JP5215273B2 - Δς変換器の制御値に基づいて電力増幅器を制御する送信機、プログラム及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、ΔΣ変換器及び電力増幅器を有する送信機、プログラム及び方法に関する。

図１は、従来技術における送信機の構成図である。

送信機は、ベースバンド信号をキャリア周波数ｆｃに変換し、その信号をアンテナから送信する（例えば非特許文献１参照）。図１によれば、送信機１は、同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑを出力するデータ送信部１０と、同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑ毎のΔΣ変換器１１及びミキサ１２と、ＰＬＬ(Phase-locked loop)部１３と、加算器１４と、電力増幅器(Power Amplifier)１５と、電源供給部１６と、バンドパスフィルタ１７と、アンテナ１８とを有する。

データ送信部１０は、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑを出力する。同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑはそれぞれ、別個のΔΣ変換器１１へ出力される。

ΔΣ変換器１１は、入力された同相成分信号Ｉ又は直交成分信号Ｑに対してΔΣ変換をする。「ΔΣ変換」とは、アナログ信号を、１ビット以上（数ビット）の振幅が離散化された信号に変換（符号化）する技術をいう。即ち、入力信号ｓは、N個の出力値ｑ_k（k＝1,2,〜,N、N：量子化レベル）に量子化される。各ΔΣ変換器１１から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号（矩形波信号）と、直交成分信号Ｑの量子化信号とは、それぞれのミキサ１２へ出力される。

ミキサ１２は、ΔΣ変換器の出力信号を、キャリア周波数ｆｃへ周波数変換する。ミキサ１２は、ΔΣ変換器のＩ信号に対して、動作周波数４ｆｃで[1,0,-1,0]の系列を乗算する。また、ΔΣ変換器のＱ信号に対して、動作周波数４ｆｃで[0,1,0,-1]の系列を乗算する。周波数変換された信号は、加算器１４へ出力される。

ＰＬＬ部１３は、ΔΣ変換器１１及びミキサ１２に対する動作周波数を制御する。ＰＬＬ部１３は、ΔΣ変換器１１に対して動作周波数２ｆｃを出力し、ミキサ１２に対して動作周波数４ｆｃを出力する。

加算器１４は、同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する。加算された信号は、電力増幅器１５へ出力される。

電力増幅器１５は、加算器１４から出力された加算信号を、無線システムで必要とされる電力まで増幅する。ΔΣ変換に変換された矩形波信号が入力されるために、電力増幅器１５として、高効率で動作するスイッチングアンプを用いることができる。増幅された信号は、バンドパスフィルタ１７へ出力される。

電源供給部１６は、電力増幅器１５へ、電力増幅のための電圧を供給する。

バンドパスフィルタ１７は、所望信号の周波数帯域ｆｃのみを通過させる。これにより、ΔΣ変換器１１によって生じた帯域外雑音を除去し、他の通信システムへの干渉を防ぐ。その周波数帯域のＲＦ信号は、アンテナ１８へ出力される。

アンテナ１８は、バンドパスフィルタ１７から入力されたＲＦ信号を、エアへ送信する。

ここで、ΔΣ変換器について詳述する。ΔΣ変換器は、アナログ／デジタル変換器、デジタル／アナログ変換器、スイッチングアンプを用いた送信機等に用いられる。この技術は、オーバサンプリング及びノイズシェーピングによって、希望信号帯域内の量子化雑音（又は、符号化によって生じる歪み）を低減する。オーバサンプリングを用いて、信号帯域よりも十分に高い周波数でサンプリングし、量子化雑音を高い周波数にまで引き伸ばす。そして、ノイズシェーピングを用いて、全周波数に均等に引き伸ばされた量子化雑音を、所望信号が存在しない高い周波数領域へ移行させる。ノイズシェーピングは、量子化器の前段に積分器（フィルタ）を備え、量子化器の出力値をその積分器にフィードバックさせる構成によって実現される。

図１によれば、ΔΣ変換器１１は、量子化器１１１と、積分器１１２と、減算器１１３とを有する。量子化器１１１は、入力信号ｓの連続的な振幅値を、N個の出力値ｑ_kに量子化する。その出力値ｑ_kは、入力信号ｓに対して量子化雑音ｎを含むものとなる。ΔΣ変換器の量子化器は、一般に、閾値間隔が一定である一様量子化器（Uniform quantizer）が用いられる。積分器１１２は、量子化器１１１の前段で、入力信号ｓ及びフィードバックされた量子化雑音を積分する（伝達関数H(z)のフィルタ処理を行う）。伝達関数H(z)は、ローパスフィルタの特性を持つことが多いが、バンドパスフィルタ等の特性を持つ場合もある。減算器１１３は、量子化器１１１の出力値を入力信号へ帰還させることによって、ループを構成する。このループ構成とH(z)のフィルタ処理によって、ノイズシェーピングの伝達特性を実現する。

Martha Liliana,et la., "A Cartesian Sigma-Delta Transmitter Architecture," 2008 IEEE Radio and Wireless Symposium.

前述したように、従来技術によれば、高効率なスイッチングアンプを用いるために、ΔΣ変換器によって矩形波信号を生成している。

しかしながら、ΔΣ変換器は、所望帯域外に量子化雑音を生じるために、バンドパスフィルタを用いて、不要な量子化雑音を除去する必要がある。即ち、スイッチングアンプによって増幅される送信電力の中で、所望帯域外の量子化雑音の電力はロスとなる。この場合、スイッチングアンプが高効率であっても、量子化雑音が大きければ、送信機全体から見て、電力付加効率が低下する。

一般に、量子化器は、出力値の数を増加させることによって、量子化雑音を小さくすることができる。ΔΣ変換器の量子化器についても、出力値の数を増加させることによって、量子化雑音を小さくすることができる。但し、この場合、スイッチングアンプの素子数が多くなるという問題がある。

そこで、本発明は、スイッチングアンプの素子数を増やすことなく、量子化雑音を小さくし、電力効率を高くすることができる送信機、プログラム及び方法を提供することを目的とする。

本発明によれば、送信機において、
非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
加算器から出力された加算信号に対して電力増幅する電力増幅器と、
電力増幅器へ、電力増幅のための電圧を供給する電源供給部と、
送信すべきベースバンド信号の振幅値の確率密度関数に基づいて、ΔΣ変換器の非一様量子化器に対する閾値ｘ_k及び出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を制御する制御部と
を有し、
電力増幅器は、加算信号に基づく出力電流に電流加算するスイッチングアンプを有し、
電源供給部は、電力増幅器の出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部を有し、
制御部は、電源供給部の変圧部に対して、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kに基づいて供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御することを特徴とする。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、電力増幅器のスイッチングアンプは、
加算信号の出力値ｑ_kの変化を複数のビットに変換する信号変換手段と、
各ビットの変化に基づいてスイッチングを制御する複数のトランジスタと、
トランジスタのオンオフに基づいて、変圧部からの供給電圧に応じた出力電流を発生させるトランスと
を有することも好ましい。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、
信号変換手段は、入力された加算信号の出力値±ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を、その変化数(N×2)に応じたN×2個のビットｂ_±kに変換するものであって、出力値＋ｑ_kに対してビットｂ_＋１〜ｂ_＋kをオンにし、出力値−ｑ_kに対してビットｂ_−１〜ｂ_−kをオンにし、
ビットｂ_±kの±ビットの組毎に、ビットｂ_＋kをゲートに入力する第１のトランジスタと、ビットｂ_−kをゲートに入力する第２のトランジスタとを有し、
第１のトランジスタのドレイン及び第２のトランジスタのドレインは、トランスの入力側コイルの両端に接続され、変圧部から出力される供給電圧Ｖ_kは、トランスの入力側コイルの間に入力され、第１のトランジスタのソース及び第２のトランジスタのソースは、グランドに結合されており、
入力されるN×2個のビットｂ_±kに応じて、複数のトランジスタがオンオフに制御されることによって、トランスの出力側コイルに発生する出力電流を出力する
ことも好ましい。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、制御部は、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kの大きさの比に基づいて、供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御することも好ましい。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、スイッチングアンプのトランジスタは、ＦＥＴ(Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）であることも好ましい。

本発明の送信機における他の実施形態によれば、制御部は、
出力値ｑ_k（又は閾値ｘ_k）を固定した状態で、量子化雑音が最小となるように、閾値ｘ_k（又は出力値ｑ_k）を更新し、
更新後の閾値ｘ_k（又は出力値ｑ_k）を固定した状態で、量子化雑音が最小となるように、出力値ｑ_k（又は閾値ｘ_k）を更新し、
これらの更新を、所定回数繰り返すことによって、非一様量子化器の閾値ｘ_k及び出力値ｑ_kを決定することも好ましい。

本発明によれば、
非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
加算信号に基づく出力電流に電流加算するスイッチングアンプと、該出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部とを含むことによって電力増幅する電力増幅器と、
電力増幅器へ、出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部を有する電源供給部と
を有する送信機に搭載されたコンピュータを実行させるプログラムであって、
送信すべきベースバンド信号の振幅値の確率密度関数に基づいて、ΔΣ変換器の非一様量子化器に対する閾値ｘ_k及び出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を制御すると共に、
電源供給部の変圧部に対して、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kに基づいて供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御するようにコンピュータを機能させることを特徴とする。

本発明によれば、
非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
加算信号に基づく出力電流に電流加算するスイッチングアンプと、該出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部とを含むことによって電力増幅する電力増幅器と、
電力増幅器へ、出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部を有する電源供給部と
を有する送信機の電力増幅制御方法であって、
送信すべきベースバンド信号の振幅値の確率密度関数に基づいて、ΔΣ変換器の非一様量子化器に対する閾値ｘ_k及び出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を制御すると共に、
電源供給部の変圧部に対して、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kに基づいて供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御することを特徴とする。

本発明の送信機、プログラム及び方法によれば、スイッチングアンプの素子数を増やすことなく、所望信号と量子化雑音との電力比を高くし、電力効率を高くすることができる。

従来技術における送信機の機能構成図である。 量子化器における閾値ｘ_kに対する出力値ｑ_kを表す説明図である。 本発明における送信機の機能構成図である。 本発明における電力増幅器の機能構成図である。 電力増幅器の第１の動作説明図である。 電力増幅器の第２の動作説明図である。 電力増幅器の第３の動作説明図である。 電力増幅器の第４の動作説明図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。

図２は、量子化器における閾値ｘ_kに対する出力値ｑ_kを表す説明図である。

量子化器は、以下のように動作する。
閾値ｘ_k（k＝1,2,〜,N、N：量子化レベル）であって、
入力信号ｓが、区間Ｑ_k＝｛ｘ：ｘ_k-1＜ｘ≦ｘ_k｝（ｘ₀＝0，ｘ_N＝∞）にある場合、
出力値ｑ_kを出力する。

量子化器の出力値の数が「３」の場合、閾値を０、ｘ_１、ｘ_２とする。入力信号の振幅をｘに対して、以下の出力値±ｑ_ｋを出力する。
ｘ＜−ｘ_２の場合、 −ｑ_３を出力する。
−ｘ_２≦ｘ＜−ｘ_１の場合、−ｑ_２を出力する。
−ｘ_１≦ｘ＜０の場合、 −ｑ_１を出力する。
０＜ｘ≦ｘ_１の場合、 ＋ｑ_１を出力する。
ｘ_１＜ｘ≦ｘ_２の場合、 ＋ｑ_２を出力する。
ｘ_２＜ｘの場合、 ＋ｑ_３を出力する。

量子化器のステップサイズは、Δ_１、Δ_２、Δ_３と表されている。この場合、出力値ｑ_ｋは、以下のようになる。
ｑ_１＝Δ_１
ｑ_２＝Δ_１＋Δ_２
ｑ_３＝Δ_１＋Δ_２＋Δ_３

量子化器は、出力値ｑ_k（k＝1,2,〜,N）の間隔Δk＝ｑ_k−ｑ_k-1によって、図２（ａ）及び図２（ｂ）に分類される。
図２（ａ）：一様量子化器(uniform quantizer) ：Δkが一定である
図２（ｂ）：非一様量子化器(non-uniform quantizer)：Δkが一定でない
量子化レベルNを一定とし、且つ、入力信号の振幅値の発生確率が一様でない場合、非一様量子化器は、閾値ｘ_k及び出力値ｑ_kの選択によっては、一様量子化器よりも、量子化雑音を小さくすることができる。

従来、非一様量子化器について、量子化雑音を小さくするために、入力信号の振幅値の確率密度関数に基づいて閾値ｘ_k及び出力値ｑ_kを最適に選択する技術がある。この技術によれば、入力信号の確率密度関数と、スイッチングアンプの数とが予め与えられ、以下のステップで動作する。

（Ｓ１）閾値ｘ_k ⁽¹⁾及び出力値ｑ_k ⁽¹⁾に、初期値に設定する。
0 ＜ ｑ₁ ⁽¹⁾ ＜ ｘ₁ ⁽¹⁾ ＜ ｑ₂ ⁽¹⁾ ＜ ｘ₂ ⁽¹⁾ ＜ ｑ₃ ⁽¹⁾

（Ｓ２）出力値ｑ_k（又は閾値ｘ_k）を固定した状態で、量子化雑音が最小となるように、閾値ｘ_k（又は出力値ｑ_k）を更新する。例えば、出力値ｑ_kを固定した状態で、閾値ｘ_kを、出力値ｑ_k〜ｑ_k+1の中間値に設定する。出力値を固定して閾値を変更可能とした場合、このように閾値を出力値の中間値とすることで量子化雑音は最小となる。
ｑ_k ⁽²⁾＝ｑ_k ⁽¹⁾
ｘ_k ⁽²⁾＝（ｑ_k ⁽²⁾＋ｑ_k+1 ⁽²⁾）／２

（Ｓ３）更新後の閾値ｘ_k（又は出力値ｑ_k）を固定した状態で、量子化雑音が最小となるように、出力値ｑ_k（又は閾値ｘ_k）を更新する。例えば、出力値ｑ_kを、閾値ｘ_k-1〜ｘ_kの間の区間Ｑ_kにおける重心に設定する。ここで、「重心」とは、入力信号の振幅値の確率密度関数で重み付けした重心をいう。これは、入力信号sに対して、以下のように設定される。
F(x)＝Ｐ{s≦x}, 0<x<∞ F(x)：累積密度関数
ｑ_k＝∫_QkｘdF(x)／∫_QkdF(x) ｑ_k：Ｑ_kの重心、以下「c.m.of Ｑ_k」と称す。
従って、閾値ｘ_k ⁽²⁾を固定した状態で、出力値ｑ_kが区間Ｑ_kの確率密度関数で重み付けした重心となるように、次式のように更新する。
ｘ_k ⁽³⁾＝ｑ_k ⁽²⁾
ｑ_k ⁽³⁾＝（c.m.of Ｑ_k ⁽³⁾）, k=1,2,〜,N-1
ｑ_N ⁽³⁾＝ｑ_N-MAX

（Ｓ４）Ｓ２及びＳ３を、一定回数繰り返し、最終的に得られた閾値ｘ_k ^(m)及び出力値ｑ_k ^(m)を、非一様量子化器へ設定する。また、更新による変化量Δｑ_k＝ｑ_k ^(m)−ｑ_k ^(m−1)及び／又はΔｘ_k＝ｘ_k ^(m)−ｘ_k ^(m−1)が、一定値以下になるまで繰り返すものであってもよい。

尚、量子化器の負の領域については、閾値x_k ^(m)及び出力値q_k ^(m)の符号を反転させればよい。また、入力信号の確率密度関数が、正の値と負の値とで異なる場合には、正負の各値について別々に閾値及び出力値を算出してもよい。

図３は、本発明における送信機の機能構成図である。

図３の送信機１は、図１と比較して、制御部１９を更に有する。制御部１９は、送信すべきベースバンド信号の振幅値の確率密度関数に基づいて、ΔΣ変換器１１の非一様量子化器１１１に対する閾値ｘ_k及び出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を制御する。尚、各通信方式と、スイッチングアンプのトランジスタの数とから、予め決定した量子化器の閾値及び出力値を記憶するものであってもよい。

電力増幅器１５は、加算信号に基づく出力電流に電流加算するスイッチングアンプを有する。また、電源供給部１６は、電力増幅器１５の出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部１６１を有する。

ここで、制御部１９は、電源供給部１６の変圧部１６１に対して、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kに基づいて供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御する。供給電圧の電圧制御値Ｖ_１、Ｖ_２及びＶ_３はそれぞれ、各トランジスタをＯＮにした場合の電流値Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３を、以下のように制御する。
Ｉ_１＝Ｇ・Δ_１ Δ_１＝ｑ_１
Ｉ_２＝Ｇ・Δ_２ Δ_２＝ｑ_２−ｑ_１
Ｉ_３＝Ｇ・Δ_３ Δ_３＝ｑ_３−ｑ_２
Ｇ：定数倍
尚、供給電圧と電流との関係については、制御部１９が、予め測定した結果をテーブルとして記憶するものであってもよい。また、出力回路に備えた電流計によって、電流値を比較しながら調整するものであってもよい。

尚、制御部１９は、送信機に搭載されたコンピュータを機能させるプログラムを実行することによって実現される。制御部１９は、送信すべきベースバンド信号の通信方式が変更される毎に、閾値ｘ_k、出力値ｑ_k及び供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を更新する。ここで、通信方式の変更としては、例えばＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)又はＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing)のような変調方式や帯域幅の変更をいう。

補足的に、バンドパスフィルタ１７は、フィルタの種類として、ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave：弾性表面波)フィルタ、ＦＢＡＲ(Film Bulk Acoustic Resonator：圧電薄膜共振器)等が想定される。また、マイクロストリップラインを用いたバンドパスフィルタであってもよい。

図４は、本発明における電力増幅器の機能構成図である。

電源供給部１６は、制御部１９から受信した電圧制御値Ｖ_１、Ｖ_２及びＶ_３に基づいて、供給電圧を変圧する。

電力増幅器１５は、高効率で動作するスイッチングアンプを有する。図４によれば、スイッチングアンプは、信号変換器１５１と、複数のトランジスタ１５２と、トランス１５３とを有する。

信号変換器１５１は、加算信号の出力値ｑ_kの変化を複数のビットに変換する。ここで、信号変換器１５１は、入力された加算信号の出力値±ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を、その変化数(N×2)に応じたN×2個のビットｂ_±kに変換する。図４によれば、出力値±ｑ_kに対するビットｂ_±kが表されている。出力値＋ｑ_kに対してビットｂ_＋１〜ｂ_＋kをオンにし、出力値−ｑ_kに対してビットｂ_−１〜ｂ_−kをオンにする。

複数のトランジスタ１５２は、各ビットの変化に基づいてスイッチングを制御する。ビットｂ_±kの±ビットの組毎に、ビットｂ_＋kをゲートに入力する第１のトランジスタと、ビットｂ_−kをゲートに入力する第２のトランジスタとを有する。図４によれば、ビットｂ_±１の組と、ビットｂ_±２の組と、ビットｂ_±３の組とに対して、６個(3×2)のトランジスタが備えられている。

トランジスタは、ＦＥＴ(Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）であるのが好ましい。ＦＥＴは、ユニポーラトランジスタであって、「ソース」「ゲート」「ドレイン」の３つの端子を備える。ゲート端子にオン電圧をかけることによって、ソース-ドレイン間に電流が流れる。

トランス１５３は、トランジスタのオンオフに基づいて、変圧部からの供給電圧に応じた出力電流を発生させる。トランス１５３の入力側コイルの両端には、第１のトランジスタのドレイン及び第２のトランジスタのドレインがそれぞれ接続される。また、トランスの入力側コイルの間に、変圧部から出力される供給電圧Ｖ_kが入力される。更に、第１のトランジスタのソース及び第２のトランジスタのソースは、グランドに結合される。

トランス１５３の出力側コイルには、入力されるN×2個のビットｂ_±kに応じて、複数のトランジスタがオンオフに制御されることによって、出力電流が発生する。

図５は、電力増幅器の第１の動作説明図である。

図５によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ_１が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_ｋ±を出力する。
［ｂ_１＋，ｂ_１−，ｂ_２＋，ｂ_２−，ｂ_３＋，ｂ_３−］
［ ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＦＦ］
このとき、トランジスタＳ_１＋のみがオンとなり、トランスにおける供給電圧Ｖ１が接続された入力側コイルに、電流Ｉ_１が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋Ｉ_１が出力される。
Ｉ_１＝Ｇ・Δ_１＝Ｇ・ｑ_１

図６は、電力増幅器の第２の動作説明図である。

図６によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ_２が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_ｋ±を出力する。
［ｂ_１＋，ｂ_１−，ｂ_２＋，ｂ_２−，ｂ_３＋，ｂ_３−］
［ ＯＮ，ＯＦＦ， ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＦＦ］
このとき、トランジスタＳ_１＋及びＳ_２＋がオンとなる。トランスにおける供給電圧Ｖ_１が接続された入力側コイルに電流Ｉ_１が流れる。また、トランスにおける供給電圧Ｖ_２が接続された入力側コイルに電流Ｉ_２が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋（Ｉ_１＋Ｉ_２）が出力される。
Ｉ_１＋Ｉ_２＝Ｇ・（Δ_１＋Δ_２）＝Ｇ・ｑ_２

図７は、電力増幅器の第３の動作説明図である。

図７によれば、電力増幅器に出力値＋ｑ_３が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_ｋ±を出力する。
［ｂ_１＋，ｂ_１−，ｂ_２＋，ｂ_２−，ｂ_３＋，ｂ_３−］
［ ＯＮ，ＯＦＦ， ＯＮ，ＯＦＦ， ＯＮ，ＯＦＦ］
このとき、トランジスタＳ_１＋、Ｓ_２＋及びＳ_３＋がオンとなる。トランスにおける供給電圧Ｖ_１が接続された入力側コイルに電流Ｉ_１が流れる。また、トランスにおける供給電圧Ｖ_２が接続された入力側コイルに電流Ｉ_２が流れる。更に、トランスにおける供給電圧Ｖ_３が接続された入力側コイルに電流Ｉ_３が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流＋（Ｉ_１＋Ｉ_２＋Ｉ_３）が出力される。
Ｉ_１＋Ｉ_２＋Ｉ_３＝Ｇ・（Δ_１＋Δ_２＋Δ_３）＝Ｇ・ｑ_３

図８は、電力増幅器の第４の動作説明図である。

図８によれば、電力増幅器に出力値−ｑ_１が入力された場合の動作を表す。このとき、信号変換器１５１は、以下のビットｂ_ｋ±を出力する。
［ｂ_１＋，ｂ_１−，ｂ_２＋，ｂ_２−，ｂ_３＋，ｂ_３−］
［ＯＦＦ， ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＦＦ］
このとき、トランジスタＳ_１−のみがオンとなり、トランスにおける供給電圧Ｖ_１が接続された入力側コイルに、電流Ｉ_１が流れる。このとき、トランスの出力側コイルに、出力電流−Ｉ_１が出力される。
−Ｉ_１＝Ｇ・（−Δ_１）＝Ｇ・（−ｑ_１）

尚、出力値−ｑ_２及び−ｑ_３の場合も、図６及び図７とは逆向きの出力電流が発生する。

以上、詳細に説明したように、本発明の送信機、プログラム及び方法によれば、スイッチングアンプの素子数を増やすことなく、所望信号と量子化雑音との電力比を高くし、電力効率を高くすることができる。

特に、入力信号の振幅値の確率密度関数に基づいて量子化器の閾値ｘ_k及び出力値ｑ_kを最適に決定することにより、量子化雑音を小さくすることができる。また、その出力値ｑ_ｋに基づいて電力増幅器に対する供給電圧Ｖ_１，Ｖ_２，Ｖ_３が変更される。

前述した本発明の種々の実施形態について、本発明の技術思想及び見地の範囲の種々の変更、修正及び省略は、当業者によれば容易に行うことができる。前述の説明はあくまで例であって、何ら制約しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びその均等物として限定するものにのみ制約される。

１ 送信機
１０ データ送信部
１１ ΔΣ変換器
１１１ 量子化器
１１２ 積分器
１１３ 減算器
１２ ミキサ
１３ ＰＬＬ部
１４ 加算器
１５ 電力増幅器
１５１ 信号変換器
１５２ トランジスタ、ＦＥＴ
１５３ トランス
１６ 電源供給部
１７ バンドパスフィルタ
１８ アンテナ
１９ 制御部

Claims (8)

1. 送信機において、
   非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
   前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
   第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
   前記加算器から出力された加算信号に対して電力増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器へ、電力増幅のための電圧を供給する電源供給部と、
   送信すべきベースバンド信号の振幅値の確率密度関数に基づいて、前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器に対する閾値ｘ_k及び出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を制御する制御部と
   を有し、
   前記電力増幅器は、前記加算信号に基づく出力電流に電流加算するスイッチングアンプを有し、
   前記電源供給部は、前記電力増幅器の前記出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部を有し、
   前記制御部は、前記電源供給部の前記変圧部に対して、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kに基づいて供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御する
   ことを特徴とする送信機。
2. 前記電力増幅器の前記スイッチングアンプは、
   前記加算信号の出力値ｑ_kの変化を複数のビットに変換する信号変換手段と、
   各ビットの変化に基づいてスイッチングを制御する複数のトランジスタと、
   前記トランジスタのオンオフに基づいて、前記変圧部からの供給電圧に応じた出力電流を発生させるトランスと
   を有することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
3. 前記信号変換手段は、入力された加算信号の出力値±ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を、その変化数(N×2)に応じたN×2個のビットｂ_±kに変換するものであって、出力値＋ｑ_kに対してビットｂ_＋１〜ｂ_＋kをオンにし、出力値−ｑ_kに対してビットｂ_−１〜ｂ_−kをオンにし、
   前記ビットｂ_±kの±ビットの組毎に、ビットｂ_＋kをゲートに入力する第１のトランジスタと、ビットｂ_−kをゲートに入力する第２のトランジスタとを有し、
   第１のトランジスタのドレイン及び第２のトランジスタのドレインは、前記トランスの入力側コイルの両端に接続され、前記変圧部から出力される供給電圧Ｖ_kは、前記トランスの入力側コイルの間に入力され、第１のトランジスタのソース及び第２のトランジスタのソースは、グランドに結合されており、
   入力されるN×2個のビットｂ_±kに応じて、前記複数のトランジスタがオンオフに制御されることによって、前記トランスの出力側コイルに発生する出力電流を出力する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
4. 前記制御部は、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kの大きさの比に基づいて、供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機。
5. 前記スイッチングアンプの前記トランジスタは、ＦＥＴ(Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）であることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の送信機。
6. 前記制御部は、
   出力値ｑ_k（又は閾値ｘ_k）を固定した状態で、量子化雑音が最小となるように、閾値ｘ_k（又は出力値ｑ_k）を更新し、
   更新後の閾値ｘ_k（又は出力値ｑ_k）を固定した状態で、量子化雑音が最小となるように、出力値ｑ_k（又は閾値ｘ_k）を更新し、
   これらの更新を、所定回数繰り返すことによって、前記非一様量子化器の閾値ｘ_k及び出力値ｑ_kを決定することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の送信機。
7. 非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
   前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
   第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
   前記加算信号に基づく出力電流に電流加算するスイッチングアンプを含むことによって電力増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器へ、出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部を有する電源供給部と
   を有する送信機に搭載されたコンピュータを実行させるプログラムであって、
   送信すべきベースバンド信号の振幅値の確率密度関数に基づいて、前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器に対する閾値ｘ_k及び出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を制御すると共に、
   前記電源供給部の前記変圧部に対して、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kに基づいて供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御する
   ようにコンピュータを機能させることを特徴とする送信機用のプログラム。
8. 非一様量子化器を含み、送信すべきベースバンド信号における同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱそれぞれについてΔΣ変換する複数のΔΣ変換器と、
   前記ΔΣ変換器から出力された同相成分信号Ｉの量子化信号と直交成分信号Ｑの量子化信号とのそれぞれを、キャリア周波数へ周波数変換する複数のミキサと、
   第１のミキサから出力された同相成分信号Ｉのキャリア周波数信号と、第２のミキサから出力された直交成分信号Ｑのキャリア周波数信号とを加算する加算器と、
   前記加算信号に基づく出力電流に電流加算するスイッチングアンプと、該出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部とを含むことによって電力増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器へ、前記電力増幅器の出力電流が変化するように供給電圧を変化させる変圧部を有する電源供給部と
   を有する送信機の電力増幅制御方法であって、
   送信すべきベースバンド信号の振幅値の確率密度関数に基づいて、前記ΔΣ変換器の前記非一様量子化器に対する閾値ｘ_k及び出力値ｑ_k(k＝1,2,〜,N)を制御すると共に、
   前記電源供給部の前記変圧部に対して、各出力値ｑ_k間のステップ間隔Δ_kに基づいて供給電圧Ｖ_k(k＝1,2,〜,N)を変化させるべく制御する
   ことを特徴とする送信機の電力増幅制御方法。

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