JP2006502682A - 独立の位相及び振幅変調器を用いる送信の送信機及び方法 - Google Patents

Abstract

送信機は、ベースバンドプロセッサ、広帯域位相変調器及び振幅変調増幅器を備える。信号はベースバンドプロセッサを介して供給されて、振幅成分及び位相成分からなる極座標に変換され、振幅成分は振幅変調増幅器に送られる。振幅変調増幅器は独立制御可能な電流源を有し、位相成分は、搬送波の変調及び、その後の、振幅成分によって電流源に課せられる制御にしたがう増幅のための振幅変調増幅器への伝達のために、広帯域位相変調器に送られる。

Description

本発明は電磁波の伝達に関する。さらに詳しくは、本発明は電磁波送信機に関する。

電磁波は導体を介してある場所から別の場所に伝達させることができる。有線送信において、通常、導体は電線またはその他の固体物質である。無線送信において、導体は通常、空気、水等のような、周囲物質である。送信機は一般に電気エネルギーを信号に変換し、その後、信号は搬送波によってアンテナを介して受信機のアンテナに送信される。送信波の完全性を維持するため、送信に中継器、中継局等を介在させることができる。

送信機への電気エネルギー入力は通常、音声、データ等のような、送信者によって発生される何らかの情報に由来する。次いで、スペクトル効率の高い送信を提供するため、様々なデジタル信号処理手法が情報内容に適用される。信号処理手法によって、定包絡線特性または非定包絡線特性を有する信号を得ることができる。定包絡線信号は一般に非線形送信手法群に用いられ、より線形な送信手法群には一般に非定包絡線信号が必要である。次いで、送信機がこの信号で搬送波を変調する。今では変調されている搬送波が、送信される電磁信号である。次いで、受信機は、変調された搬送波を解読して送信機によって送信された初めの情報のコピーにすることによって、信号を復調できる。

様々な手法が搬送波の変調に用いられる。例えば、無線送信において搬送波は、振幅、周波数及び位相のような、波の特性を変えることによって信号で変調することができる。変調は線形手法または非線形手法によって行うことができる。線形手法は一般に非定包絡線信号の周波数および／または位相及び振幅特性を変調する。非線型手法は一般に定包絡線信号の周波数および／または位相特性を変調する。

しかし、無線周波数（ＲＦ）など、信号処理のいくつかの領域において、線形手法で得られる結果は所望の結果に程遠い。例えば、線形手法には通常、比較的精確な変調、したがって比較的精確な送信を提供することができる線形増幅器が必要である。しかし、線形増幅器に必要な電力消費によって、特に携帯型の、電池駆動デバイスにおける、線形増幅器の実用性が制限される。

上記の難点を克服するための試みが当業界でなされてきた。例えば、同じ信号を増幅するために複数の増幅器を用いる増幅器結合は、線形手法及び非線形手法の利点をかさ上げすることを試みる一方法である。しかし、そのような試みは現在のところ様々な難点によって束縛されている。例えば、増幅器結合法では、負荷を駆動するために増幅器の出力を総和するため、変圧器または１/４波長線路のようなコンポーネントが用いられる。これらのコンポーネントは増幅器列のコストを高め、増幅器列を大きくする。

送信機が複数の動作モード（例えばＧＳＭ及びＥＤＧＥ）に用いられる場合のように、送信機は定包絡線パルス処理方式及び非定包絡線パルス処理方式の組合せをサポートすることが必要な場合がある。複数のパルス処理方式をサポートする必要があるため、費用がかかり、効率の低いアーキテクチャに至っている。従来、信号送信機における複数の変調方式は、最適な解決策を与えるには至らない単一の変調アーキテクチャ、あるいは送信機の費用及び複雑性を高める複数の変調アーキテクチャによって得られていた。

したがって、非線形増幅手法を線形増幅手法と組み合わせて用いることができれば、電磁波送信業界に役立つであろう。

単一の送信機において複数の変調方式を容易にする、システム、方法及び製品を提供することができれば、さらに役立つであろう。

本発明の課題は、電磁波送信技術において非線形増幅手法を線形増幅手法と組み合わせて用いることを可能にすること、並びに、単一の送信機において複数の変調方式を容易にするシステム、方法及び製品を提供することである。

本発明は、電磁波及び信号を送信するためのシステム、方法及び製品を含む。

一例示的実施形態において、送信機は、ベースバンドプロセッサ、広帯域変調器及び振幅変調増幅器を備え、信号がベースバンドプロセッサを介して与えられたときに、信号は、振幅成分及び位相成分からなる極座標に変換され、振幅成分は独立制御可能な電流源を有する振幅変調増幅器に送られ、位相成分は搬送波の変調のため及び、その後の、振幅成分によって電流源に課せられる制御にしたがう増幅のための振幅変調増幅器への送信のために広帯域位相変調器に送られる。

本発明の説明のため、少なくとも１つの現在好ましい形態が図面に示される。しかし、図示される精確な構成、方法及び機器に本発明が限定されないことは当然である。

本発明の実施形態は、電磁波及び信号を送信するための装置、方法及び製品を含む。本発明の実施形態は、完全にハードウエアまたはソフトウエアからなることができ、および／またはソフトウエアとハードウエアの組合せとすることができる。したがって、図面の個々のブロック及びブロックの組合せは指定される機能を実施するための手段の組合せおよび／または指定される機能を実施するための工程の組合せをサポートするものである。図面のブロックのそれぞれ及び図面のブロックの組合せは、当業者にはよく知られているように、多くの様々な方法で具現できる。

特に好ましい実施形態において、送信機は特定の用途に専用化されるが、特定の実施形態においては用途の併合も望ましいことがあり得る。用途には、ＣＤＭＡ，ＣＤＭＡ２０００，Ｗ-ＣＤＭＡ，ＧＳＭ，ＴＤＭＡ及び、有線及び無線のその他のタイプのデバイス、例えば、ブルートゥース、８０２.１１ａ，-ｂ，-ｇ，ＧＰＳ，レーダ，１ｘＲＴＴ，ラジオ，ＧＲＰＳ，コンピュータ及びコンピュータ通信デバイス，手持ちデバイス等があるが、これらには限定されない。

本明細書において「信号」という語は、何らかの態様で、通常は電磁波上への情報の搭載、例えば搬送波上へのデータの賦課により、変調された電磁波を述べるために用いられることに注意すべきである。また、単数での「信号」及び「波」の使用は、送信機が動作の通常の途上で１つより多くの信号および／または波を発生することが多いから、複数（または多重）の信号及び波をそれぞれ含むことにも注意すべきである。本発明の実施形態は、以下に詳述されるように、電磁波の入力および／または出力にも、信号の入力および／または出力にも用いられ得ることに注意すべきである。本明細書において「パルス」という語は、例えば、信号は１つまたはそれより多くのパルスからなるから、信号の成分を述べるために用いられることにも注意すべきである。したがって、本明細書において、信号、パルス、信号処理及びパルス処理は互換可能として用いられる。

図１は本発明の好ましい実施形態を示す。この好ましい実施形態においては、デジタル信号処理手法が、ＧＳＭに用いられるＧＭＳＫ，ＤＥＣＴ及びブルートゥースに用いられるＧＦＳＫ，ＥＤＧＥに用いられる８-ＰＳＫ，ＩＳ-２０００に用いられるＯＱＰＳＫ及びＨＰＳＫ，ＴＤＭＡに用いられるπ/４ＤＱＰＳＫ及び８０２.１１に用いられるＯＦＤＭなどの複数の変調手法にまたがる変調を得るために、アナログＲＦ回路と組み合される。

ベースバンドプロセッサ１０は送信のために信号、例えばａを処理する。ベースバンドプロセッサ１０は技術上既知であり、例えばデジタル信号プロセッサ１５及びマイクロコントローラである。別の実施形態においては、別の信号提供装置／受取装置、例えば、アナログ信号提供装置、デジタル信号提供装置等を用いることができ、したがってベースバンドプロセッサは用いられないことがあり得ることに注意すべきである。さらに、変形プロセッサ、例えばデジタル信号プロセッサコンポーネントをもたないプロセッサを用いることができる。

好ましい実施形態には、電力管理モジュール（図示せず）が存在する。電力管理モジュールは電力を節約するために送信機の様々なコンポーネントを動的にオン／オフする。電力管理モジュールは様々な基準、例えば、あらかじめ定められた不作動時間、あらかじめ定められた出力電力レベルのような外部イベントからの入力、ベースバンドプロセッサからのゲート制御信号等にしたがって、あるコンポーネントのオン／オフを行うための決定を実行する。電力管理モジュールはいかなる数の別コンポーネントも制御できる。例えば、電力管理動作は、「送信ゲートオン／オフ」信号がシステムにより発せられたときに、ベースバンドプロセッサ、ＰＬＬ及び振幅変調増幅器のオン／オフを、好ましい順序で行うことができる。

入力信号に基づく１つまたはそれより多くの電力制御信号は電力制御インターフェース１１を介して（いくつかの実施形態においては可変利得減衰器とすることができる）電圧利得増幅器２０及び振幅変調増幅器３０に送られる。本実施形態及び別の好ましい実施形態において、電力制御インターフェース１１はコントローラとして機能することができる。例えば振幅変調増幅器３０が、例えば３つのバイアス段のような、１つまたはそれより多くのバイアス段を有していれば、それぞれのバイアス段は付帯する（ここでは図示されていない）制御ポートｓ_ｃ１，ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３を有するであろう。本実施形態において、電力制御インターフェース１１はコントローラとして機能し、３つのバイアス段の制御ポートｓ_ｃ１，ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３と通じている。一般に、電力制御インターフェース１１はそれぞれのバイアス段を調整して振幅変調増幅器３０の利得及び増幅器の出力を制御するために用いることができる。別の実施形態において、電力制御は別の手段、例えば、ベースバンドプロセッサ４０および／または送信機実施形態内に含まれる別のコンポーネントによって供給できる。

ここでは第１のベースバンドプロセッサによりデジタル化されている信号ａがベースバンドインターフェース１２に沿って第２のベースバンドプロセッサ４０に送られる（本明細書において「線路」という用語は「インターフェース」と互換で用いられることができ、いずれも信号のための経路として定義されるべきである）。

ベースバンドプロセッサ４０は、パルス処理コンポーネント４１，極座標化処理コンポーネント４２，スペクトル整形コンポーネント４３及びイコライザ４４を有する。パルス処理コンポーネント４１は、スペクトル効率の高い送信のために、すなわち、隣接周波数へのおこり得る溢出が最小限であるように、データを整形する。例えば、好ましい実施形態において、パルス処理コンポーネント４１は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして実施される。無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを含む、当業界で周知の他の包絡線パルス処理手法も用いることができる。ＦＩＲフィルタの好ましい実施形態は、異なるデジタル変調方式をサポートするために構成可能な数のタップ及びプログラマブルフィルタ係数を有することができる。

信号がフィルタリングされると、信号は直交座標から振幅成分及び位相成分による極座標への変換を実施する極座標化処理コンポーネント４２に送られる。特に好ましい実施形態において、変換はＣＯＲＤＩＣアルゴリズムによって実施される。いくつかの好ましい実施形態においては、とりわけ、ＲＦ非線型効果を処理するために、ＡＭ/ＡＭおよび／またはＡＭ/ＰＭ歪補正または修正をここで実施することができる。

振幅成分及び位相成分は独立の経路を通って処理される。振幅成分は、必要に応じて出力スペクトルを整形するため、例えば、複数の処理方式をフレキシブルにサポートするため、望ましくない広帯域信号雑音を除去することによって振幅成分を修正または補正する等のために、スペクトル整形コンポーネント４３に送られる。例えば、スペクトル整形コンポーネントは、テーブル内にある記載にしたがって信号を再構成するルックアップテーブル（ＬＵＴ）として実施することができる。別の実施形態では、ＦＩＲフィルタなどのローパスフィルタ、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ、アナログフィルタ等を用いることができる。特に好ましい実施形態において、スペクトル整形コンポーネント４３はＬＵＴとして実施される。振幅成分は、スペクトル整形コンポーネント４３から、以下でさらに詳細に説明する振幅変調増幅器３０に送られる。

変調補償（等化）フィルタのようなイコライザ４４は、広帯域位相変調器５０の閉ループ応答の反転である振幅及び位相応答を有することによって変調補償を提供する。広帯域位相変調器５０の帯域幅は出力スペクトル内の雑音を最小限に抑えるために（例えば変調帯域幅より狭い帯域幅に）制限される必要があり得る。しかし、そのような態様で帯域幅を制限すると信号の高域周波数成分が減衰し得る。イコライザ４４は、高域周波数成分の利得を高めることによって高域周波数成分の減衰を補償し、よって信号の変調帯域幅にわたり平坦な周波数応答を生じさせ、実効的に変調帯域幅を拡張する。イコライザ４４はデジタルで実施されることが好ましく、例として、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタまたはＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタとすることができる。イコライザ４４は、所望に応じてプログラマブル係数により、もしくは所望に応じてその他のコンポーネントにより、実施することもできる。例えば、プログラマブル係数はローパスループフィルタ５４に存在するアナログコンポーネントのいかなる設計許容度に対しても補償を与えることができる。

図１の実施形態において、入力信号の位相成分はイコライザ４４から広帯域位相変調器５０に送られる。広帯域位相変調器５０は、シグマ−デルタ変調器（ＳＤＭ）５１，デバイダ５２，位相−周波数検出器５３，ローパスループフィルタ５４及び電圧制御発振器５５を有する。

デバイダ５２の出力に安定な位相及び周波数基準を与えるため、基準源６０が用いられることが好ましい。基準源６０は、安定した位相及び周波数基準をもつ搬送波を発生することができる、いずれかの電磁波源であれば、どのようなものであってもよい。

ＳＤＭ５１は入力信号の位相成分による搬送波の広帯域位相変調を達成するために用いられる。この好ましい実施形態及び他の好ましい実施形態のいずれにおいても、広帯域位相変調及びチャネル選択を達成するため、３次ＳＤＭが（デバイダ５２，位相−周波数検出器５３，ローパスループフィルタ５４及び電圧制御発振器５５からなる）ＰＬＬ及びイコライザ４４とともに用いられる。ＳＤＭ５１は、ＰＬＬのローパスループフィルタによって雑音の十分なフィルタリングを行うことができる場合に、基底雑音レベルを押し下げる。上述したように、ＳＤＭ/ＰＬＬの達成可能な帯域幅は、ほぼ同相の雑音を最小限に抑えるために変調帯域幅より狭い帯域幅に制限され得るから、ＰＬＬとＳＤＭの組合せの閉ループ応答の反転である振幅及び位相応答をもつイコライザが利用される。よって、広帯域位相変調器５０の変調帯域幅が拡張される。ＳＤＭは位相信号の遅延可変性の厳密な制御も容易化し、よってシステム性能を向上させる。

図１の実施形態に戻れば、シグマ−デルタ変調器５１は、分数位相／チャネル番号データを入力し、デジタル化された整数列を出力するための、１つまたはそれより多くの加算器／アキュムレータ列及びフィードバックコンポーネントを有することが好ましい。ＳＤＭ５１は、本実施形態において、入力範囲が位相データ及びチャネル番号の分数部のいずれに対しても十分であるような態様で構成されることが好ましい。電圧制御発振器５５の出力周波数はデバイダ５２のデバイダ値である、ある数Ｎで整除される。ＳＤＭ５１の出力はデバイダ５２のデバイダ値にディザリングをかけるために用いられる。デバイダ５２のディザリングにより分数乗数の実現が可能になる。

位相−周波数検出器５３は２つの信号の相対位相を比較し、相対位相間の差に比例する信号を出力する。この出力信号は、位相検出器で測定される位相差がゼロになるように電圧制御発振器５５の出力を調節するために用いられる。したがって、信号の位相はフィードバックループによりロックされて、電圧制御発振器５５の位相及び周波数の変動または歪による信号位相の望ましくないドリフトを防止する。電圧制御発振器５５の出力は乗数によって基準源６０の出力に関係づけられる。デバイダ５２のディザリングにより分数乗数の実現が可能になる。デバイダ５２は、様々な工業規格の低チャネル分解能要件に結びつけられる基準源６０の周波数が比較的高いことから、必要である。

搬送波発振器５５からのフィードバック信号はデバイダ５２を通過する。ＳＤＭ５１から受け取られる位相成分情報はデバイダ値範囲の間でデバイダにディザリングをかけるために用いられる。デバイダ値のディザリングは搬送波を位相情報で変調する機構である。得られた信号は位相−周波数検出器５３に送られ、上述したように、そこで基準源６０からの基準信号と比較される。この比較結果はローパスループフィルタ５４を通過し、電圧制御発振器５５による位相変調搬送波信号の発生のために用いられる。

すなわち、広帯域位相変調器５０の出力は、定振幅または定包絡線特性を、今では入力信号の位相成分に関して元の値とは変わっている周波数または位相特性とともに有する、電磁波である。

次いで、この位相変調搬送波は振幅変調増幅器３０に送られて増幅される。適用され得る工業規格に対して出力電力のダイナミックレンジ及び輻射要件を満たすために信号の利得および／または周波数応答のようないくつかの特性を修正するため、位相変調信号は初めに可変利得減衰器（ＶＧＡ）２０を通過する。可変利得減衰器は、例えば信号の利得を修正して様々な工業規格に対する出力電力のダイナミックレンジ要件を満たすために、必要な特定の電力制御に依存して、別の修正コンポーネント（例えば電圧利得増幅器）で置き換えることもできる。ＶＧＡ２０に続いて、望ましければ、広帯域雑音輻射をさらに制限するために、バンドパスフィルタを含めることができる。いくつかの実施形態においては、振幅変調増幅器３０に付帯する、１つまたはそれより多くの追加の増幅器があってもよい。

入力信号の振幅部分はベースバンドプロセッサ４０から振幅変調増幅器３０に送られる。暫時、図２に移れば、特に好ましい実施形態に用いられる振幅変調増幅器３０が示される。

振幅変調増幅器３０は、振幅信号の位相変調ＲＦ搬送波上への再構成により、ベースバンド振幅信号でＲＦ搬送波を変調する。本実施形態及び別の好ましい実施形態において、振幅変調増幅器３０は様々なビット幅分解能で信号を変調することができる。利得及び得られる出力電力ダイナミックレンジを変えるためのバイアス制御の動的操作とともに、望ましければ、プレ歪因子も与えることができる。

図２の実施形態において、入力信号の振幅部分が、経路ａ^ｍに沿い、コンバータ１１３によって、ビットＢ_０からＢ_ｎ−１、すなわち最上位ビット（“ＭＳＢ”）から最下位ビット（“ＬＳＢ”）、に量子化されたデジタルワードからなるデジタルパルスに変換される。様々な実施形態においてデジタルワードは可変長ワードとすることができる。一般に、ワード長が大きいほど、入力信号の再構成の確度が高くなる。デジタルワードは、以下に詳述されるように、減衰および／または増幅のための制御を提供する。もちろん、以下に詳述されるように、別の実施形態においては、異なる態様で構成されたデジタルワードも、振幅またはその他の信号特性の別のタイプの偏差および／または規定値も用いることができる。

コンバータ１１３から引き出されている７本の制御コンポーネント線路ａ^ｍ１〜ａ^ｍ７が示される。好ましい実施形態において、これらの制御コンポーネント線路の数は、ワードの分解能に依存する。この好ましい実施形態において、ワードは７ビット分解能を有する。図２においては、図を見やすくするため、制御コンポーネント線路が制御コンポーネント１２２ａ〜ｇに進む単一経路ａ^ｍに統合されていることに注意すべきである。しかし、本実施形態においては、また以下に詳述されるように、制御コンポーネント線路は統合されておらず、代わりに各制御コンポーネントに個別に進む。位相成分は経路ａ^ｐに沿って進む。位相成分は定包絡線を有する、すなわち、振幅変動はないが、元の入力波の位相特性を有し、ドライバ１２４を通り、続いてドライバ線路ａ^ｐ１〜ａ^ｐ７を通る。駆動線路の間で分割された波は、次いで、電流源１２５ａ〜１２５ｇに送られ、以下に詳述されるように、電流源１２５ａ〜１２５ｇを必要に応じて駆動するためにはたらくであろう。

本実施形態においては、電流源１２５ａ〜１２５ｇとしてトランジスタを用い得ることに注意すべきである。さらに、別の実施形態においては、電流源１２５ａ〜１２５ｇとして適切にセグメント化された１つまたはそれより多くのトランジスタを用いることができる。

（上述したように制御コンポーネント線路ａ^ｍ１〜ａ^ｍ７からなる）経路ａ^ｍは、制御コンポーネント１２２ａ〜ｇで終端する。特に好ましい実施形態においては、制御コンポーネントはスイッチングトランジスタ、好ましくは電流源である。制御コンポーネント１２２ａ〜ｇは、振幅成分からのデジタルワード出力のビットによって切り換えられ、よって、振幅成分からのデジタルワード出力により調整される。ビットが“１”または“高”であれば、対応する制御コンポーネントがオンに切り換えられ、よって、バイアス制御線路１２３ａ〜ｇに沿って電流がその制御コンポーネントから適切な電流源１２５ａ〜ｇに流れる。上述したように、デジタルワード長は可変とすることができ、よって、ビット、制御コンポーネント、制御コンポーネント線路、ドライバ線路、バイアス制御線路、電流源等の数は様々な実施形態において適宜に変わり得る。さらに、様々な実施形態において、デジタルワード分解能、コンポーネント、線路及び電流源の間で１対１対応がある必要はない。

電流源１２５ａ〜ｇは、制御コンポーネントがオンであれば、その制御コンポーネントから電流を受け取り、したがって、それぞれの電流源はそれぞれのコンポーネントにしたがって調整される。特に好ましい実施形態においては、以下に詳述されるように、適切な制御コンポーネントがバイアス電流を電流源に供給し、よって、制御コンポーネントはバイアス制御回路と見なすことができ、多数の制御コンポーネントはバイアスネットワークと見なすことができる。いくつかの実施形態においては、１つまたはそれより多くのバイアス制御回路をスイッチングネットワークを用いて１つまたはそれより多くの電流源に静的または動的に割り当てることが望ましいことがあり得る。

それぞれの電流源は必要に応じて電流源としてはたらき、電流源線路１２６ａ〜ｇのそれぞれに出力される電流を発生することができる。それぞれの電流源は適切な命令信号、すなわち制御コンポーネントを調整しているデジタルワード値にしたがって調整されるから、電流源としてはたらくことができ、よって電流を発生することができるか、または電流源としてはたらくことができず、よって電流を発生できない。いずれかのセグメントの起動及びそのセグメントからの電流の発生は、適切な制御コンポーネントを調整している振幅成分を表すデジタル値からの適切なビットの値に依存する。好ましい実施形態において、電流源は１つまたは複数の増幅器ではなく、むしろ、本明細書で説明するように、１つの増幅器としての複数の電流源機能であることに注意すべきである。実際上、好ましい実施形態において、増幅および／または減衰はこれらの実施形態の機能と見なすことができ、よって、増幅器および／または減衰器は増幅および／または減衰を行う電気コンポーネントまたはシステムと見なすことができる。

組合わされた電流、すなわち電流源１２５ａ〜ｇからのいずれかの電流出力の総和が、電流源出力である。すなわち、本実施形態は減衰器および／または増幅器として作用することができる。さらに、様々な無線規格の出力電力要件におけるダイナミックレンジを達成するように電力制御を与えることができる。別の好ましい実施形態において、位相変調搬送波の経路及び振幅経路のいずれにおいても利得を変えるために、いずれかの（１つまたは複数の）増幅段のバイアス制御の操作を行うことができる。

電流源の間には、それぞれの電流源からの電流を結合し、よって有用な出力電流を与えるために、回路またはコンポーネントがさらに必要となることはない。したがって、線路１２７上に出力され、ｂで示される、結合電流は所望に応じて、例えば増幅器として、減衰器として、負荷を駆動するため、等に用いることができる。

好ましい実施形態において、それぞれの電流源は異なる電流出力値を有する。これにより、必要に応じてそれぞれの電流源によって供給される電流への様々な重み付けが得られる。例えば、好ましい実施形態の１つにおいて、第１の電流源の電流出力値は次の電流源の２倍であり、続いて、前記次の電流源の電流出力値はまた次の電流源の２倍であり、以下最終電流源に至るまで同様である。電流源の数はデジタル制御ワードのビット数と一致させることができ、よって、最大の電流源は振幅ワードのＭＳＢにより制御され、そのワードの次のビットは２番目に大きい電流源を制御し、以下、最小の電流源に送られるＬＳＢに至るまで同様である。もちろん、上述したように、別の実施形態は、スイッチングネットワークの使用を含む、電流源に対する異なるビット整合パターンを有することができる。さらに、特に好ましい実施形態においては、二重の−同じ電流出力値をもつ−電流源が電流出力値の異なる電流源とともに備えられる。また別の実施形態において、別の電磁波特性を別の電流源に与え、よって、それらの電流源を調整することができる。

本実施形態において、電流源は非線形態様でバイアスされることに注意すべきである。したがって、いずれの電流源も高効率で動作する。よって、好ましい実施形態において、電力消費が低減される。さらに、上述したように、信号特性にしたがう電流源調整の結果として得られる出力信号は入力信号との比較的正確な線形性及び比例性を有する。したがって、好ましい実施形態において、非線形動作の比較的高い効率及び低い電力消費と組み合された比較的精確な線形動作をもつ増幅器を得ることができる。

例えば、図２の実施形態に戻れば、電流源１２５ａ〜ｇの内の１つがオンに切り換えられると、その電流源は、比較的高い効率をともなう非線形電流源としてはたらくであろう。電流源がオフであると、その電流源は電力をほとんどまたは全く消費しない。オンになっている電流源のそれぞれは入力信号の振幅特性に同様に比例する電流寄与を提供するから、線形特性もあり、よって比較的精確な入力信号の再生が得られる。

図２の好ましい実施形態において、電流源１２５ａ〜ｇは１つまたはそれより多くのＨＢＴトランジスタを有する。ＦＥＴ等のようなその他のトランジスタも、その他の電流源も、用いることができる。トランジスタセグメント、増幅経路に沿う非線形コンポーネント等への駆動電流を低減するため、その他のコンポーネント、例えば可変利得増幅器または減衰器を挿入することもできる。

この好ましい実施形態の使用により、当該送信機に広帯域振幅変調のための能力を与えることができる。比較的広い周波数スペクトルにわたる線形増幅および／または減衰が与えられる。もちろん、図２に示される振幅変調増幅器に加えて、および／または図２に示される振幅変調増幅器の代わりに、別の増幅器を用いることができる。

ここで図１の実施形態に戻れば、次いで、入力信号内に含まれるいずれの情報も搬送する増幅された搬送波を表す出力が振幅変調増幅器３０からつくられる。

次いで、信号がアンテナまたは別のコンポーネントのような負荷に送られる。信号が負荷に送られる、特に好ましい実施形態において、負荷に対するインピーダンス整合を与えるため、技術上既知であるような、いずれかの負荷線路が選ばれる。しかし、振幅変調増幅器３０は電力源ではなく電流源としてはたらいているから、振幅変調増幅器３０と負荷の間のインピーダンス整合は必要ではないことに注意することが重要である。もちろん、別の実施形態において、信号は、負荷または振幅変調増幅器３０から引き出される別の線路上に与えられる際に、変更、増幅、修正および／または処理をさらに受けることができる。

図３はまた別の好ましい実施形態を示す。ベースバンド信号ａが、当業界で知られているように、第１のベースバンドプロセッサ４１０を通し、例えばデジタル信号プロセッサ及びマイクロコントローラを介して供給される。いかなるタイプの信号供給装置も、例えば、アナログ信号供給装置、デジタル信号供給装置等が、好ましい実施形態に信号を供給するために用いられ得ることに注意すべきである。したがって、信号供給装置に依存して、技術上既知であるように、第１のベースバンドプロセッサは改変され、および／または完全に排除されるであろう。信号がデジタル変換によって供給される場合には、以下に詳述されるように、以降の改変は様々なデジタルコンポーネントによって実施できることに注意すべきである。

好ましい実施形態には電力管理モジュール（図示せず）が存在する。電力管理モジュールは電力を節約するために送信機の様々なコンポーネントを動的にオン／オフする。電力管理モジュールはあるコンポーネントを様々な規準、例えば、あらかじめ定められた不作動時間、あらかじめ定められた出力電力レベルのような外部イベントからの入力、ベースバンドプロセッサからのゲート制御信号等、にしたがってオン／オフするための決定を実行する。

入力信号に基づく、１つまたはそれより多くの電力制御信号が、電力制御インターフェース４１１を介して可変利得減衰器４２０及び振幅変調増幅器４３０に送られる。別の実施形態において、電力制御信号は別の手段、例えばベースバンドプロセッサ４１０および／または送信機実施形態４４０内にある別のコンポーネントによって供給することができる。別の実施形態において、補助的なまたは全ての電力制御情報はベースバンドプロセッサ４１０からシリアルインターフェースを介して供給することができる。

振幅変調増幅器４３０が、例えば３つのバイアス段のような、１つまたはそれより多くのバイアス段を有していれば、それぞれのバイアス段は付帯する（ここでは示されていない）制御ポートｓ_ｃ１、ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３を有するであろう。本実施形態において、電力制御インターフェース４１１はコントローラとして機能し、３つのバイアス段の制御ポートｓ_ｃ１、ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３と通じている。一般に、電力制御インターフェース４１１は、それぞれのバイアス段を調整して、振幅変調増幅器４３０の利得及び増幅器の出力を制御するために用いることができる。振幅変調増幅器４３０は、制御ポートｓ_ｃ１、ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３によって制御されるレートで振幅成分ａｍ及び位相成分ｐｍを処理する途上において、増幅器のそれぞれのバイアス段の規準電圧の大きさを制御し、出力信号、例えばＰｏｕｔを供給することが好ましい。別の実施形態において、増幅器が３つではないバイアス段を有し得ること−いかなる数のバイアス段及びいかなる数の制御ポートも有する増幅器を利用できることは当然である。

本実施形態において、位相成分のための入力ポート、制御ポートｓ_ｃ１、ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３と振幅変調増幅器４３０の出力ポートの間には複数の伝達要素が存在し得る。伝達要素は、例えば、電圧、電流、電力、ＡＣＰＲｎ（ｎは任意の整数値とすることができる）、ＲＨＯ、位相変化、ＡＭ/ＡＭまたはＡＭ/ＰＭ特性、位相雑音、ＢＥＲ等とすることができる。例えば、電圧、電流および／または電力のような出力信号Ｐoutの内の１つまたはそれより多くの要素を制御ポートｓ_ｃ１、ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３における１つまたはそれより多くの制御信号の関数として表すことができる。したがって、出力信号Ｐoutは、

の形をとることができる。ここで、ｓ_ｃ１、ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３はそれぞれ制御ポートｓ_ｃ１、ｓ_ｃ２及びｓ_ｃ３における制御信号を表す。制御信号はデバイスに対する伝達特性曲線上の動作点を選択する。他の多くの（上述したように、インターフェースとすることもできる）制御線路が、技術上一般的な様々な送信機能の汎用制御線路（例えば、汎用Ｉ/Ｏ制御線路、電力を節約するために送信機の様々なブロックをオン／オフするためのゲート制御線路、広帯域変調器４５０からの適切な合成信号の制御に対してＰＬＬ及びシリアルＩ/Ｆのロック状態を示すための合成器ロック制御線路、等）のため、ベースバンドプロセッサ４１０から延びる。以下に詳述されるように、第２のベースバンドプロセッサ４４０に送信されるＩ，ＱデータのためにＩデータ線路４１８及びＱデータ線路４１９が設けられる。

別の実施形態においては別の制御方式を用い得ることにも注意すべきである。例えば、増幅器に付帯するかまたは増幅器とは独立のデバイスとして与えられる、減衰器のような入力デバイスがあれば、制御信号ｓ_ｃ０及び位相成分ｐｍを減衰器への入力とすることができ、減衰器は信号Ｐinを出力し、Ｐinは次いで増幅器の第１のバイアス段に入力される。一般に、これらの実施形態において、減衰器と組み合された制御信号ｓ_ｃ０は、信号Ｐinの電力レベル及びダイナミックレンジの内の１つまたは両者を調整するために用いることができる。よって、例えば、Ｐinの電力レベルが設定されれば、増幅器からの出力信号Ｐoutは、

の形をとることができる。ここで、ｓ_ｃ０は入り電力信号Ｐinを表し、ｓ_ｃ１,...,ｓ_ｘはいずれかの制御ポートにおける制御信号を表す。上述したように、制御信号及び入り電力信号Ｐinは、デバイスに対する伝達特性曲線上の動作点を選択する。

また別の実施形態において、制御システムは、減衰器（例えば電圧制御減衰器）及び１つまたはそれより多くの電圧利得増幅器（ＶＧＡ）段をもつ増幅器のようなコンポーネントを、複数のトランジスタまたはトランジスタセグメントからなるトランジスタアレイ段及び電力制御インターフェースとともに備えることができる。これらの実施形態の内のいくつかにおいて、増幅器は個々の振幅成分及び位相成分を受け取るように実施することができる。例えば、振幅成分は様々なトランジスタ／セグメントを、トランジスタ／セグメントに接続された１つまたはそれより多くのバイアス制御コンポーネントを調整することによるように、制御するために用いることができる。バイアス制御コンポーネントは、例えば、望ましい場合に電流源として動作することができる、スイッチングトランジスタを有することができる。振幅成分は、例えば、ビットが“１”または“高”であれば、対応するバイアス制御コンポーネントがオンに切り換えられ、電流が適切なトランジスタ／セグメントに流れるように、バイアス制御コンポーネントに受け取られるデジタルワードを有することができる。

これらの実施形態において、それぞれの制御信号についてコントローラによって送られる制御要素は電圧である。制御電圧信号Ｖpinは、増幅器の電力レベルＰinを設定するために減衰器によって受け取られる。いずれのＶＧＡ段の制御電圧も調整電圧Ｖb12とすることができ、あるいは個別の制御信号とすることができる。トランジスタアレイ段に対する制御電圧はＶb3とすることができる。いずれの制御電圧も、電圧Ｖb12及びＶb3がバイアス印加回路に影響を与えるように、１つまたはそれより多くの増幅段をバイアスするＤＣバイアス制御電圧とすることができる。別の電圧Ｖccが増幅器の回路の残りの部分に電力を与えることができる。増幅器の総平均出力電力Ｐout及びＰoutにともなう出力電流は、これらの実施形態において、Ｐinの様々な値における増幅器の伝達特性を調べることによって示すことができる。

ここで図３の実施形態に戻れば、ベースバンドプロセッサ４４０によってＩ，Ｑデータが受け取られると、それぞれは、スペクトル効率の高い送信のため、すなわち、おこり得る隣接周波数への溢出が最小になるように、データを整形するＦＩＲフィルタ４４１及び４４２を用いてフィルタリングされる。極座標変換ブロック４４３が、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムによる、Ｉ，Ｑデータを位相成分及び振幅成分からなる極座標への変換を提供する。ＦＩＲフィルタ４４１及び４４２および／または極座標変換ブロック４４３へのＩ/Ｑは、ベースバンドブロック４１０に組み込むことができる。さらに、一対のＤ/Ａコンバータが後続する、ＦＩＲフィルタをベースバンドブロックに組み込むことができる。Ｄ/ＡコンバータがＩ/Ｑ ＦＩＲの後で用いられる場合には、必要なサンプリングＩ/Ｑデータストリームを極座標変換ブロック４４３に供給するために対応するＡ/Ｄコンバータを用い得ることは当然である。

次いで、振幅成分及び位相成分はそれぞれの経路を通って処理される。振幅成分は振幅補正コンポーネント４４６に送られ、そこで所望に応じて補正される。例えば、振幅成分に絶対値あるいは増幅器からの出力の線形近似を用いる値を提供するためにここでＬＵＴを用いることができ、よって振幅成分が適宜に補正されるであろう。次いで、同期調節コンポーネント４４７が位相成分との同期を維持するために必要ないかなる補正も提供する。次いで、振幅成分はセグメント化コンポーネント４４８に送られ、以下に詳述されるように、そこで、スペクトル整形コンポーネント４４９及びセグメント化ドライバ列４５１によって、振幅変調増幅器４３０を制御するために分割される。

セグメント化コンポーネント４４８は信号の振幅成分をビットＢ_０からＢ_ｎ−１、すなわち最上位ビット（“ＭＳＢ”）から最下位ビット（“ＬＳＢ”）に量子化されたデジタルワードからなるデジタルパルスに変換する。様々な実施形態において、デジタルワードは可変長ワードとすることができる。一般に、ワード長が大きいほど、入力波の再生の確度が高くなる。デジタルワードは、以下でさらに説明する態様で、増幅に対する制御を与える。もちろん、別の実施形態において、異なる構成のデジタルワードを、別のタイプの振幅偏差または別の電磁波特性とともに用いることができる。

次いで、セグメント化コンポーネント４４８は、それぞれが時間ドメイン方形波であるビットを、適用され得る広帯域雑音輻射仕様を満たすための再構成されたＩ/Ｑ信号のスペクトル整形を可能にするスペクトル整形コンポーネント４４９に向かう個別の経路１〜Ｎに分ける。スペクトル整形コンポーネント４４９はフィルタＦ１〜Ｆｎを有する。フィルタＦ１〜Ｆｎのインパルス応答はそれぞれ、様々な方法を用いて決定することができる、ｈ（ｔ）_１〜ｈ（ｔ）_Ｎである。例えば、出力信号に対するｈ（ｔ）の重み値をそれぞれのフィルタに対するインパルス応答を与えるために利用することができる。別の例として、実振幅値を、例えば振幅変調増幅器４３０のそれぞれのセグメントの所望の出力のような、あらかじめ定められた一連の値にマッピングするＬＵＴを実装することができる。信号がスペクトル整形コンポーネント４４９を通過すると、信号はセグメントドライバ列４５１で増幅され、以下でさらに詳細に説明する、振幅変調増幅器４３０に送られる。

位相補正コンポーネント４５２が所望に応じて位相成分を補正する。例えば、位相成分に対して絶対値または振幅変調増幅器４３０からの出力の線形近似を用いる値を与えるためにＬＵＴをここで用いることができ、よって位相成分が適宜に補正されるであろう。ｄθ/ｄｔコンポーネント４５３は位相表現からのデータを位相または周波数表現の微分に変換する。これは、例えば連続時間ドメイン（アナログ）または離散時間ドメイン（デジタル）を用いる、アナログ手法またはデジタル手法を用いて行うことができる。

信号は次いでデータスケーリングプロセッサ４５４及び適応位相再調整（ＡＰＲ）コンポーネント４５５に送られる。データスケーリングプロセッサ４５４は所望の変調指数に合うように信号の位相成分の利得を比例増減する。信号の比例拡縮はいずれかの従来の手段によって達成することができる。適応位相再調整コンポーネント４５５は、ｄθ/ｄｔコンポーネント４５３から受け取られた元の位相成分を広帯域位相変調器４５０からの出力と比較することによって位相成分が適切に較正されていることを保証する。次いで、ＡＰＲコンポーネント４５５からの補正を位相−周波数検出器（ＰＦＤ）４６９に与えることによって出力における不一致が補正される。このフィードバック系はループをロック状態に維持し、いかなる位相エラーも最小限に抑えるためにはたらく。

次いで、位相成分信号は、広帯域位相変調器４５０の閉ループ応答の反転である振幅及び位相応答を有するように計算されたイコライザ４５６を通過する。以下で論じるように、いくつかの例においては、出力スペクトル内の雑音を最小限に抑えるため、広帯域位相変調器４５０の帯域幅を（変調帯域幅より狭い帯域幅に）制限することが望ましいことがあり得る。しかし、この態様での帯域幅の制限により、信号の高域周波数成分が減衰する。イコライザ４５６は、高域周波数成分の利得を高めることによって高域周波数成分の減衰を補償し、よって信号の変調帯域にわたり平坦な周波数応答を生じさせ、変調帯域幅を実効的に拡張する。イコライザ４５６はデジタルで実施されることが好ましく、例として、ＦＩＲ（有限インパルス応答）またはＩＩＲ（無限周波数応答）フィルタとすることができる。

適切な周波数を送信機に与えるため、ベースバンド制御ロジック及びメモリコンポーネント４４５が所望の周波数をチャネル計算コンポーネント４５７に与える。適用され得る工業規格のラスター要件に合せるため、それぞれの信号は、搬送波周波数からある量だけオフセットされた周波数を中心にして変調することができる。オフセットされた中心周波数のそれぞれ及びそのまわりの周波数帯域幅は、チャネル番号をもつ、別々のチャネルとして指定される。与えられた信号がそのまわりで変調されるべき中心周波数はチャネル計算コンポーネント４５７によって決定され、全送信周波数範囲内で信号に特有のチャネルを確立するためにチャネル計算コンポーネント４５７によって規準周波数にある数が乗じられる。

チャネル計算コンポーネント４５７は整数部及び分数部を有する番号をつくる。この番号の分数部は、データ信号の利得を比例増減させるデータスケーリングプロセッサ４５８を通過する。次いで、分数信号はコンバイナー４５９によって位相データ信号と結合され、シグマ−デルタ変調器（ＳＤＭ）６１に送られる。

ＳＤＭ４６１は、出力の平均が入力に等しい、オーバーサンプリングされた出力に対する入力のランダム化によって、信号の位相成分による搬送波の広帯域変調を実施する。ＳＤＭ４６１は、例えば、分数位相／チャネル番号データを入力し、及び分数入力に等しいデジタル化された整数列の出力するための、一連の加算器／アキュムレータ列及びフィードバックコンポーネントを有することができる。本実施形態において、ＳＤＭ４６１は入力範囲が位相データ及びチャネル番号の分数部のいずれにも十分であるような態様で構成されることが好ましい。好ましい実施形態の１つにおいて、ＳＤＭ４６１は３ビットシステムであり、したがって８つの異なる出力番号を生成することができるが、当然であるように、別の実施形態において、ＳＤＭ４６１は所望のいかなるビット数も有することができる。本実施形態において、ＳＤＭ４６１はそれぞれの入力サンプルに対して４つの出力整数をつくり、４倍の入力オーバーサンプリングレートが得られることが好ましい。

この態様でのＳＤＭ４６１における入力位相データのサンプリングにより帯域内信号対雑音比が改善される。ＳＤＭ４６１は３次ループトポロジーを有する。しかし、当然であるように、望ましい場合には別の適する回路トポロジーをＳＤＭ４６１に利用することもできる。

本実施形態において、ＳＤＭ４６１の出力は次いでチャネル計算コンポーネント４５７から受け取られるチャネル番号の整数部と結合される。コンバイナー４６４がチャネル番号の分数部と整数部を結合し、得られる出力をデバイダ４６５に供給する。

ＰＬＬ４６２は、入力信号の位相成分を用いて、基準源４６０のような、ＲＦ搬送波信号源によって合成される電磁波信号を変調することが好ましい。基準源４６０は、ＰＬＬのような、安定な位相及び周波数をもつ搬送波をつくることができるいずれかの電磁波源とすることができる。搬送波に対する適切なクロック同期がクロック４４４によって与えられる。しかし、安定な位相及び周波数を与えるために外部基準源を利用し得ることに注意すべきである。基準源４６０の周波数が、ＳＤＭ４６１及びチャネル計算コンポーネント４５７からデバイダ４６５によって受け取られた一連の数で整除された、搬送波発振器４６６の出力周波数と比較される。本実施形態においては、搬送波の位相が位相データに対してシフトされていないことが、シフトされていれば変調波に非線形性が生じ得るから、望ましい。２つの信号の相対位相を比較し、相対位相間の差（位相シフト）に比例する信号を出力するために、位相−周波数検出器（ＰＦＤ）が用いられる。この出力信号は、ローパスループフィルタ４６３を通過した後に、ＰＦＤ４６９で測定された位相差が実質的にゼロになるように、搬送波発振器４６６の周波数を調節するために利用される。したがって、搬送波発振器４６６の位相及び周波数における変動（すなわち歪）による、信号位相の望ましくないドリフトを防止するため、フィードバックループによって信号位相がロックされる。

上述したように、変調は広帯域位相変調器４５０において、入力信号の位相成分による位相変調（ＰＭ）を用いることで行うことができるが、他の変調方式を用いることもできる。図示される実施形態における広帯域位相変調器４５０の出力は、したがって、実質的に一定の、好ましくは、一定の振幅（または包絡線）特性を有するが、入力信号の位相成分に対して元の一定の値から変わっている周波数または位相特性を有する、電磁波である。

出力は次いで可変利得減衰器／増幅器（ＶＧＡ）４７０を介して可変利得増幅器４２０に送られ、そこで増幅される。この解決策の別の実施形態は、広帯域雑音のさらなる抑制を提供するため、コンポーネント４５０の後にフィルタリングコンポーネントを備えることができる。本実施形態の別の変形では、可変利得増幅器４２０が固定利得を有するコンポーネントで置き換えられ、複数の増幅段が備えられる。周波数の変化によって生じるインピーダンスの変化を補償するため、ここでインピーダンス整合コンポーネントを用いることもできる。増幅器４７５は図２で上述したような増幅器である。

信号が出力され、望ましければインピーダンスが整合されると、送受切換器４７６及び４７７がいずれかの受信機実施形態といずれかの送信機実施形態の間の切換えを提供する。送受切換器は複数の動作周波数帯域をサポートするために用いることができる。もちろん、別の実施形態においては、信号を次いで負荷に送ることができる。特に好ましい実施形態においては、負荷に対するインピーダンス整合を与えるため、業界公知の通りにいずれかの負荷線路が選ばれる。しかし、増幅器４７５は電力源ではなく電流源としてはたらいているから、増幅器４７５と負荷の間のインピーダンス整合は必要ではないことに注意することが重要である。もちろん、別の実施形態において、信号は、負荷または増幅器４７５から引き出される別の線路に与えられる際に、変更、増幅、修正および／または処理をさらに受けることができる。

これらの実施形態では、アナログコンポーネント及びデジタルコンポーネントのいずれをも必要とする電磁波及び信号を操作する限り、望ましい場合には、アナログコンポーネント及びデジタルコンポーネントの両方を利用することができる。例えば、セル式携帯電話実施形態はアナログコンポーネント及びデジタルコンポーネントの両方を利用することができる。様々なタイプのシステムアーキテクチャを、実施形態を構成するために利用することもできる。例えば、望ましい場合には、実施形態または様々なコンポーネントを、いくつかの例には、シリコン（Ｓｉ）、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）またはヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）の基板がある、集積回路または特定用途集積回路構成体などの半導体デバイス上に設けることができる。本明細書に説明されるようなコンポーネントは限定的であると見なされるべきではないことに注意しなければならない。すなわち、ブロック組立方式を様々な構成に用いることができるデジタル信号処理の性質により、いかなるコンポーネントも所望の多くの機能的構成に用いることができる。

本発明のいくつかの特定の実施形態を説明したが、当業者には様々な変更、改変及び改善が容易に思い浮かぶであろう。本開示によって明白になるような変更、改変及び改善は本明細書に明白に述べられてはいないが本説明の一部であるとされ、本発明の精神及び範囲内にあるとされる。したがって、上記の説明は例示に過ぎず、限定ではない。本発明は添付される特許請求項及びそれらの等価物で定められる範囲にしか限定されない。

本発明の実施形態を示す 本発明の別の実施形態を示す 本発明の別の実施形態を示す

符号の説明

１０，４０ ベースバンドプロセッサ
１１ 電力制御インターフェース
１５ デジタル信号プロセッサ
３０ 振幅変調増幅器
４１ パルス処理コンポーネント
４２ 極座標化処理コンポーネント
４４ イコライザ
５０ 広帯域位相変調器
５１，４６１ シグマ−デルタ変調器
５２，４６５ デバイダ
５３，４６９ 位相−周波数検出器
５４，４６３ ローパスループフィルタ
５５ 電圧制御増幅器
６０ 基準源
４４１，４４２ ＦＩＲフィルタ
４４５ 制御ロジック及びメモリ
４４６ 振幅補正コンポーネント
４４７ 同期調節コンポーネント
４４８ セグメント化コンポーネント
４４９ スペクトル整形コンポーネント
４５１ セグメントドライバ列
４５２ 位相補正コンポーネント
４５３ ｄθ/ｄｔコンポーネント
４５４ データスケーリングプロセッサ
４５５ 適応位相再調整コンポーネント
４５７ チャネル計算コンポーネント
４５９ コンバイナー
４６６ 搬送波発振器

Claims (12)

1. ベースバンドプロセッサ（４０）、
   広帯域位相変調器（５０）、及び
   振幅変調増幅器（３０）
   を備える送信機であって、
   前記ベースバンドプロセッサを介して信号が与えられると、前記信号は振幅成分及び位相成分からなる極座標に変換され、前記振幅成分は、独立制御可能な電流源を有する前記振幅変調増幅器に送られ、前記位相成分は、搬送波の変調及び、その後の、前記振幅成分によって前記電流源に課せられる制御にしたがう増幅のための前記振幅変調増幅器への送達のために、前記広帯域位相変調器に送られる、
   ことを特徴とする送信機。
2. 前記ベースバンドプロセッサに１つまたはそれより多くの電力制御信号を与えるための電力制御インターフェース（１１）をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
3. 前記信号を前記ベースバンドプロセッサ（４０）に与える第２のベースバンドプロセッサ（１０）をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
4. 前記ベースバンドプロセッサが、
   前記信号を整形するためのパルス処理コンポーネント（４１）、及び
   前記信号を振幅成分及び位相成分からなる極座標に変換するための極座標化処理コンポーネント（４２）、
   を有することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
5. 前記パルス処理コンポーネントが少なくとも１つのフィルタを有することを特徴とする請求項４に記載の送信機。
6. 前記少なくとも１つのフィルタが複数のＦＩＲフィルタ（４４１，４４２）を含むことを特徴とする請求項５に記載の送信機。
7. 前記極座標化処理コンポーネントが、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより、前記信号を振幅成分及び位相成分からなる極座標に変換することを特徴とする請求項４に記載の送信機。
8. 振幅補正コンポーネント（４４６）、
   前記信号の前記振幅成分の前記位相成分との同期を維持するための同期調節コンポーネント（４４７）、
   前記信号の前記振幅成分を複数のデジタルパルスに変換するためのセグメント化コンポーネント（４４８）、
   スペクトル整形のために前記セグメント化コンポーネントから前記複数のデジタルパルスを受け取るためのスペクトル整形コンポーネント（４４９）、及び
   前記信号の前記振幅成分の増幅のために前記スペクトル整形コンポーネントから前記複数のデジタルパルスを受け取るセグメントドライバ列（４５１）、
   をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の送信機。
9. 位相補正コンポーネント（４５２）、
   前記位相成分からのデータを位相表現または周波数表現の微分に変換するためのｄθ/ｄｔコンポーネント（４５３）、
   前記位相成分の利得を比例増減するためのデータスケーリングプロセッサ（４５４）、
   前記位相成分を較正するための適応位相再調整コンポーネント（４５５）、
   前記位相成分の前記較正において識別された不一致を調整するための位相−周波数検出器（４６９）、
   所望の周波数を確立するための制御ロジック及びメモリコンポーネント（４４５）、及び
   与えられた信号を変調するときに中心とすべき周波数を決定するために前記制御ロジック及びメモリコンポーネントから前記所望の周波数を受け取るチャネル計算コンポーネント（４５７）、
   をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の送信機。
10. 前記チャネル計算コンポーネントが整数部及び分数部からなる番号を出力し、前記分数部は利得の比例増減のための前記データスケーリングプロセッサを通過し、前記送信機が前記データスケーリングプロセッサからの前記分数部及び前記位相−周波数検出器からの位相信号出力を受け取るためのコンバイナーをさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の送信機。
11. 前記広帯域位相変調器が、
    位相成分情報を生成するためのシグマ−デルタ変調器（５１）、
    デバイダであって、フィードバックキャリア信号及び前記シグマ−デルタ変調器からの前記位相成分情報を受け取る、前記位相成分情報で前記フィードバックキャリア信号を変調するためにある範囲のデバイダ値の間で前記デバイダにディザリングをかけるためのデバイダ（５２）、
    比較結果を生成するために、前記変調されたフィードバックキャリア信号を前記デバイダから受取り、基準源（６０）からの基準信号と比較するための位相−周波数検出器（５３）、
    前記比較結果を受け取り、フィルタリングされた出力を生成するローパスループフィルタ（５４）、
    前記信号の変調補償のためのイコライザ（４４）、及び
    前記ローパスループフィルタからの前記フィルタリングされた出力を受けて、位相変調された搬送波を発生するための電圧制御発振器（５５）、
    を備え、
    前記位相変調された搬送波が前記デバイダで受け取られた前記フィードバックキャリア信号をさらに含む、
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
12. 前記広帯域位相変調器が、
    前記信号の前記位相成分を受け取り、変調された位相成分信号を生成するシグマ−デルタ変調器（４６１）、
    前記シグマ−デルタ変調器からの前記変調された位相成分信号及びチャネル計算コンポーネントで生成された整数部を受け取り、結合された出力信号を生成するコンバイナー（４５９）、
    デバイダであって、前記結合された出力信号でフィードバックキャリア信号を変調するため、デバイダ値の範囲の間で前記デバイダにディザリングをかけるために前記結合された出力信号を受け取るデバイダ（４６５）、
    前記デバイダからの前記変調されたフィードバックキャリア信号を受け取り、比較結果を生成するために、前記変調されたフィードバックキャリア信号の相対位相を基準源からの基準信号と比較するための位相−周波数検出器（４６９）、
    前記比較結果を受け取り、フィルタリングされた出力を生成するローパスループフィルタ（４６３）、及び
    位相変調された搬送波を発生するために前記フィルタリングされた出力に応答する搬送波発振器（４６６）、
    を備え、
    前記位相変調された搬送波が前記デバイダで受け取られた前記フィードバックキャリア信号をさらに含む、
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。

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