JP6229738B2

JP6229738B2 - 送信装置及びその制御方法

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Inventors: 憲明田和
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Description

本発明は、送信装置及びその制御方法に関する。

近年、携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の無線通信では、周波数利用効率が高く、かつ、ピーク電力対平均電力比（Peak to Average Ratio；以下、ＰＡＰＲと称す）の大きいＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）などの変調方式が採用されている。

従来の無線送信装置には、信号増幅器として、一般的にＡＢ級増幅器が使用されている。前述のようにＰＡＰＲの大きな変調信号をＡＢ級増幅器で増幅するためには、出力信号の線形性を維持するために、十分なバックオフが必要になる。しかしながら、ＡＢ級増幅器の電力効率は、出力飽和時に最も高くなり、バックオフが大きくなるほど低下する。そのため、ＰＡＰＲの大きな変調信号を高い電力効率で増幅することが難しいという課題がある。

そこで、高い電力効率が得られる送信装置として、ΔΣ変調器とスイッチング増幅器とを組み合わせた構成を持つ送信装置が注目されている。この送信装置は、例えば、多ビットのベースバンド信号を、ΔΣ変調器を用いて１ビットのパルス波形のΔΣ変調信号に変換する。そして、このΔΣ変調信号と搬送波とを乗算器にて乗ずることにより、ＲＦ帯域にアップコンバートされたＲＦパルス変調信号を生成する。

１ビットのＲＦパルス変調信号の振幅は理想的には２値のみで表されるため、スイッチング増幅器は、非線形特性により歪みを発生させることなく、ＲＦパルス変調信号を増幅することができる。さらに、ＲＦパルス変調信号の振幅はＰＡＰＲが大きくても変わらず２値のみで表されるため、スイッチング増幅器は、高い電力効率でＲＦパルス変調信号を増幅することができる。

ΔΣ変調器を用いて多ビットのベースバンド信号を１ビットのΔΣ変調信号に変換した場合、ΔΣ変調信号には１ビット化に伴う量子化雑音が付与される。一般的な信号の量子化では、周波数領域において一様に分布した雑音が付与される。しかし、ΔΣ変調器を用いた場合、その伝達特性に基づくノイズシェーピング効果によって、低周波数側の量子化雑音が高周波側に移動させられるため、送信信号帯域においては一般的な量子化に比べ高い信号対雑音比を実現できる。信号帯域外の雑音成分は、例えば、後段にフィルタを設けることによって除去する。このノイズシェーピング特性は、ΔΣ変調器の次数とオーバーサンプリング比（Over Sampling Ratio；以下、ＯＳＲと称す）によって決まる。ＯＳＲが低い場合、ノイズシェーピング特性が十分でなくなるため、送信装置に要求される無線特性が満たされない場合がある。

例えば、非特許文献１によれば、IEEE 802.11a規格のＯＦＤＭ変調方式において、必要な信号対雑音比を得るには、ベースバンド信号のサンプリング周波数の３２倍や６４倍のクロック周波数でΔΣ変調器を動作させる必要がある。具体的には、サンプリング周波数が２０ＭＨｚの場合、６４０ＭＨｚや１．２８ＧＨｚのクロック周波数でΔΣ変調器を動作させる必要がある。このようなＧＨｚオーダーの高速なクロック周波数で動作するΔΣ変調器は、ＦＰＧＡで実現することは困難であるため、デジタルＲＦ回路によって構築される。

ΔΣ変調器とスイッチング増幅器とを組み合わせた構成を持つ送信装置が、関連技術として特許文献１乃至４に開示されている。しかし、これら関連技術では、ΔΣ変調器に供給されるクロック信号と搬送波とが非同期である。仮にクロック信号と搬送波との基準信号源が共通であっても、伝達経路の差異や、正弦波か矩形波かなどによるデューティ比の差、により、クロック信号と搬送波とは非同期になる。

クロック信号と搬送波とが非同期の場合、ΔΣ変調器の出力（ΔΣ変調信号）と搬送波との信号遷移タイミングのずれにより、所望のパルス幅の信号が得られない問題が発生する。ここでの信号遷移とは、振幅の“Ｈ”から“Ｌ”への遷移や、“Ｌ”から“Ｈ”への遷移を言う。搬送波周波数がクロック周波数よりも十分に大きい場合は、搬送波の信号遷移頻度が、ΔΣ変調信号のそれよりも十分に高く、信号遷移タイミングのずれは無視できる。しかし、搬送波周波数とクロック周波数とが同程度の場合、この影響は無視できず、変調精度の低下やスイッチング増幅器の電力効率の低下などを招く。

ＵＴＲＡ（Universal Terrestrial Radio Access）や、Ｅ−ＵＴＲＡ（Evolved Universal Terrestrial Radio Access）における無線周波数は、７００ＭＨｚ〜３．５ＧＨｚであり、ΔΣ変調器のクロック周波数と同程度である。そのため、搬送波とクロック信号とを同期させて上記問題を防ぐ必要があった。

このような問題に対する解決策が、特許文献５に開示されている。この送信装置は、まず、同相成分と直交位相成分とで表されるベースバンド信号を、振幅信号と、振幅が一定の位相信号と、に変換する。次に、振幅信号をΔΣ変調器を用いてΔΣ変調信号に変換するとともに、位相信号を従来のアナログ直交変調器等を用いてＲＦ信号に変換する。次に、ＲＦ信号をパルス位相信号生成器を用いてパルス信号に変換し、当該パルス信号とΔΣ変調信号とを乗ずることによってＲＦパルス変調信号を生成する。このとき、パルス位相信号生成器にて生成されたパルス信号は、ΔΣ変調器に供給されてクロック信号としても使用される。それにより、当該パルス信号とΔΣ変調信号とを同期させることができるため、同期ずれによる信号品質の劣化を防ぐことができる。

しかしながら、このような送信装置を作成するためには、ΔΣ変調器に加え、位相信号をＲＦ信号に変換するため、アナログ直交変調器等が必要となる。アナログ直交変調器は、従来のＡＢ級増幅器を備えた送信装置に一般的に用いられる変調器である。つまり、このような送信装置を作成するためには、従来の送信装置に必要な構成要素に加えて、ΔΣ変調に係る構成要素が必要となるため、装置が複雑化する（換言すると、回路規模が増大する）という問題があった。

さらに、位相信号は振幅が一定であるため、ＦＩＲフィルタなどによって、送信信号帯域外の信号を抑圧することができない。そのため、アナログ直交変調器には、通常の位相振幅変調された送信信号を生成するよりも広い信号生成帯域幅を持った性能が要求される。これは、上記の装置の複雑さと合わせて、装置全体の消費電力を増加させる。

また、ΔΣ変調信号と上記パルス信号とは同期できているが、ΔΣ変調器に入力されるベースバンド信号の振幅信号と上記パルス信号とは同期できていない。そのため、振幅信号の遷移時間中の無効データをサンプリングしてしまい、送信信号歪みが増大するという課題もある。

特開２０１１−０８６９８３号公報特開２０１１−０７７７４１号公報特開２０１１−０１８９９４号公報特開２００２−０５７７３２号公報国際公開第２０１１／０７８１２０号

E.M. Umali, Y. Toyama and Y. Yamao, "Power Spectral Analysis of the Envelope Pulse-Width Modulation (EPWM) Transmitter for High Efficiency Amplification of OFDM Signals", Proc. IEEE VTC Spring, May 2008.

上述のように、特許文献５に開示された構成では、ΔΣ変調器及び混合器に入力されるパルス信号を得るために、振幅一定のベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号ＱをＲＦ信号に変調する変調器（ＩＱモジュレータ）が必要である。そのため、特許文献５に開示された構成では、回路規模が増大してしまうという問題があった。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかにする。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、回路規模の増大を抑制することが可能な送信装置及びその制御方法を提供することを目的とする。

一実施の形態によれば、送信装置は、ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号を生成するベースバンド信号生成部と、第１搬送波及び当該第１搬送波と９０度位相の異なる第２搬送波をそれぞれパルス波形の第１及び第２パルス信号に変換して出力する第１及び第２パルス信号生成部と、前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号をそれぞれ前記第１及び前記第２パルス信号に同期してΔΣ変調し、第１及び第２ΔΣ変調信号として出力する第１及び第２ΔΣ変調器と、前記第１ΔΣ変調信号と前記第１パルス信号とを乗算して第１ＲＦパルス変調信号を生成する第１乗算器と、前記第２ΔΣ変調信号と前記第２パルス信号とを乗算して第２ＲＦパルス変調信号を生成する第２乗算器と、前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を増幅するスイッチング増幅部と、前記スイッチング増幅部に入力される、又は、前記スイッチング増幅部から出力された、前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を合成する合成器と、を備える。

他の実施の形態によれば、送信装置は、ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号を生成するベースバンド信号生成部と、前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて第１中間周波信号を生成するＩＦ信号生成部と、第１搬送波をパルス波形の第１パルス信号に変換して出力する第１パルス信号生成部と、前記第１中間周波信号を前記第１パルス信号に同期してΔΣ変調し、第１ΔΣ変調信号として出力する第１ΔΣ変調器と、前記第１ΔΣ変調信号と前記第１パルス信号とを乗算して第１ＲＦパルス変調信号を生成する第１乗算器と、前記第１ＲＦパルス変調信号を増幅する第１スイッチング増幅器と、を備える。

一実施の形態によれば、送信装置の制御方法は、ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号を生成し、第１搬送波及び当該第１搬送波と９０度位相の異なる第２搬送波をそれぞれパルス波形の第１及び第２パルス信号に変換して出力し、前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号をそれぞれ前記第１及び前記第２パルス信号に同期してΔΣ変調し、第１及び第２ΔΣ変調信号として出力し、前記第１ΔΣ変調信号と前記第１パルス信号とを乗算して第１ＲＦパルス変調信号を生成し、前記第２ΔΣ変調信号と前記第２パルス信号とを乗算して第２ＲＦパルス変調信号を生成し、スイッチング増幅部を用いて前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を増幅し、前記スイッチング増幅部に入力される、又は、前記スイッチング増幅部から出力された、前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を合成する。

他の実施の形態によれば、送信装置の制御方法は、ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号を生成し、前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて第１中間周波信号を生成し、第１搬送波をパルス波形の第１パルス信号に変換して出力し、前記第１中間周波信号を前記第１パルス信号に同期してΔΣ変調し、第１ΔΣ変調信号として出力し、前記第１ΔΣ変調信号と前記第１パルス信号とを乗算して第１ＲＦパルス変調信号を生成し、第１スイッチング増幅器を用いて前記第１ＲＦパルス変調信号を増幅する。

前記一実施の形態によれば、回路規模の増大を抑制することが可能な送信装置及びその制御方法を提供することができる。

実施の形態１に係る送信装置の構成例を示すブロック図である。実施の形態１に係る送信装置の具体的構成例を示すブロック図である。実施の形態１に係る送信装置の一部の動作を示すタイミングチャートである。実施の形態１に係る送信装置の第１変形例を示すブロック図である。実施の形態１に係る送信装置の第２変形例を示すブロック図である。実施の形態２に係る送信装置の構成例を示すブロック図である。実施の形態２に係る送信装置の変形例を示すブロック図である。

以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。なお、図面は簡略的なものであるから、この図面の記載を根拠として実施の形態の技術的範囲を狭く解釈してはならない。また、同一の要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、応用例、詳細説明、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（動作ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数等（個数、数値、量、範囲等を含む）についても同様である。

＜実施の形態１＞
図１は、実施の形態１に係る送信装置の構成例を示すブロック図である。図２は、図１に示す送信装置のより具体的な構成例を示すブロック図である。また、図３は、図２に示す送信装置の一部の動作を示すタイミングチャートである。本実施の形態に係る送信装置は、ベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号Ｑをそれぞれ９０度位相の異なるパルス信号Ｐ１，Ｐ２に同期してΔΣ変調した後、それぞれパルス信号Ｐ１，Ｐ２と乗算してＲＦパルス変調信号Ｒ１，Ｒ２を生成する。その後、ＲＦパルス変調信号Ｒ１，Ｒ２を、スイッチング増幅部により増幅し、かつ、合成器により合成することで送信信号を得る。それにより、本実施の形態に係る送信装置は、ΔΣ変調器及び乗算器に入力されるパルス信号Ｐ１，Ｐ２を得るために、ベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号ＱをＲＦ信号に変調する変調器（ＩＱモジュレータ）を備える必要がないため、回路規模の増大を抑制するとともに、消費電力を低減することができる。以下、図２及び図３を参照しつつ、具体的に説明する。

図２に示す送信装置１は、例えば、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器における送信装置であって、ＲＦパルス変調信号生成部１０と、スイッチング増幅部２０と、バンドパスフィルタ１３，１４と、合成器１５と、を備える。また、ＲＦパルス変調信号生成部１０は、デジタルベースバンド信号生成部（ベースバンド信号生成部）１０１と、パルス信号生成器（第１パルス信号生成部）１０２と、パルス信号生成器（第２パルス信号生成部）１０３、ΔΣ変調器（第１ΔΣ変調器）１０４と、ΔΣ変調器（第２ΔΣ変調器）１０５と、乗算器（第１乗算器）１０６と、乗算器（第２乗算器）１０７と、発振器１０８及び移相器１０９と、を少なくとも備える。

（デジタルベースバンド信号生成部１０１）
デジタルベースバンド信号生成部１０１は、ベースバンド信号Ｓ_ＢＢの同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号Ｑを生成する。なお、ベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号Ｑは、多値の状態を取るデジタル信号である。

（発振器１０８及び移相器１０９）
発振器１０８は、周波数ｆｃの発振信号を生成する。移相器１０９は、発振器１０８の発振信号と同相の搬送波ＣＷ１を出力するとともに、搬送波ＣＷ１と９０度位相の異なる搬送波ＣＷ２を出力する。

（パルス信号生成器１０２，１０３）
パルス信号生成器１０２は、図３にも示すように、周波数ｆｃの搬送波（第１搬送波）ＣＷ１をパルス波形のパルス信号（第１パルス信号）Ｐ１に変換して出力する。パルス信号生成器１０３は、搬送波ＣＷ１と９０度位相の異なる搬送波（第２搬送波）ＣＷ２をパルス波形のパルス信号（第２パルス信号）Ｐ２に変換して出力する。

パルス信号生成器１０２は、例えば、搬送波ＣＷ１が０より大きい場合にＨレベル（値“１”）を示し、搬送波ＣＷ１が０未満の場合にＬレベル（値“−１”）を示す、コンパレータを備える。同じく、パルス信号生成器１０３は、例えば、搬送波ＣＷ２が０より大きい場合にＨレベル（値“１”）を示し、搬送波ＣＷ２が０未満の場合にＬレベル（値“−１”）を示す、コンパレータを備える。

（ΔΣ変調器１０４，１０５）
ΔΣ変調器１０４は、ベースバンド信号の同相成分信号Ｉをパルス信号Ｐ１に同期してΔΣ変調し、ΔΣ変調信号（第１ΔΣ変調信号）Ｍ１として出力する。ΔΣ変調器１０５は、ベースバンド信号の直交位相成分信号Ｑをパルス信号Ｐ２に同期してΔΣ変調し、ΔΣ変調信号（第２ΔΣ変調信号）Ｍ２として出力する。

図３を参照しても分かるように、ΔΣ変調器１０４は、パルス信号Ｐ１の立ち上がりに同期して多値の同相成分信号Ｉをサンプリングし、１，−１の２値のΔΣ変調信号Ｍ１に変換して出力する。同様にして、ΔΣ変調器１０５は、パルス信号Ｐ２の立ち上がりに同期して多値の直交位相成分信号Ｑをサンプリングし、１，−１の２値のΔΣ変調信号Ｍ２に変換して出力する。

（乗算器１０６，１０７）
乗算器１０６は、ΔΣ変調器１０４から出力されたΔΣ変調信号Ｍ１とパルス信号Ｐ１とを乗算してＲＦ帯にアップコンバートされたＲＦパルス変調信号（第１ＲＦパルス変調信号）Ｒ１を出力する。乗算器１０７は、ΔΣ変調器１０５から出力されたΔΣ変調信号Ｍ２とパルス信号Ｐ２とを乗算してＲＦ帯にアップコンバートされたＲＦパルス変調信号（第２ＲＦパルス変調信号）Ｒ２を出力する。

図３を参照しても分かるように、乗算器１０６は、ΔΣ変調信号Ｍ１の値が“１”の場合において、パルス信号Ｐ１の値が“１”のときに“１”を、パルス信号Ｐ１の値が“−１”のときに“−１”を出力する。また、乗算器１０６は、ΔΣ変調信号Ｍ１の値が“−１”の場合において、パルス信号Ｐ１の値が“１”のときに“−１”を、パルス信号Ｐ１の値が“−１”の場合に“１”を出力する。乗算器１０７におけるΔΣ変調信号Ｍ２及びパルス信号Ｐ２とＲＦパルス変調信号Ｒ２との関係についても、乗算器１０６におけるΔΣ変調信号Ｍ１及びパルス信号Ｐ１とＲＦパルス変調信号Ｒ１との関係と同様である。

パルス信号Ｐ１及びＰ２は、上記のように、乗算器１０６，１０７の搬送波信号として使われるとともに、ΔΣ変調器１０４，１０５のクロック信号としても使用される。このように、搬送波信号とクロック信号とを共通にすることで、ΔΣ変調信号Ｍ１，Ｍ２と搬送波信号との間の同期ずれを防ぐことができる。

（スイッチング増幅部２０）
スイッチング増幅部２０は、スイッチング増幅器（第１スイッチング増幅器）１１と、スイッチング増幅器（第２スイッチング増幅器）１２と、を有する。

スイッチング増幅器１１，１２は、例えばＤ級増幅器やＥ級増幅器等であって、高い電力効率を有する電力増幅器である。スイッチング増幅器１１，１２は、それぞれＲＦパルス変調信号Ｒ１，Ｒ２を、そのパルス波形を維持しつつ電力増幅する。

（バンドパスフィルタ１３，１４）
バンドパスフィルタ１３は、スイッチング増幅器１１の出力のうち所望の周波数帯域を通過させる。バンドパスフィルタ１４は、スイッチング増幅器１２の出力のうち所望の周波数帯域を通過させる。

バンドパスフィルタ１３，１４の主な目的は、スイッチング増幅器１１，１２で増幅されたＲＦパルス変調信号Ｒ１，Ｒ２に含まれる、ΔΣ変調器１０４，１０５によりノイズシェービングされた量子化雑音、を反射し、信号増幅の電力効率を向上させることである。ノイズシェーピングされた量子化雑音は信号近傍には少ないことから、バンドパスフィルタ１３，１４を用いて信号帯域近傍まで量子化雑音を除去しなくても良い。無線通信規格などにより、送信信号近傍の雑音成分を除去する必要がある場合は、合成器１５の後段に設けたデュプレクサ（不図示）などにより除去することもできる。

（合成器１５）
合成器１５は、バンドパスフィルタ１３，１４を通過した、スイッチング増幅器１１，１２のそれぞれの出力を合成して送信信号Ｄｏｕｔとして出力する。

即ち、送信装置１は、ＲＦパルス変調信号生成部１０の送信信号（ＲＦパルス変調信号Ｒ１，Ｒ２）を増幅し合成した後、送信信号Ｄｏｕｔとして出力する。この送信信号Ｄｏｕｔは、アンテナ（不図示）を介して外部に無線送信される。

（計算式）
続いて、図２に示す送信装置１の送信信号Ｄｏｕｔを計算式を用いて説明する。

まず、ベースバンド信号Ｓ_ＢＢは、ｘを同相成分信号Ｉ、ｙを直交位相成分信号Ｑ、ｉを虚数単位とすると、以下の式（１）のように表される。

次に、搬送波ＣＷ１，ＣＷ２は以下の式（２）及び式（３）のように表される。なお、ωは角速度、ｔは時間を表し、振幅は１とする。

式（１）及び式（２）より、ＲＦパルス変調信号Ｒ１はΔΣ変調による２値化を略して以下の式（４）のように表される。また、式（１）及び式（３）より、ＲＦパルス変調信号Ｒ２はΔΣ変調による２値化を略して以下の式（５）のように表される。

したがって、送信信号Ｄｏｕｔは、以下の式（６）のように表される。

計算式を見ても、送信装置１が所望の送信信号を生成していることがわかる。

このように、本実施の形態に係る送信装置は、ベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号Ｑをそれぞれ９０度位相の異なるパルス信号Ｐ１，Ｐ２に同期してΔΣ変調した後、それぞれパルス信号Ｐ１，Ｐ２と乗算してＲＦパルス変調信号Ｒ１，Ｒ２を生成している。その後、ＲＦパルス変調信号Ｒ１，Ｒ２を、スイッチング増幅部により増幅し、かつ、合成器により合成することで送信信号を得る。それにより、本実施の形態に係る送信装置は、ΔΣ変調器及び混合器に入力されるパルス位相信号を得るために、ベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号ＱをＲＦ信号に変調する変調器（ＩＱモジュレータ）を備える必要がないため、回路規模の増大を抑制することができる。また、消費電力を低減することができる。

また、本実施の形態に係る送信装置は、ΔΣ変調器及び乗算器に対して搬送波と同じ周波数のパルス信号（Ｐ１，Ｐ２）をそれぞれサンプリングクロック及び搬送波パルス信号として入力すればよいため、搬送波の周波数が比較的高い場合でもサンプリングレートを低く保って正常に動作することができる。サンプリングレートを低く保つことができるため、スイッチング増幅器の電力効率を向上させることができる。また、ΔΣ変調器及び乗算器に対して共通のパルス信号（Ｐ１，Ｐ２）が入力されるため、ΔΣ変調器と乗算器との間で同期をとることができる。

なお、特許文献５に開示された構成では、振幅信号と位相信号との同期ズレにより、送信信号の品質が劣化してしまう可能性がある。それに対し、本実施の形態に係る送信装置では、このような問題は、原理的に発生しない。

（送信装置１の第１変形例）
図４は、図２に示す送信装置１の第１変形例を送信装置１ａとして示すブロック図である。図４に示す送信装置１ａは、合成器１５の前段にバンドパスフィルタ１３，１４を備える代わりに、合成器１５の後段にバンドパスフィルタ１６を備える。図４に示す送信装置１ａのその他の構成については、図２に示す送信装置１と同様であるため、その説明を省略する。

本構成おいても、図２に示す送信装置１と同等の効果を奏することができる。本構成では、図２に示す送信装置１に比べ、バンドパスフィルタが１つになることから、回路の簡略化や費用の低減が可能である。

（送信装置１の第２変形例）
図５は、図２に示す送信装置１の第２変形例を送信装置１ｂとして示すブロック図である。図５に示す送信装置１ｂは、合成器１５の前段にスイッチング増幅部２０を備える代わりに、合成器１５の後段にスイッチング増幅部２０を備える。また、図５に示す送信装置１ｂは、合成器１５の前段にバンドパスフィルタ１３，１４を備える代わりに、スイッチング増幅部２０の後段にバンドパスフィルタ１６を備える。スイッチング増幅部２０は、合成器１５によって合成されたＲＦパルス変調信号Ｒ１，Ｒ２を増幅するスイッチング増幅器１７を有する。図５に示す送信装置１ｂのその他の構成については、図２に示す送信装置１と同様であるため、その説明を省略する。

本構成おいても、図２に示す送信装置１と同等の効果を奏することができる。本構成では、図２に示す送信装置１に比べ、スイッチング増幅器及びバンドパスフィルタがそれぞれ１つになることから、回路の簡略化や費用の低減が可能である。

＜実施の形態２＞
図６は、実施の形態２に係る送信装置の構成例を示すブロック図である。図６に示す送信装置１ｃは、ＲＦパルス変調信号生成部１０ｃと、スイッチング増幅器（第１スイッチング増幅器）１１と、バンドパスフィルタ１３と、を備える。ＲＦパルス変調信号生成部１０ｃは、デジタルベースバンド信号生成部（ベースバンド信号生成部）１０１と、ＩＦ信号生成部１１０と、パルス信号生成器（第１パルス信号生成部）１０２と、ΔΣ変調器１０４と、乗算器（第１乗算器）１０６と、発振器１０８と、を少なくとも備える。

ＩＦ信号生成部１１０は、デジタルベースバンド信号生成部１０１により生成されたベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号Ｑに基づいて、中間周波信号ＩＦ１を生成する。中間周波信号ＩＦ１としては、ベースバンド信号から求まる中間周波信号の同相成分及び直交位相成分のうち何れか一方が用いられる。ここでは、同相成分が中間周波信号ＩＦ１として用いられることとする。このとき、中間周波信号ＩＦ１は、以下の式（７）のように表すことができる。

ただし、ω_ＩＦを中間周波信号ＩＦ１の中心周波数に相当する角速度、ｔを時間、ｘを同相成分信号Ｉ、ｙを直交位相成分信号Ｑとする。

パルス信号生成器１０２は、発振器１０８により生成された搬送波ＣＷ１を、パルス波形のパルス信号（第１パルス信号）Ｐ１に変換して出力する。

ΔΣ変調器１０４は、中間周波信号ＩＦ１をパルス信号Ｐ１に同期してΔΣ変調し、ΔΣ変調信号（第１ΔΣ変調信号）Ｍ３として出力する。

乗算器１０６は、ΔΣ変調器１０４から出力されたΔΣ変調信号Ｍ３とパルス信号Ｐ１とを乗算して、ＲＦ帯にアップコンバートされたＲＦパルス変調信号（第１ＲＦパルス変調信号）Ｒ３を出力する。

スイッチング増幅器１１は、ＲＦパルス変調信号Ｒ３を、そのパルス波形を維持しつつ電力増幅する。

バンドパスフィルタ１３は、スイッチング増幅器１１の出力のうち所望の周波数帯を通過させて、送信信号Ｄｏｕｔとして出力する。ここで、スイッチング増幅器１１の出力には、目的の信号と搬送波周波数を挟んで反対の周波数に、同程度の電力を持つイメージ信号が存在する。そのため、バンドパスフィルタ１３は、当該イメージ信号の周波数帯を除去する必要がある。

即ち、送信装置１ｃは、ＲＦパルス変調信号生成部１０ｃの送信信号（ＲＦパルス変調信号Ｒ３）を増幅した後、狭帯域のバンドパスフィルタ１３を介して、送信信号Ｄｏｕｔとして出力する。この送信信号Ｄｏｕｔは、アンテナ（不図示）を介して外部に無線送信される。

このように、本実施の形態に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置の場合と同様に、ΔΣ変調器及び混合器に入力されるパルス位相信号を得るために、ベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号ＱをＲＦ信号に変調する変調器（ＩＱモジュレータ）を備える必要がないため、回路規模の増大を抑制することができる。また、消費電力を低減すること等ができる。つまり、本実施の形態に係る送信装置は、実施の形態１の場合と同等の効果を奏することができる。

（送信装置１ｃの変形例）
図７は、図６に示す送信装置１ｃの変形例を送信装置１ｄとして示すブロック図である。図７に示す送信装置１ｄは、ＲＦパルス変調信号生成部１０ｄと、スイッチング増幅器１１と、スイッチング増幅器（第２スイッチング増幅器）１２と、バンドパスフィルタ１３，１４と、合成器１５と、を備える。ＲＦパルス変調信号生成部１０ｄは、デジタルベースバンド信号生成部（ベースバンド信号生成部）１０１と、ＩＦ信号生成部１１１と、パルス信号生成器１０２と、パルス信号生成器（第２パルス信号生成部）１０３と、ΔΣ変調器１０４と、ΔΣ変調器１０５と、乗算器１０６と、乗算器（第２乗算器）１０７と、発振器１０８と、移相器１０９と、を少なくとも備える。

ＩＦ信号生成部１１１は、デジタルベースバンド信号生成部１０１により生成されたベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号Ｑに基づいて、中間周波信号ＩＦ１及び中間周波信号ＩＦ２を生成する。ここでは、ベースバンド信号から求まる中間周波信号の同相成分及び直交位相成分のうち、同相成分が中間周波信号ＩＦ１として用いられ、直交位相成分が中間周波信号ＩＦ２として用いられることとする。このとき、中間周波信号ＩＦ２は、以下の式（８）のように表すことができる。

なお、ベースバンド信号から求まる中間周波信号の同相成分及び直交位相成分のうち、直交位相成分が中間周波信号ＩＦ１として用いられる場合、同相成分が中間周波信号ＩＦ２として用いられることとなる。

パルス信号生成器１０３は、搬送波ＣＷ１と９０度位相の異なる搬送波ＣＷ２を、パルス波形のパルス信号（第２パルス信号）Ｐ２に変換して出力する。

ΔΣ変調器１０５は、中間周波信号ＩＦ２をパルス信号Ｐ２に同期してΔΣ変調し、ΔΣ変調信号（第２ΔΣ変調信号）Ｍ４として出力する。

乗算器１０７は、ΔΣ変調器１０５から出力されたΔΣ変調信号Ｍ４とパルス信号Ｐ２とを乗算して、ＲＦ帯にアップコンバートされたＲＦパルス変調信号（第２ＲＦパルス変調信号）Ｒ４を出力する。

スイッチング増幅器１２は、ＲＦパルス変調信号Ｒ４を、そのパルス波形を維持しつつ電力増幅する。

バンドパスフィルタ１４は、スイッチング増幅器１２の出力のうち所望の周波数帯を通過させる。

合成器１５は、バンドパスフィルタ１３，１４を通過した、スイッチング増幅器１１，１２のそれぞれの出力を合成して送信信号Ｄｏｕｔとして出力する。このとき、上記したイメージ信号は打ち消される。したがって、イメージ信号除去のためにバンドパスフィルタ１３，１４を狭帯域化する必要はない。

図７に示す送信装置１ｄのその他の構成及び動作については、図６に示す送信装置１ｃと同様であるため、その説明を省略する。

本構成においても、図６に示す送信装置１ｃと同等の効果を奏することができる。

以上のように、上記実施の形態１，２に係る送信装置は、ΔΣ変調器及び混合器に入力されるパルス位相信号を得るために、ベースバンド信号の同相成分信号Ｉ及び直交位相成分信号ＱをＲＦ信号に変調する変調器（ＩＱモジュレータ）を備える必要がないため、回路規模の増大を抑制することができる。また、消費電力を低減することができる。

また、上記実施の形態１，２に係る送信装置は、ΔΣ変調器及び乗算器に対して搬送波と同じ周波数のパルス信号（Ｐ１，Ｐ２）をそれぞれサンプリングクロック及び搬送波パルス信号として入力すればよいため、搬送波の周波数が比較的高い場合でもサンプリングレートを低く保って正常に動作することができる。また、サンプリングレートを低く保つことができるため、スイッチング増幅器の電力効率を向上させることができる。また、ΔΣ変調器及び乗算器に対して共通のパルス信号（Ｐ１，Ｐ２）が入力されるため、ΔΣ変調器と乗算器との間で同期をとることができる。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

この出願は、２０１４年１月３０日に出願された日本出願特願２０１４−１５８１６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１，１ａ〜１ｄ送信装置
１０，１０ｃ，１０ｄＲＦパルス変調信号生成部
１１，１２，１７スイッチング増幅器
１３，１４，１６バンドパスフィルタ
１５合成器
２０スイッチング増幅部
１０１デジタルベースバンド信号生成部
１０２，１０３パルス信号生成器
１０４ ΔΣ変調器
１０５ ΔΣ変調器
１０６，１０７乗算器
１０８発振器
１０９移相器
１１０，１１１ＩＦ信号生成部

Claims

ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号を生成するベースバンド信号生成手段と、
第１搬送波及び当該第１搬送波と９０度位相の異なる第２搬送波をそれぞれパルス波形の第１及び第２パルス信号に変換して出力する第１及び第２パルス信号生成手段と、
前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号をそれぞれ前記第１及び前記第２パルス信号に同期してΔΣ変調し、第１及び第２ΔΣ変調信号として出力する第１及び第２ΔΣ変調手段と、
前記第１ΔΣ変調信号と前記第１パルス信号とを乗算して第１ＲＦパルス変調信号を生成する第１乗算手段と、
前記第２ΔΣ変調信号と前記第２パルス信号とを乗算して第２ＲＦパルス変調信号を生成する第２乗算手段と、
前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を増幅するスイッチング増幅手段と、
前記スイッチング増幅手段に入力される、又は、前記スイッチング増幅手段から出力された、前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を合成する合成手段と、を備えた、送信装置。
前記スイッチング増幅手段は、
前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号をそれぞれ増幅する第１及び第２スイッチング増幅手段を有し、
前記合成手段は、前記第１及び前記第２スイッチング増幅手段のそれぞれの出力を合成する、請求項１に記載の送信装置。
前記合成手段は、前記スイッチング増幅手段に入力される前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を合成し、
前記スイッチング増幅手段は、
前記合成手段により合成された前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を増幅するスイッチング増幅手段を有する、請求項１に記載の送信装置。
ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号を生成するベースバンド信号生成手段と、
前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて第１中間周波信号を生成するＩＦ信号生成手段と、
第１搬送波をパルス波形の第１パルス信号に変換して出力する第１パルス信号生成手段と、
前記第１中間周波信号を前記第１パルス信号に同期してΔΣ変調し、第１ΔΣ変調信号として出力する第１ΔΣ変調手段と、
前記第１ΔΣ変調信号と前記第１パルス信号とを乗算して第１ＲＦパルス変調信号を生成する第１乗算手段と、
前記第１ＲＦパルス変調信号を増幅する第１スイッチング増幅手段と、を備えた送信装置。
前記第１スイッチング増幅手段の出力のうち所望の帯域を通過させるバンドパスフィルタをさらに備えた請求項４に記載の送信装置。
前記ＩＦ信号生成手段は、前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて生成された中間周波信号の同相成分及び直交位相成分の一方を、前記第１中間周波信号として生成する、請求項４又は５に記載の送信装置。
前記ＩＦ信号生成手段は、前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて第２中間周波信号をさらに生成し、
前記送信装置は、
前記第１搬送波と９０度位相の異なる第２搬送波をパルス波形の第２パルス信号に変換して出力する第２パルス信号生成手段と、
前記第２中間周波信号を前記第２パルス信号に同期してΔΣ変調し、第２ΔΣ変調信号として出力する第２ΔΣ変調手段と、
前記第２ΔΣ変調信号と前記第２パルス信号とを乗算して第２ＲＦパルス変調信号を生成する第２乗算手段と、
前記第２ＲＦパルス変調信号を増幅する第２スイッチング増幅手段と、
前記第１及び前記第２スイッチング増幅手段のそれぞれの出力を合成する合成手段と、を備えた、請求項４に記載の送信装置。
前記ＩＦ信号生成手段は、前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて生成された中間周波信号の同相成分及び直交位相成分の一方を、前記第１中間周波信号として生成し、かつ、前記中間周波信号の同相成分及び直交位相成分の他方を、前記第２中間周波信号として生成する、請求項７に記載の送信装置。
ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号を生成し、
第１搬送波及び当該第１搬送波と９０度位相の異なる第２搬送波をそれぞれパルス波形の第１及び第２パルス信号に変換して出力し、
前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号をそれぞれ前記第１及び前記第２パルス信号に同期してΔΣ変調し、第１及び第２ΔΣ変調信号として出力し、
前記第１ΔΣ変調信号と前記第１パルス信号とを乗算して第１ＲＦパルス変調信号を生成し、
前記第２ΔΣ変調信号と前記第２パルス信号とを乗算して第２ＲＦパルス変調信号を生成し、
スイッチング増幅手段を用いて前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を増幅し、
前記スイッチング増幅手段に入力される、又は、前記スイッチング増幅手段から出力された、前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を合成する、送信装置の制御方法。
前記スイッチング増幅手段に設けられた第１及び第２スイッチング増幅手段を用いて、前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号をそれぞれ増幅し、
前記第１及び前記第２スイッチング増幅手段のそれぞれの出力を合成する、請求項９に記載の送信装置の制御方法。
前記スイッチング増幅手段に入力される前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を合成し、
合成された前記第１及び前記第２ＲＦパルス変調信号を前記スイッチング増幅手段を用いて増幅する、請求項９に記載の送信装置の制御方法。
ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号を生成し、
前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて第１中間周波信号を生成し、
第１搬送波をパルス波形の第１パルス信号に変換して出力し、
前記第１中間周波信号を前記第１パルス信号に同期してΔΣ変調し、第１ΔΣ変調信号として出力し、
前記第１ΔΣ変調信号と前記第１パルス信号とを乗算して第１ＲＦパルス変調信号を生成し、
第１スイッチング増幅手段を用いて前記第１ＲＦパルス変調信号を増幅する、送信装置の制御方法。
前記第１スイッチング増幅手段の出力のうち所望の帯域をバンドパスフィルタを用いて通過させる、請求項１２に記載の送信装置の制御方法。
前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて生成された中間周波信号の同相成分及び直交位相成分の一方を、前記第１中間周波信号として生成する、請求項１２又は１３に記載の送信装置の制御方法。
前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて第２中間周波信号を生成し、
前記第１搬送波と９０度位相の異なる第２搬送波をパルス波形の第２パルス信号に変換して出力し、
前記第２中間周波信号を前記第２パルス信号に同期してΔΣ変調し、第２ΔΣ変調信号として出力し、
前記第２ΔΣ変調信号と前記第２パルス信号とを乗算して第２ＲＦパルス変調信号を生成し、
第２スイッチング増幅手段を用いて前記第２ＲＦパルス変調信号を増幅し、
前記第１及び前記第２スイッチング増幅手段のそれぞれの出力を合成する、請求項１２に記載の送信装置の制御方法。
前記同相成分信号及び前記直交位相成分信号に基づいて生成された中間周波信号の同相成分及び直交位相成分の一方を、前記第１中間周波信号として生成し、かつ、前記中間周波信号の同相成分及び直交位相成分の他方を、前記第２中間周波信号として生成する、請求項１５に記載の送信装置の制御方法。