CN107733403B - 一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法及调制器 - Google Patents
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Abstract
一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，选定K个奇数次特定谐波，将M电平RF‑PWM信号等效为N个脉冲宽度分别由相应比较门限控制的3电平RF‑PWM信号加权叠加，K、M、N均为大于零的整数且N＞K、M＝2N+1，根据归一化包络信号SA实时控制N个比较门限及对应加权系数，使加权叠加后的N个3电平RF‑PWM信号的K个特定谐波分量相互抵消，而其基波分量与SA成正比，进而消除M电平RF‑PWM信号的K个特定谐波及其整数倍奇次谐波。基于上述方法，本发明还提供了一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器。与现有技术相比，本发明有益效果在于：在基本调制性能与现有技术的相同电平RF‑PWM相当的基础上，有效降低对滤波器的抑制要求，减小滤波器成本和体积，从而提高宽频段DTX的综合性能。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法及调制器。
背景技术
发信机是无线通信系统的重要组成部分之一，其作用是将已调基带信号上变频到射频(RF)，并将射频信号放大到足够天线发射的功率电平。它是决定无线通信系统输出信号质量和工作效率的主要因素。更小体积、更低功耗、更高通信速率、数字化及可重构是发信机的发展方向。近年来，结合直接数字射频调制(DDRFM)、开关模式功放(SMPA)和调谐滤波器的高效率、宽频段数字发信机(DTx)技术发展迅速，已成为无限通信领域的研究热点，其高效率、高线性以及灵活的可重构和可编程性能已成为软件定义无线电(SDR)最具吸引力的特性。
得益于氮化镓(GaN)高电子迁移率(HEMT)器件等高性能半导体器件技术的迅速发展，SMPA已可实现对几个Gbps速率的高速数字射频脉冲序列的高效放大。然而，该脉冲信号仅由2个或有限个离散的量化电平构成，不仅包含所需的RF信号还存在大量的量化噪声。由于SMPA固有的强非线性，DDRFM不仅要实现基带信号的数字上变频，还要进行脉冲编码，将数字射频信号转换为适合开关放大的脉冲信号，同时将量化噪声移至带外，以提高输出信噪比。
当前，增量求和调制(DSM)和脉宽调制(PWM)是DTx研究中主要采用的两种脉冲编码技术，其核心优势是可实现很高的信噪比。然而，DSM技术存在两个主要缺点，一是需要远高于载波频率的过采样频率，不仅要求数字信号处理器件(DSP)具有很高逻辑运算速率，设计复杂度高，而且使得SMPA的开关频率数倍(至少≥4倍)于射频载波频率；二是DSM存在很高的带外噪声，需要高品质因数的带通滤波器来抑制。相较于DSM，Raab提出的射频脉宽调制(RF-PWM)【F.H.Raab，“Radio frequency pulsewidth modulation，”IEEETrans.Commun.，vol.21，No.8，pp.958-966，1973】技术虽然也需要很高的采样频率，但在三个方面具有优势：一是具有更优的编码效率(所需RF信号与脉冲编码信号的功率之比)，而且可降低DSP的运算速率要求和设计复杂度；二是所需开关频率仅为射频载波频率的两倍，有利于降低SMPA的开关损耗；三是量化噪声被转换为谐波分量，仅需低通滤波器即可完成信号恢复。因此，综合考虑信号完整性、效率和频谱纯度，RF-PWM被认为是目前最适合DTx应用的高效脉冲编码技术。
RF-PWM的主要思想是将已调射频信号转换为一个与射频载波同频且脉冲幅度固定而脉冲宽度可变的3电平脉冲序列(包含U、0和-U共3个信号电平)，已调射频信号的包络和相位信息对应于脉冲的宽度和延时，脉冲编码引入的量化噪声被转为高次谐波分量，其输出频谱中的带外噪声相对较低。图1(a)和(b)分别为现有技术的一种基于固定比较门限的3电平RF-PWM的脉冲波形产生及其输出频谱示意图。如图1(a)所示，上变频后的已调射频信号SRF＝SA·cos(2πfct+SΦ)为输入信号，SA和SΦ分别表示该信号归一化的包络和相位信号，fc为射频载波频率，t为调制域的时间变量，W为脉冲宽度，U为3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM的输出信号幅度。如图1(a)所示，S3LRF_PWM由SRF和比较门限Vth及-Vth的交越点来定义，即满足如下关系：
因此，3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM的频谱可利用傅里叶公式推出，如式(2)所示：
其中，ωc＝2πfc，n＝2L-1为谐波次数，L为大于1的任意整数。假设载波频率fc远大于SA的带宽，则已调射频信号SRF可以看做正弦信号，在一定射频周期内，其包络可近似为恒定值。因此根据式(2)，3电平RF-PWM信号SRF_3LPWM的第n次谐波幅值An_3L可表示为：
如图1(b)所示，由于3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM的波形具有半波对称性，因此仅含奇次谐波，且谐波幅值与脉宽宽度W相关。由图1(a)可知，脉冲宽带W(单位为弧度)由SA和Vth决定，可表示为：
因此，W∈[0，π]。3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM的第一次谐波对应该信号的基波分量，其幅值A1_3L同样为SA和Vth的函数，根据式(3)和式(4)可得：
式(5)同时为RF-PWM的AM-AM传递函数。为减小RF-PWM的非线性，需使A1_3L正比于SA，可以有两种方法，一是根据SA实时改变比较门限Vth，二是固定比较门限Vth，同时采用预失真技术对SA进行校正。为易于实现，现有技术RF-PWM通常采用后一种方法【C.Haslach，etal.，“New efficient architectures for RF pulse width modulators，”2013 IEEEMTT-S Int.Microw.Symp.Dig.，pp.1-3，June 2013】，并要求校正后的SA′＝pe(SA)，可定义pe(SA)为：
式(6)为式(5)的反函数，将式(6)带入式(5)可得，A1_3L＝G·SA，G＝4/π为调制器增益。因此3电平RF-PWM的输出信号仅与输入的已调射频信号SRF相关，与门限电平Vth的具体取值无关。为提高编码效率，应尽量提高SA的最大幅值，但由于其最大值不能为1，因此其动态范围的上限制将受限，现有技术一般推荐其最大值为0.9～0.95。
在实际应用中，由于现有技术RF-PWM的输出信号存在大量的高次谐波分量，一方面要求RF-PWM调制器和SMPA都要具有处理宽带信号的能力，这对开关功率器件是一大挑战，其有限的带宽可能引入额外的失真；在另一方面，较高的谐波分量不仅影响编码效率，同时在SDR要求的宽频段应用中，还对调谐滤波器提出了更高要求。在常规3电平RF-PWM的基础上，为提高高峰均比(PAPR)信号的编码效率，基于增加比较门限和量化电平的新型多电平射频脉宽调制(MLRF-PWM)方案被提出【Q.Zhu，et al.，“A 5-level discrete-timepower encoder with measured coding efficiency of 70％for 20-MHz LTE digitaltransmitter，”in Proc.IEEE MTT-S into Microw.Symp.，pp.1-3，2014】。图2(a)和(b)分别为现有技术的一种基于N个固定比较门限的M电平RF-PWM的脉冲波形产生及其输出频谱示意图，N为大于1的任意整数，M＝2N+1。如图2(a)所示，根据式(7)所示逻辑，M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM由已调射频载波信号SRF与N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN及-Vth1、...、-Vthi、...、-VthN的交越点定义，其中i为1到N之间的任意整数，且有Vth1＜...＜Vthi＜...＜VthN。从上述比较逻辑可以看出，M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM可等效为由N个比较门限Vth1/-Vth1、...、Vthi/-Vthi、...、VthN/-VthN分别与已调射频载波信号SRF比较生成的N个幅度为U/N的3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的叠加，其中3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i的脉冲宽度Wi如式(8)所示，且有W1＜...＜Wi＜...＜WN。
如图2(b)所示，和3电平RF-PWM类似，M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM也具有大量的奇次谐波，其第n次谐波分量的幅值An_ML如式(9)所示：
由于MLRF-PWM增加了量化电平数，从而减小了量化噪声，提高了编码效率，相比常规3电平RF-PWM，MLRF-PWM对应各次谐波分量幅值均有不同程度降低。此外，由式(8)和式(9)，M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM基波分量的幅值A1_ML可表示为：
为保证线性，MLRF-PWM同样需要对SA进行预先校正，预校正函数pe(SA)为式(10)反函数，校正后的SA′∈[0，1)。当N大于2时，pe(SA)的解析计算将非常复杂，因此现有技术ML-PWM通常预先离线计算不同包络信号幅度对应N个比较门限进行幅度校正后的包络信号幅度表，进而利用查表插值法实时获得当前包络信号幅度对应N个比较门限进行幅度校正后的包络信号幅度值。基于上述方法，图3给出了现有技术的一种基于N个固定比较门限的M电平RF-PWM调制器的系统框图。
在现有技术中，对于DTx应用，需要在数字域实现RF-PWM，由于数字信号的时间和幅度均离散的特性，因而不论是3电平还是M电平RF-PWM，其调制性能与采样时的最小时间分辨率(即最小离散时间间隔)直接相关，受限于RF-PWM的物理实现，其有限的最小时间分辨率将带来杂散、互调和底噪等非线性失真，为提高现有技术RF-PWM的性能，基于半导体工艺的高性能数字延时线(DDL)技术被广泛采用【P.A.J.Nuyts，et al.，“A fully digitaldelay line based GHz range multimode transmitter front-end in 65-nm CMOS，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.47，no.7，pp.1681-1692，2012；P.A.J.Nuyts，et al.“A fully digital PWM-based 1 to 3GHz multistandard transmitter in 40-nmCMOS，”in 2013 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，pp.419-422，2013】，其中基于40nm CMOS工艺的DDL技术，其最小时间分辨率可达到4ps，从而显著提高了现有技术RF-PWM的整体性能，但也对半导体工艺、设计复杂度提出了更高要求，同时将带来更高的实现成本。
从上述背景技术介绍和分析中可以看出，虽然现有技术MLRF-PWM通过提高量化电平，减小了量化噪声，可以有效提高RF-PWM的编码效率，并在一定程度上减小谐波失真，但RF-PWM存在大量高次谐波分量的问题没有得到根本解决，仍然需要高品质因数的调谐滤波器来抑制谐波。然而，高品质因数的调谐滤波器存在设计复杂、插损和体积较大等问题，将制约DTx的宽频段性能。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术RF-PWM输出信号存在大量高次谐波分量的不足而提供一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法和调制器，实现对MLRF-PWM信号特定谐波及其整数倍奇次谐波的主动消除，在保证其基本调制性能与相同电平的现有技术MLRF-PWM相当的基础上，有效降低对调谐滤波器的设计要求，减小滤波器的成本和体积，从而提高宽频段DTx的综合性能。
本发明基于如下思路：基于叠加原理，将M电平RF-PWM信号等效为N个脉冲宽度分别由相应比较门限控制的3电平RF-PWM信号的加权叠加，通过控制N个3电平RF-PWM信号的脉冲宽度及其对应的加权系数，使N个3电平RF-PWM信号加权叠加后的K个特定谐波分量相互抵消，而其基波分量加权叠加之和与归一化包络信号SA的幅度保持正比例关系，进而实现对M电平RF-PWM信号特定谐波的主动消除。
实现本发明的技术方案为：
对于选定预消除的K个特定奇次谐波(X1次、...、Xj次、...、XK次)，K为大于零的任意整数，i为1到K之间的任意整数，设定N个比较门限(Vth1、...、Vthi、...、VthN)，N为大于K的任意整数，i为1到N之间的任意整数，并根据归一化包络信号SA的幅度实时控制N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN的取值，将N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN分别与相位信号SΦ调制到射频载波频率fc后的相位调制信号SPM进行比较，生成N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N，再根据归一化包络信号SA确定N个3电平RF-PWM信号的加权系数ε1、...、εi、...、εN，并将N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N进行加权叠加，最后产生并输出M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM，M＝2N+1；其中
N个3电平RF-PWM信号的脉冲宽度(W1、...、Wi、...、WN)由对应的比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN控制，3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i对应的加权系数εi等于1或-1，其具体取值由归一化包络信号SA的幅度决定，从而使得N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的X1次、...、Xj次、...、XK次谐波分量加权叠加后的幅值为零，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比，从而实现对M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM的X1次、...、Xj次、...、XK次及其整数倍奇次谐波的消除，同时保证其基波分量幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比。
这里，需要注意的是：
一、现有技术M电平RF-PWM的N个比较门限一般固定，且分别与归一化的已调射频信号SRF进行比较，对N个比较门限之间没有特定约束要求；而在本发明中，N个比较门限随归一化包络信号SA的幅度自适应变化，并分别与相位调制信号SPM进行比较，而且对N个比较门限之间有特殊约束要求，即针对预先选定的K个特定奇次谐波，要求对应生产的N个3电平RF-PWM信号的K个特定谐波分量的加权叠加之和为零，同时其基波分量幅值的加权叠加之和要与归一化包络信号SA的幅度保持正比例关系。
二、由于正、余弦函数的周期性，当N个3电平RF-PWM信号特定谐波分量的加权叠加之和为零时，其特定谐波的整数倍谐波也为零，又由于RF-PWM信号不含偶次谐波，因此本发明不仅可实现对M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM的X1次、...、Xj次、...、XK次谐波的消除，还可实现其特定谐波的整数倍奇次谐波的消除。
三、对于M电平RF-PWM，M为大于3的奇数，为保证表征所述约束关系的方程组有解，要求1≤K＜N，即本发明最多可实现对(M-3)/2个特定谐波及其整数倍奇次谐波的消除。
在本发明的一个实施例中，所述特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，包括以下步骤：
步骤1：选定待消除的K个特定奇次谐波，即X1次、...、Xj次、...、Xk次谐波，确定比较门限个数N和射频脉宽调制的电平数M，其中N＞K，M＝2N+1；
步骤2：采用幅相分离算法将基带I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
根据式(12)，由相位信号SΦ和射频载波频率fc生成相位调制信号SPM：
SPM＝cos(2πfct+SΦ) (12)
同时相位调制信号SPM和归一化的已调射频信号SRF满足如下关系：
SRF＝SA·SPM (13)
步骤3：设置N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，根据式(14)，每个比较门限将分别与相位调制信号SPM进行比较，得到相应的3电平RF-PWM信号；
其中，U为M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM的最大幅度值，U/N为3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i的幅度，且要求N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的脉冲宽度W1、...、Wi、...、WN满足如下关系：
其中，G为调制增益，εi为加权系数且等于1或-1，εi具体取值与归一化包络信号SA相关；
求解式(15)，根据得到的N个3电平RF-PWM信号的脉冲宽度W1、...、Wi、...、WN，再由式(16)确定所述N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN的取值：
Vthi＝cos(Wi/2) (16)
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、...、Am、...、AP为输入，离线求解式(15)和式(16)，得到N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN分别对应P个包络信号幅度的二维数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：以归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的N个比较门限值Vth1、...、Vthi、...、VthN，并分别与相位调制信号SPM进行比较，产生N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N；
根据式(17)，M电平RF-PWM信号SRF_MLPWM最后由N个3电平RF-PWM信号S3LPWM_1、...、S3LPWM_i、...、S3LPWM_N通过加权叠加获得；
在本发明的一个实施例中，所述选定待消除的K个特定奇次谐波，其次数X1、...、Xj、...、XK为互不相等且大于2的质数。
在本发明的一个实施例中，为最大限度地提高调谐滤波器的截止频率，所述选定待消除的K个特定奇次谐波优先为低次谐波。
本发明还可以通过以下技术方案进一步实现一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，由幅相分离单元、比较门限产生单元、相位调制单元、门限比较单元以及加权叠加单元构成，其中
幅相分离单元，具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，用于接收基带IQ信号，并将基带I、Q信号转换为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ；
比较门限产生单元，耦合到所述幅相分离单元的第一输出端，用于接收归一化包络信号SA，并根据归一化包络信号SA的幅度，在满足使对应N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的K个X1次、...、Xj次、...、XK次特定奇次谐波分量加权叠加之和为零，而基波分量幅值加权叠加之和正比于归一化包络信号SA幅度的条件下，产生并输出N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，其中K为大于零的任意整数，j为1到K之间的任意整数，N为大于K的任意整数，i为1到N之间的任意整数；
相位调制单元，耦合到所述幅相分离单元的第二输出端，用于接收相位信号SΦ，根据输入的射频载波频率fc产生并输出相位调制信号SPM；
门限比较单元，耦合到比较门限产生单元和相位调制单元的输出端，用于接收相位调制信号SPM和N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，产生并输出N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N；
加权叠加单元，耦合到门限比较单元的输出端，用于接收N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N，并根据归一化包络信号SA的幅度确定对应N个3电平RF-PWM的N个加权系数ε1、...、εi、...、εN，最后通过对N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的加权叠加，产生并输出M电平RF-PWM信号SML_RFPWM，其中M＝2N+1，3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i对应的加权系数εi等于1或-1，其具体取值由归一化包络信号SA的幅度决定。
在本发明一个实施例中，所述K个X1次、...、Xj次、...、XK次特定奇次谐波，其次数为互不相等且大于2的质数。
在本发明一个实施例中，为最大限度地提高调谐滤波器的截止频率，所述K个X1次、...、Xj次、...、XK次特定奇次谐波优先为低次谐波。
在本发明一个实施例中，为避免复杂的在线计算，所述比较门限产生单元将预先离线计算获得的N个比较门限对应P个不同归一化包络信号幅度的二维数据表存入存储器中，工作时根据实时输入的归一化包络信号SA的幅度值，采用查表插值法获取并输出对应当前归一化包络信号SA幅度的N个比较门限值。
在本发明一个实施例中，所述门限比较单元可采用N个比较器实现，即在模拟域实现门限比较，所述比较门限产生单元通过N个数模转换器对应输出N个时间和幅度均连续的比较门限电平。
在本发明一个实施例中，所述门限比较单元可在DSP中采用N个比较寄存器实现，即在数字域实现门限比较，比较门限产生单元对应输出N个时间和幅度均离散的比较门限值。
这里，需要说明的是，本发明提供的一个实施例中所述门限比较单元在数字域实现门限比较时，由于其最小时间分辨率有限，在离散时间的门限比较过程中，将带来脉冲信号的宽带和位置误差。该误差与最小时间分辨率相关，不仅将增大RF-PWM的底噪，也会影响其谐波，从而使本发明在数字域实现时，所述多电平RF-PWM的输出信号频谱在选定待消除的特定次谐波上仍具有一定幅值，其谐波幅值与最小时间分辨率直接相关，且最小时间分辨率每减小10倍，其特定谐波幅值相应减小20dB。因此，对于数字域实现，本发明仍可通过选取适当的时间分辨率，实现对特定谐波的有效抑制，特别是采用高精度DDL等技术手段将最小时间分辨率降至一定量级时，其特定谐波幅值将小于底噪，即特定谐波被底噪所淹没，从而在事实上达到消除特定谐波的目的。
此外，还需说明的是，本发明采用的比较门限数量越多，可消除的特定谐波就越多，当K趋于无限大时，理论上可实现无谐波输出，编码效率趋近于100％，但随着输出电平数的增加，对SMPA电路及控制的复杂度要求也越高，在实际应用中需要结合DTx的物理实现难度和谐波抑制等性能要求，择优选取待消除的特定谐波数量和谐波次数。
本发明提供的特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法及调制器与现有技术的相同电平射频脉宽调制方法及调制器相比具有如下技术优势：
1、对于M电平RF-PWM，M为大于3的奇数，本发明在其基本调制性能与相同电平的现有技术多电平RF-PWM相当的基础上，可实现对选定的K个特定谐波及其整数倍奇次谐波的消除或有效抑制，1＜K≤(M-1)/2，且不受信号调制方式、数据速率、信号带宽、峰均比、射频载波频率等因素的限制。
2、如果优先从低次谐波选定K个特定谐波，本发明可有效降低对滤波器的抑制要求：一方面可增大滤波器的矩形系数，有利于减小体积和插损，降低实现难度，另一方面可增加滤波器的通带，有利于提高其宽频段应用性能，即一段低通滤波器可工作在更宽的工作频段。
3、对于现有技术的3电平或多电平RF-PWM，其比较门限需要与已调射频信号SRF进行比较，而本发明的比较门限只需与相位调制信号进行比较，因此可简化调制器的实现结构。
4、如果针对对某些频段内的特定次谐波进行针对性地消除，本发明还可用于解决某些频段内SMPA脉冲放大带来的电磁兼容问题。
附图说明
图1(a)和图1(b)分别为现有技术的一种基于固定比较门限的3电平RF-PWM的脉冲波形产生和输出频谱示意图。
图2(a)和图2(b)分别为现有技术的一种基于N个固定比较门限的M电平RF-PWM的脉冲波形产生和输出频谱示意图。
图3为现有技术的一种基于固定门限的M电平RF-PWM调制器示意图。
图4(a)为本发明实施例的一种3次谐波消除5电平RF-PWM在0.5≤SA≤1时的脉冲波形产生示意图。
图4(b)为本发明实施例的一种3次谐波消除5电平RF-PWM在0≤SA＜0.5时的脉冲波形产生示意图。
图5(a)为现有技术的一种5电平RF-PWM的输出频谱及其滤波器抑制要求示意图。
图5(b)为本发明实施例的一种3次谐波消除5电平RF-PWM的输出频谱及其滤波器抑制要求示意图。
图6为本发明实施例的一种特定谐波消除M电平RF-PWM调制器结构示意图，图中各构成部分的标记如下：1、幅相分离单元，2、比较门限产生单元，3、相位调制单元，4、门限比较单元，5、加权叠加单元。
图7(a)和图7(b)为本发明实施例的一种3次谐波消除5电平RF-PWM中所述门限比较单元在数字域实现比较门限时，分别以QPSK和16QAM信号为输入时的输出频谱实测波形，其中QPSK和16QAM信号的PAPR分别为3.8dB和6.1dB，数据速率5Mbit/s，射频载波频率为200MHz，最小时间分辨率为50ps。
具体实施方式
下面结合具体实施方式和附图，对本发明作进一步详细描述。本发明的示意性实施方式及其说明适用于帮助理解本发明的创新方案，并不应理解为对本发明保护范围的不必要的限定。
为了简洁的目的和避免不必要的细节妨碍对发明的说明，省略了射频脉宽调制方法和调制器的多个步骤、部分或方面，仅仅在本文中描述和显示了对于理解本发明内容来说是必须的或者是相关的那些步骤、方法、元件或者装置，省略了对众所周之的步骤、方法、元件或者装置的详细说明。
在本发明一个实施例中，令K＝1，N＝2，M＝5，则对于选定待消除的1个特定奇次谐波，如3次谐波，设定2个比较门限Vth1和Vth2，并根据归一化包络信号SA的幅度实时控制2个比较门限Vth1和Vth2的取值，将2个比较门限Vth1和Vth2分别与相位信号SΦ调制到射频载波频率fc后的相位调制信号SPM进行比较，生成2个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_1，再根据归一化包络信号SA的幅度确定2个3电平RF-PWM信号的加权系数ε1和ε2，并将2个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2进行加权叠加，最后产生并输出5电平RF-PWM信号S5LRF_PWM；其中
2个3电平RF-PWM信号的脉冲宽度W1和W2由对应的比较门限Vth1和Vth2控制，加权系数ε1和ε2等于1或-1，ε1和ε2的具体取值由归一化包络信号SA的幅度决定。在本实施例中，当0.5≤SA≤1时，ε1＝ε2＝1；当0≤SA＜0.5时，ε1＝1，ε2＝-1。从而使得2个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的3次谐波分量加权叠加后的幅值为零，而基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比，从而实现对5电平RF-PWM信号S5LRF_PWM的3次谐波及其整数倍奇次谐波的消除，同时保证其基波分量幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比。
在本发明提供的实施例中，包括以下步骤：
步骤1：选定待消除的K个特定奇次谐波，即X1次、...、Xj次、...、XK次谐波，确定比较门限个数N和射频脉宽调制的电平数M，其中N＞K，M＝2N+1。在本实施例中，K＝1，X1＝3，即3次谐波，从而确定N＝2、M＝5；
步骤2：采用幅相分离算法将基带I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q满足式(11)所述关系；
根据式(12)，由相位信号SΦ和射频载波频率fc生成相位调制信号SPM，同时相位调制信号SPM和归一化的已调射频信号SRF满足式(13)所述关系；
步骤3：设置2个比较门限Vth1和Vth2，根据式(14)，每个比较门限将分别与相位调制信号SPM进行比较，得到相应的3电平RF-PWM信号；
其中，U为M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM的最大幅度值，U/2为3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的幅度，且要求对应脉冲宽度W1和W2满足如下关系：
其中，G为调制增益，在本实施例中，
当0.5≤SA≤1时，ε1＝ε2＝1，当0≤SA＜0.5时，ε1＝1，ε2＝-1。
联立解式(18)和式(16)，可得所述2个比较门限Vth1和Vth2的表达式：
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、...、Am、...、AP为输入，根据式(19)和式(20)，得到2个比较门限Vth1和Vth2分别对应P个包络信号幅度的二维数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数。在本实施例中，P＝500，相邻2个幅度值相差0.02。
步骤4：以归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前归一化包络信号SA幅度的2个比较门限值Vth1和Vth2，并分别与相位调制信号SPM进行比较，产生2个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2；
根据式(21)，5电平RF-PWM信号S5LRF_PWM最后由2个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2通过加权叠加获得，图4(a)和(b)分别为0.5≤SA≤1和0≤SA＜0.5时该5电平RF-PWM信号的波形产生示意图。
图5(a)和图5(b)分别为现有技术的一种5电平RF-PWM和本发明实施例中所述3次谐波消除5电平RF-PWM的输出频谱及其滤波器抑制要求示意图。从图5(a)和图5(b)的对比可以看出，在本发明提供的实施例中，由于3次及其整数倍奇次谐波被消除，相比于现有技术5电平RF-PWM输出频谱对应的滤波器抑制要求，本发明实施例所提供的3次谐波消除5电平RF-PWM输出频谱中离射频信号最近的谐波为5次谐波，因而可以显著提高滤波器的截止频率，从而可对应两种滤波器抑制要求，一是保持滤波器通带不变，显著增大滤波器的矩形系数，有利于降低滤波器实现难度，减小滤波器体积和插损，二增加滤波器的通带，有利于提高其宽频段应用性能，即一段低通滤波器可工作在更宽的工作频段，因而可提高宽频段DTx的整体性能。
在本发明的一个实施例中，所述选定待消除的K个特定奇次谐波，其次数X1、...、Xj、...、XK为互不相等且大于2的质数。
在本发明的一个实施例中，为最大限度地提高调谐滤波器的截止频率，所述选定待消除的K个特定奇次谐波优先为低次谐波。
如图5所示，在本发明一个实施例中，一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器包括：幅相分离单元1、比较门限产生单元2、相位调制单元3、门限比较单元4和加权叠加单元5。
幅相分离单元1，具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，第一输入端、第二输入端分别用于接收基带I、Q信号，并将基带I、Q信号转换为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，并分别由第一输出端和第二输出端输出。
比较门限产生单元2，耦合到所述幅相分离单元1的第一输出端，用于接收归一化包络信号SA，并根据归一化包络信号SA的幅度，在满足使对应N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的K个X1次、...、Xj次、...、XK次特定奇次谐波分量加权叠加之和为零，而基波分量幅值加权叠加之和正比于归一化包络信号SA幅度的条件下，产生并输出N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，其中K为大于零的任意整数，i为1到K之间的任意整数，N为大于K的任意整数，i为1到N之间的任意整数。
相位调制单元3，耦合到所述幅相分离单元1的第二输出端，用于接收相位信号SΦ，根据输入的射频载波频率fc产生并输出相位调制信号SPM；
门限比较单元4，耦合到相位调制单元3和比较门限产生单元2的输出端，用于接收相位调制信号SPM和N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，产生并输出N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N。
加权叠加单元5，耦合到门限比较单元4的输出端，用于接收N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N，并根据归一化包络信号SA的幅度确定对应N个3电平RF-PWM的N个加权系数ε1、...、εi、...、εN，最后通过对N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的加权叠加，产生并输出M电平RF-PWM信号SML_RFPWM，其中M＝2N+1，3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i对应的加权系数εi等于1或-1，其具体取值由归一化包络信号SA的幅度决定。
在本发明提供的实施例中，所述K个X1次、...、Xj次、...、XK次特定奇次谐波，其次数为互不相等且大于2的质数。
在本发明提供的实施例中，为最大限度地提高调谐滤波器的截止频率，所述K个X1次、...、Xj次、...、XK次特定奇次谐波优先为低次谐波。
在本发明提供的实施例中，为避免复杂的在线计算，所述比较门限产生单元2将预先离线计算获得的N个比较门限对应P个不同归一化包络信号SA幅度的二维数据表存入存储器中，工作时根据实时输入的归一化包络信号SA的幅度值，采用查表插值法获取并输出对应当前归一化包络信号SA幅度的N个比较门限值。
本领域技术人员完全可以理解，在本发明提供的实施例中，所述门限比较单元4可采用N个比较器实现，即在模拟域实现门限比较，比较门限产生单元2通过N个数模转换器对应输出N个时间和幅度均连续的比较门限电平。
本领域技术人员完全可以理解，在本发明提供的实施例中，所述门限比较单元4可在DSP中采用N个比较寄存器实现，即在数字域实现门限比较，比较门限产生单元2对应输出N个时间和幅度均离散的比较门限值。
对于本发明提供的实施例中所述门限比较单元4在数字域实现门限比较，图7(a)和图7(b)分别为以QPSK和16QAM调制信号为输入，对应K＝1、N＝2、M＝5时3次谐波消除5电平RF-PWM的实测输出频谱波形，其中QPSK和16QAM信号的PAPR分别为3.8dB和6.1dB，数据速率为5MHz，射频载波频率为200MHz，最小时间分辨率为50ps。从图中可以看出，对于典型的复杂调制信号，虽然受限于最小时间分辨率，其输出频谱在待消除的特定次及其整数倍奇次谐波上仍有一定幅值，但在50ps时间分辨率的条件下，其特定谐波幅值也仅略高于底噪，其3次谐波抑制分别达到-51.7dB和-48.3dB，基本实现了对特定谐波的有效消除。
本领域技术人员完全可以理解，在本发明提供的实施例中，所述门限比较单元4在数字域实现门限比较时，其特定谐波抑制能力与其实现的最小时间分辨率直接相关，而最小时间分辨率的实现又在很大程度上决定了调制器的实现途径、工艺和难度。因此，一方面可采用高精度DDL等技术手段进一步减小其时间分辨率，获得更高的其特定次谐波抑制能力，另一方面可根据发信机或无线通信系统的谐波抑制要求，综合选取调制器最优的技术实现途径和工艺，从而降低调制器的成本。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有效效果进行了进一步详细说明，应当理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，一些实施例可利用根据任意因素而改变结构来实施，因素例如期望消除的特定谐波次数、RF-PWM的输出电平数以及其它性能约束，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
还值得注意的是，涉及“一个实施例”或“实施例”的任何情况意味着与包括在至少一个实施例中的实施例相关地描述的特殊特征、结构或特性。在说明书中不同地方出现的短语“在一个实施例中”不必均指示同一实施例。
Claims (10)
1.一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，其特征在于：
对于选定待消除的K个特定奇次谐波X1次、...、Xj次、...、XK次，K为大于零的任意整数，j为1到K之间的任意整数，设定N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，N为大于K的任意整数，i为1到N之间的任意整数，并根据归一化包络信号SA的幅度实时控制N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN的取值，将N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN分别与相位信号SΦ调制到射频载波后的相位调制信号SPM进行比较，生成N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N，再根据归一化包络信号SA确定N个3电平射频脉宽调制信号的加权系数ε1、...、εi、...、εN，并将N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N进行加权叠加，最后产生并输出M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM，M＝2N+1，其中
N个3电平射频脉宽调制信号的脉冲宽度W1、...、Wi、...、WN由对应的比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN控制，3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i对应的加权系数εi等于1或-1，其具体取值由归一化包络信号SA的幅度幅度决定，从而使得N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的K个特定奇次谐波X1次、...、Xj次、...、XK次分量加权叠加后的幅值为零，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比，进而实现对M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM的K个特定奇次谐波X1次、...、Xj次、...、XK次及其整数倍奇次谐波的消除，同时保证其基波分量的幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比。
2.如权利要求1所述的一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：选定待消除的K个特定奇次谐波X1次、...、Xj次、...、XK次，确定比较门限个数N和射频脉宽调制的电平数M，其中N＞K，M＝2N+1；
步骤2：采用幅相分离算法将基带信号I、Q分解为归一化包络信号SA和相位信号SΦ，且有如下关系：
根据式(2)，由相位信号SΦ和射频载波频率fc生成相位调制信号SPM；
SPM＝cos(2πfct+SΦ) (2)
同时相位调制信号SPM和归一化的已调射频信号SRF满足如下关系：
SRF＝SA·SPM (3)
步骤3：设置N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，根据式(4)，每个比较门限将分别与相位调制信号SPM进行比较，得到相应的3电平射频脉宽调制信号；
其中，U为M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM的最大幅度值，U/N为3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i的幅度，且要求N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的脉冲宽度W1、...、Wi、...、WN满足如下关系：
其中，G为调制增益，加权系数εi等于1或-1，加权系数εi具体取值与归一化包络信号SA相关；
求解式(5)，根据得到的N个3电平射频脉宽调制信号的脉冲宽度W1、...、Wi、...、WN，再由式(6)确定所述N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN的取值：
Vthi＝cos(Wi/2)(6)
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、...、Am、...、AP为输入，离线求解式(5)和式(6)，得到N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN分别对应P个包络信号幅度的二维数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：以归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对二维数据表T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的N个比较门限值Vth1、...、Vthi、...、VthN，并分别与相位调制信号SPM进行比较，产生N个3电平脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N；
最后根据式(7)，M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM由N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N通过加权叠加获得；
3.如权利要求1或2所述的一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，其特征在于，对于所述选定待消除的K个特定奇次谐波X1次、...、Xj次、...、XK次，其谐波次数为互不相等且大于2的质数。
4.如权利要求1或2所述的一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，其特征在于，为最大限度地提高调谐滤波器的截止频率，所述选定待消除的K个特定奇次谐波优先为低次谐波。
5.一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，由幅相分离单元、比较门限产生单元、相位调制单元、门限比较单元以及加权叠加单元构成，其中
幅相分离单元，具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，用于接收基带信号I、Q，并将基带信号I、Q转换为归一化包络信号SA和相位信号SΦ；
比较门限产生单元，耦合到所述幅相分离单元的第一输出端，用于接收归一化包络信号SA，并根据归一化包络信号SA的幅度，在满足使对应N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的K个X1次、...、Xj次、...、XK次特定奇次谐波分量加权叠加之和为零，而基波分量幅值加权叠加之和正比于归一化包络信号SA幅度的条件下，产生并输出N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，其中K为大于零的任意整数，j为1到K之间的任意整数，N为大于K的任意整数，i为1到N之间的任意整数；
相位调制单元，耦合到所述幅相分离单元的第二输出端，用于接收相位信号SΦ，根据输入的射频载波频率fc产生并输出相位调制信号SPM；
门限比较单元，耦合到比较门限产生单元和相位调制单元的输出端，用于接收相位调制信号SPM和N个比较门限Vth1、...、Vthi、...、VthN，产生并输出N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N；
加权叠加单元，耦合到门限比较单元的输出端，用于接收N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N，并根据归一化包络信号SA的幅度确定对应N个3电平射频脉宽调制信号的N个加权系数ε1、...、εi、...、εN，最后通过对N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、...、S3LRF_PWM_i、...、S3LRF_PWM_N的加权叠加，产生并输出M电平射频脉宽调制信号SML_RFPWM，其中M＝2N+1，3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i对应的加权系数εi等于1或-1，其具体取值由归一化包络信号SA的幅度决定。
6.如权利要求5所述的一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述K个特定奇次谐波X1次、...、Xj次、...、XK次，其次数为互不相等且大于2的质数。
7.如权利要求5所述的一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，为最大限度地提高调谐滤波器的截止频率，所述K个特定奇次谐波X1次、...、Xj次、...、XK次优先为低次谐波。
8.如权利要求5所述的一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，为避免复杂的在线计算，所述比较门限产生单元将预先离线计算获得的N个比较门限对应P个不同归一化包络信号幅度的二维数据表T存入存储器中，工作时根据实时输入的归一化包络信号SA的幅度值，采用查表插值法获取并输出对应当前归一化包络信号SA幅度的N个比较门限值。
9.如权利要求5所述的一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述门限比较单元可采用N个比较器实现，即在模拟域实现门限比较，所述比较门限产生单元通过N个数模转换器对应输出N个时间和幅度均连续的比较门限电平。
10.如权利要求5所述的一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述门限比较单元可在数字信号处理器件中采用N个比较寄存器实现，即在数字域实现门限比较，比较门限产生单元对应输出N个时间和幅度均离散的比较门限值。
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