
加算器から出力された加算信号に対して電力増幅する電力増幅器と、
電力増幅器へ、電力増幅のための電圧を供給する電源供給部と
を有する送信機であって、
電力増幅器は、加算器からの出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)毎に異なる１つ以上の出力電流Ｉ_m(m＝1,2,〜,M、N＝2^m-1)を組み合わせて電流加算するスイッチングアンプを有し、
電源供給部は、電力増幅器の出力電流Ｉ_mが変化するように供給電圧Ｖ_mを変化させる変圧部を有し、
ΔΣ変換器の非一様量子化器に対して、及び、電源供給部に対して、制御値を出力する制御部を更に有し、
制御部は、
ΔΣ変換器の非一様量子化器における出力値ｑ_k毎に、出力電流Ｉ_mの組み合わせの大きさに応じた、初期値としての第１の出力値ｑ_k ⁽¹⁾を設定し、
閾値ｘ_kは、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定し、
出力電流I_m毎に、入力信号の振幅値の確率密度関数を用いて、当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kに関する量子化雑音を算出し、
量子化雑音を、出力値ｑ_mで（出力電流I_mで）偏微分した偏導関数を用いて、出力電流I_mの変化量を決定し、
変化量に合わせて当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kを更新し、
ΔΣ変換器の非一様量子化器に対して、出力値ｑ_k及び閾値ｘ_kを出力し、電源供給部の変圧部に対して、出力値ｑ_mに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する
ことを特徴とする。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、
制御部は、閾値ｘ_kを出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定した後、
閾値ｘ_k-1〜ｘ_kの間の区間Ｑ_kにおける、入力信号の振幅値の確率密度関数で重み付けした重心を算出し、
重心と出力値ｑ_kとの差Δｑ_kを算出し、
出力電流I_m毎に、当該出力電流I_mに関係する全ての出力値差Δｑ_kの符号を判定し、
符号が＋又は−で一致している場合、量子化雑音及びその偏導関数の算出の処理を実行することなく、当該出力電流I_mに関係する全ての出力値差Δｑ_kの中で絶対値が最小となる出力値差Δｑ_xを導出し、
当該出力電流I_mに関係する全ての出力値Δｑ_kにΔｑ_xを加算することで出力値ｑ_kを更新することも好ましい。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、
制御部は、閾値ｘ_k及び出力値ｑ_kの更新を、
所定回数まで繰り返すか、又は、
繰り返しの際の閾値ｘ_kの変化量及び／若しくは出力値ｑ_kの変化量が所定閾値以下となるまで繰り返すことも好ましい。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、
電力増幅器のスイッチングアンプは、
加算信号の出力値ｑ_kを複数のビットに変換する信号変換手段と、
各ビットの値に基づいてスイッチングを制御する複数のトランジスタと、
トランジスタのオンオフに基づいて、変圧部からの供給電圧に応じた出力電流を発生させるトランスとを有することも好ましい。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、
信号変換手段は、入力された出力値±ｑ_kを、出力電流Ｉ_mの数に符号数を乗じたm×2個のビットｂ_±mに変換するものであって、出力値＋ｑ_kに対応付けられた組み合わせのビットｂ₊₁〜ｂ_+mをオンにし、出力値−ｑ_kに対応付けられた組み合わせのビットｂ_-1〜ｂ_-mをオンにし、
ビットｂ_±mの±ビットの組毎に、ビットｂ_+mをゲートに入力する第１のトランジスタと、ビットｂ_-mをゲートに入力する第２のトランジスタとを有し、
第１のトランジスタのソース及び第２のトランジスタのソースは、トランスの入力側コイルの両端に接続され、変圧部から出力される供給電圧Ｖ_mは、トランスの入力側コイルの間に入力され、第１のトランジスタのドレイン及び第２のトランジスタのドレインは、グランドに結合されており、
入力されるm×2個のビットｂ_±mに応じて、複数のトランジスタがオンオフに制御されることによって、トランスの出力側コイルに発生する出力電流を出力することも好ましい。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、入力信号は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号であることも好ましい。

本発明によれば、非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
加算器からの出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)毎に異なる１つ以上の出力電流Ｉ_m(m＝1,2,〜,M、N＝2^m-1)を組み合わせて電流加算するスイッチングアンプを有する電力増幅器と、
電力増幅器へ、電力増幅のための電圧を供給すると共に、電力増幅器の出力電流Ｉ_mが変化するように供給電圧Ｖ_mを変化させる変圧部を有する電源供給部と
を有する送信機に搭載されたコンピュータを実行させるプログラムであって、
ΔΣ変換器の非一様量子化器における出力値ｑ_k毎に、出力電流Ｉ_mの組み合わせの大きさに応じた、初期値としての第１の出力値ｑ_k ⁽¹⁾を設定し、
閾値ｘ_kは、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定し、
出力電流I_m毎に、入力信号の振幅値の確率密度関数を用いて、当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kに関する量子化雑音を算出し、
量子化雑音を、出力値ｑ_mで（出力電流I_mで）偏微分した偏導関数を用いて、出力電流I_mの変化量を決定し、
変化量に合わせて当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kを更新し、
ΔΣ変換器の非一様量子化器に対して、出力値ｑ_k及び閾値ｘ_kを出力し、電源供給部の変圧部に対して、出力値ｑ_mに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する
ようにコンピュータを実行させることを特徴とする。

本発明によれば、非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
加算器からの出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)毎に異なる１つ以上の出力電流Ｉ_m(m＝1,2,〜,M、N＝2^m-1)を組み合わせて電流加算するスイッチングアンプを有する電力増幅器と、
電力増幅器へ、電力増幅のための電圧を供給すると共に、電力増幅器の出力電流Ｉ_mが変化するように供給電圧Ｖ_mを変化させる変圧部を有する電源供給部と
を有する送信機の電力増幅制御方法であって、
ΔΣ変換器の非一様量子化器における出力値ｑ_k毎に、出力電流Ｉ_mの組み合わせの大きさに応じた、初期値としての第１の出力値ｑ_k ⁽¹⁾を設定し、
閾値ｘ_kは、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定し、
出力電流I_m毎に、入力信号の振幅値の確率密度関数を用いて、当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kに関する量子化雑音を算出し、
量子化雑音を、出力値ｑ_mで（出力電流I_mで）偏微分した偏導関数を用いて、出力電流I_mの変化量を決定し、
変化量に合わせて当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kを更新し、
ΔΣ変換器の非一様量子化器に対して、出力値ｑ_k及び閾値ｘ_kを出力し、電源供給部の変圧部に対して、出力値ｑ_mに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する
ことを特徴とする。

本発明の送信機、プログラム及び方法によれば、スイッチングアンプの素子数を増やすことなく、所望信号と量子化雑音との電力比を高くし、電力効率を高くすることができる。

従来技術における送信機の機能構成図である。 量子化器における閾値ｘ_kに対する出力値ｑ_kを表す説明図である。 本発明における送信機の機能構成図である。 本発明の送信機における制御部の第１のフローチャートである。 本発明の送信機における制御部の第２のフローチャートである。 本発明における電力増幅器の機能構成図である。 電力増幅器の第１の動作説明図である。 電力増幅器の第２の動作説明図である。 電力増幅器の第３の動作説明図である。 電力増幅器の第４の動作説明図である。 電力増幅器の第５の動作説明図である。 電力増幅器の第６の動作説明図である。 電力増幅器の第７の動作説明図である。 電力増幅器の第８の動作説明図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。

図２は、量子化器における閾値ｘ_kに対する出力値ｑ_kを表す説明図である。

量子化器は、以下のように動作する。
閾値ｘ_k（k＝1,2,〜,N、N：量子化レベル）であって、
入力信号ｓが、区間Ｑ_k＝｛ｘ：ｘ_k-1＜ｘ≦ｘ_k｝（ｘ₀＝0，ｘ_N＝∞）にある場合、
出力値ｑ_kを出力する。

量子化器の出力値の数がN＝7である場合、閾値ｘ_kに基づいて、以下の出力値±ｑ_ｋが出力される。
ｘ＜−ｘ_６の場合、 −ｑ_７を出力する。
−ｘ_６≦ｘ＜−ｘ_５の場合、−ｑ_６を出力する。
−ｘ_５≦ｘ＜−ｘ_４の場合、−ｑ_５を出力する。
−ｘ_４≦ｘ＜−ｘ_３の場合、−ｑ_４を出力する。
−ｘ_３≦ｘ＜−ｘ_２の場合、−ｑ_３を出力する。
−ｘ_２≦ｘ＜−ｘ_１の場合、−ｑ_２を出力する。
−ｘ_１≦ｘ＜０の場合、 −ｑ_１を出力する。
０＜ｘ≦ｘ_１の場合、 ＋ｑ_１を出力する。
ｘ_１＜ｘ≦ｘ_２の場合、 ＋ｑ_２を出力する。
ｘ_２＜ｘ≦ｘ_３の場合、 ＋ｑ_３を出力する。
ｘ_３＜ｘ≦ｘ_４の場合、 ＋ｑ_４を出力する。
ｘ_４＜ｘ≦ｘ_５の場合、 ＋ｑ_５を出力する。
ｘ_５＜ｘ≦ｘ_６の場合、 ＋ｑ_６を出力する。
ｘ_６＜ｘの場合、 ＋ｑ_７を出力する。

量子化器は、出力値ｑ_k（k＝1,2,〜,N）の間隔Δk＝ｑ_k−ｑ_k-1によって、以下の２つに分類される。図２は、非一様量子化器を表す。
一様量子化器(uniform quantizer) ：Δkが一定である
非一様量子化器(non-uniform quantizer)：Δkが一定でない
量子化レベルNを一定とし、且つ、入力信号の振幅値の発生確率が一様でない場合、非一様量子化器は、閾値ｘ_k及び出力値ｑ_kの選択によっては、一様量子化器よりも、量子化雑音を小さくすることができる。

図３は、本発明における送信機の機能構成図である。

図３によれば、電力増幅器１５は、加算器１４からの出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)毎に異なる１つ以上の出力電流Ｉ_m(m＝1,2,〜,M、N＝2^m-1)を組み合わせて電流加算するスイッチングアンプを有する。また、電源供給部１６は、電力増幅器１５の出力電流Ｉ_mが変化するように供給電圧Ｖ_mを変化させる変圧部１６１を有する。

図３の送信機１は、図１と比較して、制御部１９を更に有する。制御部１９は、ΔΣ変換器１１の非一様量子化器１１１に対して、出力値ｑ_k及び閾値ｘ_kを出力する。また、制御部１９は、電源供給部１６の変圧部１６１に対して、出力値ｑ_kに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する。尚、制御部１９は、送信機に搭載されたコンピュータを機能させるプログラムを実行することによって実現される。

ΔΣ変換器１１からの出力値ｑ_kの数と、電力増幅器１５のスイッチングアンプのトランジスタの段数とは、従来、同一であった。しかし、出力電流が制御可能な場合、スイッチングアンプの段数がm段である場合、表現可能な出力電流の数は2^m-1にすることができる。つまり、ΔΣ変換器の出力値の数を増やすことができるため、所望信号電力と量子化雑音電力との比を高くすることができる。従来技術によれば、量子化器の量子化雑音を最小化する出力値と、閾値の最適値とを導出する技術がある（例えば非特許文献２参照）。この技術は、出力値毎に、互いに独立した最適値を導出するものであり、１つの出力電流の値が、他の複数の出力値と依存する関係で、最適値を導出するものではない。

制御部１９は、送信すべきベースバンド信号の通信方式が変更される毎に、出力値ｑ_k、閾値ｘ_k及び供給電圧Ｖ_mを更新する。ここで、通信方式の変更としては、例えばＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)又はＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing)のような変調方式や帯域幅の変更をいう。また、制御部１９は、通信方式毎の確率密度関数と、スイッチングアンプのトランジスタの数とを、予め記憶している。

補足的に、バンドパスフィルタ１７は、フィルタの種類として、ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave：弾性表面波)フィルタ、ＦＢＡＲ(Film Bulk Acoustic Resonator：圧電薄膜共振器)等が想定される。また、マイクロストリップラインを用いたバンドパスフィルタであってもよい。

図４は、本発明の送信機における制御部の第１のフローチャートである。

（Ｓ４１）制御部は、最初に、非一様量子化器の出力値ｑ_k毎に、初期値として第１の出力値ｑ_k ⁽¹⁾を設定する。ここで、スイッチングアンプの段数を３(m=3)とし、出力電流をＩ₁，Ｉ₂，Ｉ₃とする。出力電流の加算値は、以下の関係となる。
Ｉ₁＜Ｉ₂＜Ｉ₃＜Ｉ₁＋Ｉ₂＜Ｉ₁＋Ｉ₃＜Ｉ₂＋Ｉ₃＜Ｉ₁＋Ｉ₂＋Ｉ₃
勿論、Ｉ₁＜Ｉ₂＜Ｉ₁＋Ｉ₂＜Ｉ₃＜Ｉ₁＋Ｉ₃＜Ｉ₂＋Ｉ₃＜Ｉ₁＋Ｉ₂＋Ｉ₃の関係であってもよい。

出力値ｑ_k毎の初期値としての第１の出力値ｑ_k ⁽¹⁾は、以下のように決定される。これは、各出力値ｑ_kに対応して加算された各出力電流Ｉを、所定倍（１／Ｇ倍、Ｇ：定数）したものである。
ｑ₁ ⁽¹⁾＝Ｉ₁／Ｇ
ｑ₂ ⁽¹⁾＝Ｉ₂／Ｇ
ｑ₃ ⁽¹⁾＝Ｉ₃／Ｇ
ｑ₄ ⁽¹⁾＝（Ｉ₁＋Ｉ₂）／Ｇ
ｑ₅ ⁽¹⁾＝（Ｉ₁＋Ｉ₃）／Ｇ
ｑ₆ ⁽¹⁾＝（Ｉ₂＋Ｉ₃）／Ｇ
ｑ₇ ⁽¹⁾＝（Ｉ₁＋Ｉ₂＋Ｉ₃）／Ｇ

（Ｓ４２）Ｓ４３〜Ｓ４７を、所定回数まで繰り返すか、又は、繰り返しの際の閾値ｘ_kの変化量及び／若しくは出力値ｑ_kの変化量が所定閾値以下となるまで繰り返す。

（Ｓ４３）閾値ｘ_kを、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定する。
ｘ_k ⁽¹⁾＝（ｑ_k ⁽¹⁾＋ｑ_k+1 ⁽¹⁾）／２

（Ｓ４４）出力電流Ｉ_m毎に、Ｓ４５及びＳ４６を繰り返す。

（Ｓ４５）当該出力電流Ｉ_mに関係する全ての出力値差Δｑ_kは、以下のようになる。
出力電流Ｉ₁に関係する出力値差：Δｑ₁，Δｑ₄，Δｑ₅，Δｑ₇
出力電流Ｉ₂に関係する出力値差：Δｑ₂，Δｑ₄，Δｑ₆，Δｑ₇
出力電流Ｉ₃に関係する出力値差：Δｑ₃，Δｑ₅，Δｑ₆，Δｑ₇

そして、確率密度関数を用いて、当該出力電流Ｉ_mを変化させた場合の量子化雑音の変化量ΔＮを算出する。出力電流I₁をΔI₁(＝Ｇ・Δｑ₁)だけ変化させた場合（ｑ₁ ⁽¹⁾をΔｑ₁だけ変化させた場合）の量子化雑音の変化量ΔＮは、以下の式のように表わされる。
ΔＮ＝Σ_k=1,4,5,7｛∫_xk-1 ^xk(ｑ_k ⁽¹⁾−ｘ)^２ｄＦ(x)−∫_xk-1 ^xk(ｑ_k ⁽¹⁾＋Δｑ₁−ｘ)^２ｄＦ(x)｝
式（１）

次に、偏導関数を用いて、量子化雑音が小さくなるｑ₁の変化の方向を調べる。量子化雑音のｑ₁に関する偏導関数は、以下の式のように表される。
∂Ｎ／∂ｑ₁＝Σ_k=1,4,5,7｛−２（∫_xk-1 ^xk(ｑ₁＋(ｑ_k ⁽¹⁾−ｑ₁ ⁽¹⁾)−ｘ)ｄＦ(x)）｝
式（２）

式（２）によって、以下の式を算出する。
∂Ｎ／∂ｑ₁｜_q1=q1(1)
その符号が＋（正）であれば、出力値ｑ_k(k＝1, 4, 5, 7)を−|Δｑ₁'|だけ変化させる（Δｑ₁'＝−|Δｑ₁'|）。逆に、符号が−（負）であれば、出力値ｑ_kを＋|Δｑ₁'|だけ変化させる（Δq₁'＝|Δｑ₁'|）。

変化量|Δｑ₁'|は、例えば、|Δｑ₁|、|Δｑ₄|、|Δｑ₅|、|Δｑ₇|の最小値を用いてもよい。また、以下の式のように、各区間の確率密度で重み付けした値を用いてもよい。
|Δｑ₁'|＝|Σ_k=1,4,5,7(Δｑ_k×∫_QkｄＦ(x))／Σ_k=1,4,5,7(∫_QkｄＦ(x))|

ここで、Δq₁'を式（１）のΔｑ₁に代入し、ΔＮが負となることを確認する。ΔＮが正となる場合には、変化量をより小さい値、例えば|Δｑ₁'|/2としてｑ₁を変化させて、ΔＮの符号を確認する。

ΔＮの符号が負になることを確認できた場合、ｑ₁をΔｑ₁'だけ変化させることを確定する。つまり、Ｉ₁をＧ・Δｑ₁'だけ変化させることとする。

（Ｓ４６）当該出力電流I_mに関係する全ての出力値ｑ_kにΔｑ_kを加算することで、出力値ｑ_kを更新する。
ｑ₁ ⁽¹⁾＝ｑ₁ ⁽¹⁾＋Δｑ₁'
ｑ₂ ⁽¹⁾＝ｑ₂ ⁽¹⁾
ｑ₃ ⁽¹⁾＝ｑ₃ ⁽¹⁾
ｑ₄ ⁽¹⁾＝ｑ₄ ⁽¹⁾＋Δｑ₁'
ｑ₅ ⁽¹⁾＝ｑ₅ ⁽¹⁾＋Δｑ₁'
ｑ₆ ⁽¹⁾＝ｑ₆ ⁽¹⁾
ｑ₇ ⁽¹⁾＝ｑ₇ ⁽¹⁾＋Δｑ₁'
Δｑ₁＝Δｑ₁−Δｑ₁'
Δｑ₂＝Δｑ₂
Δｑ₃＝Δｑ₃
Δｑ₄＝Δｑ₄−Δｑ₁'
Δｑ₅＝Δｑ₅−Δｑ₁'
Δｑ₆＝Δｑ₆
Δｑ₇＝Δｑ₇−Δｑ₁'

そして、全ての出力電流Ｉ_mについて、Ｓ４５及びＳ４６を繰り返す。

（Ｓ４７）１回目の出力値の更新は、以下のようになる。
ｑ₁ ⁽²⁾＝ｑ₁ ⁽¹⁾＋Δｑ₁'
ｑ₂ ⁽²⁾＝ｑ₂ ⁽¹⁾＋Δｑ₂'
ｑ₃ ⁽²⁾＝ｑ₃ ⁽¹⁾＋Δｑ₃'
ｑ₄ ⁽²⁾＝ｑ₄ ⁽¹⁾＋Δｑ₁'＋Δｑ₂'
ｑ₅ ⁽²⁾＝ｑ₅ ⁽¹⁾＋Δｑ₁'＋Δｑ₃'
ｑ₆ ⁽²⁾＝ｑ₆ ⁽¹⁾＋Δｑ₂'＋Δｑ₃'
ｑ₇ ⁽²⁾＝ｑ₇ ⁽¹⁾＋Δｑ₁'＋Δｑ₂'＋Δｑ₃'

そして、Ｓ４３〜Ｓ４６を、所定回数まで繰り返すか、又は、繰り返しの際の閾値ｘ_kの変化量及び／若しくは出力値ｑ_kの変化量が所定閾値以下となるまで繰り返す。これによって、最終的な出力値ｑ_kと閾値ｘ_kを得る。

（Ｓ４８）制御部は、ΔΣ変換器の非一様量子化器に対して、出力値ｑ_k及び閾値ｘ_kを出力する。

（Ｓ４９）また、制御部は、電源供給部の変圧部に対して、出力値ｑ_kに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する。以下のように、出力電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃が出力値ｑ₁，ｑ₂，ｑ₃の定数倍となるように、供給電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃が設定される。
Ｉ_１＝Ｇ・ｑ_１
Ｉ_２＝Ｇ・ｑ_２
Ｉ_３＝Ｇ・ｑ_３

尚、供給電圧と出力電流との関係については、制御部１９が、予め測定した結果をテーブルとして記憶するものであってもよい。また、出力回路に備えた電流計によって、電流値を比較しながら調整するものであってもよい。

図５は、本発明の送信機における制御部の第２のフローチャートである。

図５のＳ４１〜Ｓ４９は、図４のＳ４１〜Ｓ４９と全く同一の処理である。以下では、図４と処理が異なるＳ５１〜Ｓ５４についてのみ、詳細に説明する。

（Ｓ５１）Ｓ４３によって閾値ｘを設定した後、閾値ｘ_k-1〜ｘ_kの間の区間Ｑ_k＝｛ｘ: ｘ_k-1＜ｘ≦ｘ_k｝（ｘ₀＝０）における、入力信号の振幅値の確率密度関数で重み付けした重心ｃ_kを算出する。ここで、「重心」とは、入力信号の振幅値の確率密度関数で重み付けした重心をいう。
F(x)：ベースバンド信号の振幅値の確率密度関数
ｃ_k＝∫_QkｘdF(x)／∫_QkdF(x) ｃ_k：Ｑ_kの重心
各出力値ｑ_kが独立な場合には、ｃ_kが区間Ｑ_kにおける最適な出力値となる。しかし、各出力値の間に依存関係があるため、全てのｑ_kをｃ_kに設定することができない。そこで、Ｓ５２を実行する。

（Ｓ５２）現在の出力値ｑ_k ⁽¹⁾と最適な出力値ｃ_kとの出力値差Δｑ_k(＝ｃ_k−ｑ_k ⁽¹⁾)を算出する。

（Ｓ５３）出力電流I_m毎に、当該出力電流I_mに関係する全ての出力値差Δｑ_kの符号が、＋又は−で一致しているか否かを判定する。ここで、＋及び−が混在している場合、図４と同様にのＳ４５を実行する。

（Ｓ５４）符号が＋又は−で一致している場合、量子化雑音及びその偏導関数の算出の処理を実行することなく、当該出力電流I_mに関係する全ての出力値差Δｑ_kの中で、絶対値が最小となる出力値差Δｑ_xを導出する。

これによって、Ｓ４６では、その出力値差Δｑ_kに基づいて、当該出力電流Ｉ_mに関係する出力値ｑ_kを更新する。

例えば、最初に、出力電流Ｉ₁について処理する。出力電流Ｉ₁に関係する出力値差は、Δｑ₁、Δｑ₄、Δｑ₅及びΔｑ₇である。その中で、絶対値が最小となるΔｑ_kだけｑ₁を変化させる。例えば、Δｑ₅が最小であったとすると、ｑ_１をΔｑ₅だけ変化させる。このとき、Δｑ₁、Δｑ₄、Δｑ₅及びΔｑ₇を以下のように変化させる。
Δｑ₁＝Δｑ₁−Δｑ₅
Δｑ₄＝Δｑ₄−Δｑ₅
Δｑ₅＝Δｑ₅−Δｑ₅＝０
Δｑ₇＝Δｑ₇−Δｑ₅
ｑ'₁ ⁽¹⁾＝ｑ₁ ⁽¹⁾＋Δｑ₅
ｑ'₄ ⁽¹⁾＝ｑ₄ ⁽¹⁾＋Δｑ₅
ｑ'₅ ⁽¹⁾＝ｑ₅ ⁽¹⁾＋Δｑ₅
ｑ'₇ ⁽¹⁾＝ｑ₇ ⁽¹⁾＋Δｑ₅

次に、出力電流Ｉ₂について処理する。出力電流Ｉ₂に関係する出力値差は、Δｑ₂、Δｑ₄、Δｑ₆及びΔｑ₇である。その中で、絶対値が最小となるΔｑ_kだけｑ₂を変化させる。例えば、Δｑ₇が最小であったとすると、ｑ₂をΔｑ₇だけ変化させる。このとき、Δｑ₂、Δｑ₄、Δｑ₆及びΔｑ₇を以下のように変化させる。
Δｑ₂＝Δｑ₂−Δｑ₇
Δｑ₄＝Δｑ₄−Δｑ₇
Δｑ₆＝Δｑ₆−Δｑ₇
Δｑ₇＝Δｑ₇−Δｑ₇＝０
ｑ'₂ ⁽¹⁾＝ｑ'₂ ⁽¹⁾＋Δｑ₇
ｑ'₄ ⁽¹⁾＝ｑ'₄ ⁽¹⁾＋Δｑ₇
ｑ'₆ ⁽¹⁾＝ｑ'₆ ⁽¹⁾＋Δｑ₇
ｑ'₇ ⁽¹⁾＝ｑ'₇ ⁽¹⁾＋Δｑ₇

次に、出力電流Ｉ₃について処理する。出力電流Ｉ₃に関係する出力値差は、Δｑ₃、Δｑ₅、Δｑ₆及びΔｑ₇である。その中で、絶対値が最小となるΔｑ_kだけｑ₃を変化させる。例えば、Δｑ₆が最小であったとすると、ｑ₃をΔｑ₆だけ変化させる。このとき、Δｑ₃、Δｑ₅、Δｑ₆及びΔｑ₇を以下のように変化させる。
Δｑ₃＝Δｑ₃−Δｑ₆
Δｑ₅＝Δｑ₅−Δｑ₆
Δｑ₆＝Δｑ₆−Δｑ₆＝０
Δｑ₇＝Δｑ₇−Δｑ₆
ｑ'₃ ⁽¹⁾＝ｑ'₃ ⁽¹⁾＋Δｑ₆
ｑ'₅ ⁽¹⁾＝ｑ'₅ ⁽¹⁾＋Δｑ₆
ｑ'₆ ⁽¹⁾＝ｑ'₆ ⁽¹⁾＋Δｑ₆
ｑ'₇ ⁽¹⁾＝ｑ'₇ ⁽¹⁾＋Δｑ₆

全てのI_mに関する処理が終了した後、出力値を更新する。
ｑ₁ ⁽²⁾＝ｑ'₁ ⁽¹⁾
ｑ₂ ⁽²⁾＝ｑ'₂ ⁽¹⁾
ｑ₃ ⁽²⁾＝ｑ'₃ ⁽¹⁾
ｑ₄ ⁽²⁾＝ｑ'₄ ⁽¹⁾
ｑ₅ ⁽²⁾＝ｑ'₅ ⁽¹⁾
ｑ₆ ⁽²⁾＝ｑ'₆ ⁽¹⁾
ｑ₇ ⁽²⁾＝ｑ'₇ ⁽¹⁾

図６は、本発明における電力増幅器の機能構成図である。

電源供給部１６は、複数の出力電流Ｉ_mに対応する供給電圧Ｖ_m(m＝1,2,〜,M、N＝2^M-1)を出力する変圧部１６１を有する。

電力増幅器１５は、高効率で動作するスイッチングアンプを有する。図６によれば、スイッチングアンプは、信号変換器１５１と、複数のトランジスタ１５２と、トランス１５３とを有する。

信号変換器１５１は、加算信号の出力値ｑ_kを複数のビットに変換する。ここで、信号変換器１５１は、複数の出力電流Ｉ_mにおける１つ以上の組み合わせによって、２^m-1個の出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,2^m-1)を対応付けている（図６の表参照）。従って、信号変換部１５１は、入力された出力値±ｑ_kを、出力電流Ｉ_mの数に符号数を乗じたm×2個のビットｂ_±mに変換する。

複数のトランジスタ１５２は、各ビットの状態に基づいてスイッチングを制御する。ビットｂ_±kの±ビットの組毎に、ビットｂ_＋kをゲートに入力する第１のトランジスタと、ビットｂ_−kをゲートに入力する第２のトランジスタとを有する。図６によれば、ビットｂ_±1の組と、ビットｂ_±2の組と、ビットｂ_±3の組とに対して、６個(3×2)のトランジスタが備えられている。

トランジスタは、ＦＥＴ(Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）であるのが好ましい。ＦＥＴは、ユニポーラトランジスタであって、「ソース」「ゲート」「ドレイン」の３つの端子を備える。ゲート端子にオン電圧をかけることによって、ソース-ドレイン間に電流が流れる。

トランス１５３は、トランジスタのオンオフに基づいて、変圧部からの供給電圧に応じた出力電流を発生させる。トランス１５３の入力側コイルの両端には、第１のトランジスタのソース及び第２のトランジスタのソースがそれぞれ接続される。また、トランスの入力側コイルの間に、変圧部から出力される供給電圧Ｖ_mが入力される。更に、第１のトランジスタのドレイン及び第２のトランジスタのドレインは、グランドに結合される。

トランス１５３の出力側コイルには、入力されるm×2個のビットｂ_±mに応じて、複数のトランジスタがオンオフに制御されることによって、トランスの出力側コイルに発生する出力電流を出力する。

図７は、電力増幅器の第１の動作説明図である。

図７によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ₁が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_ｋ±を出力する。
［ｂ₁₊，ｂ_1-，ｂ₂₊，ｂ_2-，ｂ₃₊，ｂ_3-］
［ ON， OFF， OFF， OFF， OFF， OFF］
このとき、トランジスタＳ₁₊のみがオンとなり、トランスにおける供給電圧Ｖ₁が接続された入力側コイルに、電流Ｉ₁が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋Ｉ₁が出力される。
Ｉ₁＝Ｇ・ｑ₁

図８は、電力増幅器の第２の動作説明図である。

図８によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ₂が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_k±を出力する。
［ｂ₁₊，ｂ_1-，ｂ₂₊，ｂ_2-，ｂ₃₊，ｂ_3-］
［ OFF， OFF， ON， OFF， OFF， OFF］
このとき、トランジスタＳ₂₊のみがオンとなり、トランスにおける供給電圧Ｖ₂が接続された入力側コイルに、電流Ｉ₂が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋Ｉ₂が出力される。
Ｉ₂＝Ｇ・ｑ₂

図９は、電力増幅器の第３の動作説明図である。

図９によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ₃が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_k±を出力する。
［ｂ₁₊，ｂ_1-，ｂ₂₊，ｂ_2-，ｂ₃₊，ｂ_3-］
［ OFF， OFF， OFF， OFF， ON， OFF］
このとき、トランジスタＳ₃₊のみがオンとなり、トランスにおける供給電圧Ｖ₃が接続された入力側コイルに、電流Ｉ₃が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋Ｉ₃が出力される。
Ｉ₃＝Ｇ・ｑ₃

図１０は、電力増幅器の第４の動作説明図である。

図１０によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ₄が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_k±を出力する。
［ｂ₁₊，ｂ_1-，ｂ₂₊，ｂ_2-，ｂ₃₊，ｂ_3-］
［ ON， OFF， ON， OFF， OFF， OFF］
このとき、トランジスタＳ₁₊及びＳ₂₊がオンとなる。トランスにおける供給電圧Ｖ₁が接続された入力側コイルに電流Ｉ₁が流れる。また、トランスにおける供給電圧Ｖ₂が接続された入力側コイルに電流Ｉ₂が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋（Ｉ₁＋Ｉ₂）が出力される。
Ｉ₁＋Ｉ₂＝Ｇ・ｑ₄

図１１は、電力増幅器の第５の動作説明図である。

図１１によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ₅が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_k±を出力する。
［ｂ₁₊，ｂ_1-，ｂ₂₊，ｂ_2-，ｂ₃₊，ｂ_3-］
［ ON， OFF， OFF， OFF， ON， OFF］
このとき、トランジスタＳ₁₊及びＳ₃₊がオンとなる。トランスにおける供給電圧Ｖ₁が接続された入力側コイルに電流Ｉ₁が流れる。また、トランスにおける供給電圧Ｖ₃が接続された入力側コイルに電流Ｉ₃が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋（Ｉ₁＋Ｉ₃）が出力される。
Ｉ₁＋Ｉ₃＝Ｇ・ｑ₅

図１２は、電力増幅器の第６の動作説明図である。

図１２によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ₆が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_k±を出力する。
［ｂ₁₊，ｂ_1-，ｂ₂₊，ｂ_2-，ｂ₃₊，ｂ_3-］
［ OFF， OFF， ON， OFF， ON， OFF］
このとき、トランジスタＳ₂₊及びＳ₃₊がオンとなる。トランスにおける供給電圧Ｖ₂が接続された入力側コイルに電流Ｉ₂が流れる。また、トランスにおける供給電圧Ｖ₃が接続された入力側コイルに電流Ｉ₃が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋（Ｉ₂＋Ｉ₃）が出力される。
Ｉ₂＋Ｉ₃＝Ｇ・ｑ₆

図１３は、電力増幅器の第７の動作説明図である。

図１３によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ₇が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_k±を出力する。
［ｂ₁₊，ｂ_1-，ｂ₂₊，ｂ_2-，ｂ₃₊，ｂ_3-］
［ ON， OFF， ON， OFF， ON， OFF］
このとき、トランジスタＳ₁₊、Ｓ₂₊及びＳ₃₊がオンとなる。トランスにおける供給電圧Ｖ₁が接続された入力側コイルに電流Ｉ₁が流れる。また、トランスにおける供給電圧Ｖ₂が接続された入力側コイルに電流Ｉ₂が流れる。更に、トランスにおける供給電圧Ｖ₃が接続された入力側コイルに電流Ｉ₃が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋（Ｉ₁＋Ｉ₂＋Ｉ₃）が出力される。
Ｉ₁＋Ｉ₂＋Ｉ₃＝Ｇ・ｑ₇

図１４は、電力増幅器の第８の動作説明図である。

図１４によれば、電力増幅器に出力値−ｑ₁が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_k±を出力する。
［ｂ₁₊，ｂ_1-，ｂ₂₊，ｂ_2-，ｂ₃₊，ｂ_3-］
［ OFF， ON， OFF， OFF， OFF， OFF］
このとき、トランジスタＳ_1-のみがオンとなり、トランスにおける供給電圧Ｖ₁が接続された入力側コイルに、電流Ｉ₁が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流−Ｉ₁が出力される。
−Ｉ₁＝Ｇ・（−ｑ₁）

尚、出力値−ｑ₂及び−ｑ₃の場合も、図６及び図７とは逆向きの出力電流が発生する。

以上、詳細に説明したように、本発明の送信機、プログラム及び方法によれば、スイッチングアンプの素子数を増やすことなく、所望信号と量子化雑音との電力比を高くし、電力効率を高くすることができる。

特に、入力信号の振幅値の確率密度関数に基づいて量子化器の閾値ｘ_k及び出力値ｑ_kを最適に決定することにより、量子化雑音を小さくすることができる。

前述した本発明の種々の実施形態について、本発明の技術思想及び見地の範囲の種々の変更、修正及び省略は、当業者によれば容易に行うことができる。前述の説明はあくまで例であって、何ら制約しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びその均等物として限定するものにのみ制約される。

１ 送信機
１０ データ送信部
１１ ΔΣ変換器
１１１ 量子化器
１１２ 積分器
１１３ 減算器
１２ ミキサ
１３ ＰＬＬ部
１４ 加算器
１５ 電力増幅器
１５１ 信号変換器
１５２ トランジスタ、ＦＥＴ
１５３ トランス
１６ 電源供給部
１６１ 変圧部
１７ バンドパスフィルタ
１８ アンテナ
１９ 制御部

Claims (8)

1. 非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
   前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
   第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
   前記加算器から出力された加算信号に対して電力増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器へ、電力増幅のための電圧を供給する電源供給部と
   を有する送信機であって、
   前記電力増幅器は、前記加算器からの出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)毎に異なる１つ以上の出力電流Ｉ_m(m＝1,2,〜,M、N＝2^m-1)を組み合わせて電流加算するスイッチングアンプを有し、
   前記電源供給部は、前記電力増幅器の前記出力電流Ｉ_mが変化するように供給電圧Ｖ_mを変化させる変圧部を有し、
   前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器に対して、及び、前記電源供給部に対して、制御値を出力する制御部を更に有し、
   前記制御部は、
   前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器における出力値ｑ_k毎に、前記出力電流Ｉ_mの組み合わせの大きさに応じた、初期値としての第１の出力値ｑ_k ⁽¹⁾を設定し、
   前記閾値ｘ_kは、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定し、
   前記出力電流I_m毎に、入力信号の振幅値の確率密度関数を用いて、当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kに関する量子化雑音を算出し、
   前記量子化雑音を、出力値ｑ_mで（出力電流I_mで）偏微分した偏導関数を用いて、前記出力電流I_mの変化量を決定し、
   前記変化量に合わせて当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kを更新し、
   前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器に対して、前記出力値ｑ_k及び前記閾値ｘ_kを出力し、前記電源供給部の前記変圧部に対して、前記出力値ｑ_mに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する
   ことを特徴とする送信機。
2. 前記制御部は、前記閾値ｘ_kを出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定した後、
   前記閾値ｘ_k-1〜ｘ_kの間の区間Ｑ_kにおける、入力信号の振幅値の確率密度関数で重み付けした重心を算出し、
   前記重心と出力値ｑ_kとの差Δｑ_kを算出し、
   前記出力電流I_m毎に、当該出力電流I_mに関係する全ての出力値差Δｑ_kの符号を判定し、
   前記符号が＋又は−で一致している場合、前記量子化雑音及びその偏導関数の算出の処理を実行することなく、当該出力電流I_mに関係する全ての出力値差Δｑ_kの中で絶対値が最小となる出力値差Δｑ_xを導出し、
   当該出力電流I_mに関係する全ての出力値Δｑ_kにΔｑ_xを加算することで出力値ｑ_kを更新することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
3. 前記制御部は、前記閾値ｘ_k及び前記出力値ｑ_kの更新を、
   所定回数まで繰り返すか、又は、
   繰り返しの際の前記閾値ｘ_kの変化量及び／若しくは前記出力値ｑ_kの変化量が所定閾値以下となるまで繰り返す
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
4. 前記電力増幅器の前記スイッチングアンプは、
   前記加算信号の出力値ｑ_kを複数のビットに変換する信号変換手段と、
   各ビットの値に基づいてスイッチングを制御する複数のトランジスタと、
   前記トランジスタのオンオフに基づいて、前記変圧部からの供給電圧に応じた出力電流を発生させるトランスと
   を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機。
5. 前記信号変換手段は、入力された出力値±ｑ_kを、出力電流Ｉ_mの数に符号数を乗じたm×2個のビットｂ_±mに変換するものであって、出力値＋ｑ_kに対応付けられた組み合わせのビットｂ₊₁〜ｂ_+mをオンにし、出力値−ｑ_kに対応付けられた組み合わせのビットｂ_-1〜ｂ_-mをオンにし、
   前記ビットｂ_±mの±ビットの組毎に、ビットｂ_+mをゲートに入力する第１のトランジスタと、ビットｂ_-mをゲートに入力する第２のトランジスタとを有し、
   第１のトランジスタのソース及び第２のトランジスタのソースは、前記トランスの入力側コイルの両端に接続され、変圧部から出力される供給電圧Ｖ_mは、前記トランスの入力側コイルの間に入力され、第１のトランジスタのドレイン及び第２のトランジスタのドレインは、グランドに結合されており、
   入力されるm×2個のビットｂ_±mに応じて、前記複数のトランジスタがオンオフに制御されることによって、前記トランスの出力側コイルに発生する出力電流を出力する
   ことを特徴とする請求項４に記載の送信機。
6. 前記入力信号は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号であることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の送信機。
7. 非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
   前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
   第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
   前記加算器からの出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)毎に異なる１つ以上の出力電流Ｉ_m(m＝1,2,〜,M、N＝2^m-1)を組み合わせて電流加算するスイッチングアンプを有する電力増幅器と、
   前記電力増幅器へ、電力増幅のための電圧を供給すると共に、前記電力増幅器の前記出力電流Ｉ_mが変化するように供給電圧Ｖ_mを変化させる変圧部を有する電源供給部と
   を有する送信機に搭載されたコンピュータを実行させるプログラムであって、
   前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器における出力値ｑ_k毎に、前記出力電流Ｉ_mの組み合わせの大きさに応じた、初期値としての第１の出力値ｑ_k ⁽¹⁾を設定し、
   前記閾値ｘ_kは、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定し、
   前記出力電流I_m毎に、入力信号の振幅値の確率密度関数を用いて、当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kに関する量子化雑音を算出し、
   前記量子化雑音を、出力値ｑ_mで（出力電流I_mで）偏微分した偏導関数を用いて、前記出力電流I_mの変化量を決定し、
   前記変化量に合わせて当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kを更新し、
   前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器に対して、前記出力値ｑ_k及び前記閾値ｘ_kを出力し、前記電源供給部の前記変圧部に対して、前記出力値ｑ_mに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する
   ようにコンピュータを実行させることを特徴とする送信機用のプログラム。
8. 非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
   前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
   第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
   前記加算器からの出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)毎に異なる１つ以上の出力電流Ｉ_m(m＝1,2,〜,M、N＝2^m-1)を組み合わせて電流加算するスイッチングアンプを有する電力増幅器と、
   前記電力増幅器へ、電力増幅のための電圧を供給すると共に、前記電力増幅器の前記出力電流Ｉ_mが変化するように供給電圧Ｖ_mを変化させる変圧部を有する電源供給部と
   を有する送信機の電力増幅制御方法であって、
   前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器における出力値ｑ_k毎に、前記出力電流Ｉ_mの組み合わせの大きさに応じた、初期値としての第１の出力値ｑ_k ⁽¹⁾を設定し、
   前記閾値ｘ_kは、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定し、
   前記出力電流I_m毎に、入力信号の振幅値の確率密度関数を用いて、当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kに関する量子化雑音を算出し、
   前記量子化雑音を、出力値ｑ_mで（出力電流I_mで）偏微分した偏導関数を用いて、前記出力電流I_mの変化量を決定し、
   前記変化量に合わせて当該出力電流I_mに関する全ての出力値ｑ_kを更新し、
   前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器に対して、前記出力値ｑ_k及び前記閾値ｘ_kを出力し、前記電源供給部の前記変圧部に対して、前記出力値ｑ_mに基づく出力電流Ｉ_mを発生させる供給電圧Ｖ_m値を出力する
   ことを特徴とする送信機の電力増幅制御方法。

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