KR101880384B1 - 전력 인코더 및 전력 부호화 방법 - Google Patents

전력 인코더 및 전력 부호화 방법 Download PDF

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Abstract

전력 인코더(600)는 임계치의 세트(620)에 따라 신호(630)를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 펄스 폭 변조기(610)와 상기 PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스(650)의 상태를 스위칭하는 것에 의해 상기 PWM 신호(615)를 증폭하는 스위치 모드 전력 증폭기를 구비한다. 상기 세트 내의 상기 전압 임계치의 값의 분포 및 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 분포 중 적어도 하나 또는 그들의 조합은 균일하지 않다. 전압 임계치의 세트는 적어도 2개의 양의 전압 임계치를 포함한다.

Description

전력 인코더 및 전력 부호화 방법{POWER ENCODER AND METHOD FOR POWER ENCODING}
본 발명은 일반적으로는 전력 증폭기의 선형화에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 멀티 레벨 디지털 펄스 폭 변조 인코더의 선형화에 관한 것이다.
다이렉트 디지털 무선 주파수(RF) 송신기(TX)는 디지털 아날로그 RF 송신기에 비하여 몇몇의 이점을 갖는다. 다이렉트 디지털 RF 송신기는 안테나의 근처에 디지털 아날로그 인터페이스를 배치하고, 이 때문에, 보다 적은 아날로그 구성 요소가 필요하게 된다. 동상(I) 신호(In-phase signal) 및 직교 위상(Q) 신호(Quadrature-phase signal)의 부정합, 국부 발진기 리크, 및 화상 왜곡과 같은 일반적인 아날로그 문제는 대부분 완화될 수 있고 회피될 수도 있다. 다이렉트 디지털 RF 송신기는 기민한 디지털 신호 처리에 의해 가능하게 된 멀티 모드 동작 및 멀티 대역 동작을 통해서 시스템 유연성도 향상시킨다. 또한, 다이렉트 디지털 RF 송신기는 그 본질이 디지털 친화적이고, 디지털 처리의 고속화 및 고밀도화, 높은 레벨의 집적화를 이용한다. 이 때문에, 다이렉트 디지털 RF 송신기는 무선 기지국 및 모바일 어플리케이션의 양쪽에 있어서 이점을 갖는다.
다이렉트 디지털 RF 송신기는 재구성 대역 통과 필터(BPF)에 더하여 DSM(델타 시그마 변조), PWM(펄스 폭 변조) 및 PPM(펄스 위치 변조)과 같은 특정한 전력 부호화 방식을 채용하는 클래스 D 전력 증폭기 또는 클래스 S 전력 증폭기와 같은 스위칭 모드 전력 증폭기(SMPA)를 구비한다.
현대의 무선 통신 시스템의 엄격한 선형성 요건을 만족시키기 위해, 종래의 SMPA 타입의 송신기의 대부분은 전력 인코더로서 DSM을 이용한다. 그러한 변조기의 예는 대역 통과 델타 시그마 변조(BPDSM) 기반의 클래스 S 전력 증폭기를 포함한다. 예컨대, 특허 문헌 1~4를 참조하라. DSM은 피드백 루프를 갖는 잡음 정형(shaping) 함수이고, 이것은 대역 외 스펙트럼에 대한 대역 내 잡음을 증가시킬 수 있다. 대역 내 신호 대 잡음 비(SNR)는 60㏈보다 클 수 있다.
높은 대역 내 SNR이 바람직하지만, 근방 대역(near band) 양자화 잡음은 갑자기 증가할 가능성이 있다. 따라서, 필터링된 RF 신호를 스펙트럼 방출 마스크와 정합시키기 위해 BPF에 대한 매우 높은 큐 인자(quality factor)(Q)가 요구된다. 또한, DSM 기반의 다이렉트 디지털 RF 송신기는 전력 인코더의 낮은 전력 부호화 효율에 기인하여, 전체적인 전력 비효율을 초래할 수 있다.
전력의 관점에서, RF 전력 증폭기(PA)는 송신기 내에서 가장 많은 에너지를 소비한다. 이 송신기의 주된 이점은 SMPA가 항상 ON(포화) 동작 영역과 OFF(컷오프) 동작 영역의 사이에 있어서, 높은 피크 효율을 달성한다는 것이다. 그렇지만, 3세대(3G) 및 4세대(4G) 셀룰러 이동 통신 시스템에 일반적인 일정하지 않은 포락선 신호가 단일 비트의 디지털화 신호로 부호화되는 경우, 전력 부호화 효율로서 정의되는 디지털화 신호 전력 전체에 걸친 대역 내 전력은 낮은데, 이것은 양자화 잡음의 발생이 불가피하고 시스템 선형성 사양으로부터 요구되는 잡음 정형 함수에 기인하여 주파수 영역 전체에 걸쳐 넓게 확산되기 때문이다. 이 잡음 신호도 SMPA에 의해 증폭되기 때문에, 불필요한 잡음 전력이 낭비되고, 이것은 과도한 전력 손실 및 총 TX 효율 악화를 모두 초래한다.
저 전력 부호화 효율은 델타 시그마 전력 부호화 방식에 있어서의 잡음 정형에서 유래된다. 이와 달리, 몇몇의 종래의 부호화 방식은 다양한 PWM 기법을 이용하여 전력 부호화 효율에 대처한다. 예컨대, PWM에 근거하는 몇몇의 새로운 고효율 전력 부호화 방식은 RFPWM 아키텍처 및 3레벨 극성 PWM 아키텍처를 포함한다. PWM 양자화의 고유의 비선형성 때문에, 선형 성능은 인코더에 있어서 열화된다. 양쪽의 전력 부호화 방식은 비교되는 기준 신호로서 보다 높은 주파수의 삼각파형 또는 톱니파형을 이용하는 아날로그 고속 비교기를 이용하여 구축된다.
특허 문헌 5는 3레벨 PWM 전력 부호화 방식의 프리엠퍼시스 선형화 블록을 개시한다. 프리엠퍼시스 블록은 RFPWM 전력 부호화의 변환 함수의 역함수를 이용한다. 프리엠퍼시스 블록의 출력은 RFPWM 인코더의 입력에 송출된다. 이상적으로는, 프리엠퍼시스는 RFPWM 인코더에 의한 비선형성을 정정할 수 있다. 그렇지만, 이것은 역함수가 존재하고 해석적으로 도출될 수 있을 때만 가능하다.
예컨대, 특허 문헌 5의 시스템은 비교적 단순한 3레벨 PWM을 이용하고, 그 때문에 역함수가 결정될 수 있다. 그렇지만, 3레벨보다 많은, 예컨대, 5레벨 RFPWM 부호화의 경우, 변환 함수는 매우 복잡해질 수 있으므로, 그 역함수의 해가 도출될 수 없고, 이것에 의해 프리엠퍼시스 블록을 구축하는 것이 곤란하게 된다. 따라서, 이 방법은 복잡한 부호화를 필요로 하는 고주파수 전송에는 적합하지 않다.
(선행 기술 문헌)
(특허 문헌)
(특허 문헌 1) 미국 특허 출원 공개 제 2003/0210746호
(특허 문헌 2) 미국 특허 출원 공개 제 2006/0188027호
(특허 문헌 3) 유럽 특허 출원 공개 제 2063536호
(특허 문헌 4) 미국 특허 제 7,825,724호
(특허 문헌 5) 유럽 특허 출원 공개 제 2575309호
따라서, 새로운 선형화 방법, 특히, 높은 전력 부호화 효율의 전력 인코더에 대한 요구가 존재한다.
본 발명의 몇몇의 실시의 형태의 하나의 목적은 다이렉트 디지털 RF 송신기의 비선형성을 보상하는 것, 예컨대, 넓은 대역폭의 높은 피크 대 평균 전력 비(PAPR)의 무선 통신 신호의 사양을 만족시키는 것이다.
본 발명의 몇몇의 실시의 형태는 신호를 변조하는 펄스 폭 변조기(PWM)에 의해 이용되는 전압 임계치의 값의 균일한 분포가 신호의 비선형성 및 고주파수 잡음을 보상하는 변조기의 능력을 제한한다고 하는 인식에 근거한다. 몇몇의 실시의 형태는 전력 부호화 효율이 신호의 통계적 특성뿐만 아니라, 양 또는 음의 전압 임계치의 비에도 의존한다고 하는 추가적인 이해 및 대응하는 이유에 근거한다. 예컨대, 몇몇의 실시의 형태에서, 2개의 전압 임계치의 비는 0.3에서 0.4까지이다. 한 실시의 형태에서, 이 비는 0.35이다.
본 발명의 몇몇의 실시의 형태는 전압 임계치의 균일하지 않은 분포에 더하여 또는 이것을 대신하여, 변조 신호를 증폭하는 스위치 모드 전력 증폭기(SMPA)의 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 균일하지 않은 분포도 전력 인코더의 효율을 개선할 수 있다고 하는 다른 인식에 근거한다. 예컨대, 몇몇의 실시의 형태에서, 변조 신호는 멀티 레벨 PWM 신호이고, 변조 신호의 하나의 레벨에 대하여 생성되는 전류와 변조 신호의 다음의 레벨에 대하여 생성되는 전류의 비는 0.2에서 0.4까지이다.
한 실시의 형태는 전압 임계치의 균일하지 않은 분포 및 생성되는 전류의 균일하지 않은 분포의 양쪽을 이용한다. 실시의 형태는 전압 및 전류의 분포 및 프리엠퍼시스 선형화를 최적화하는 방법을 제공하고, 전력 부호화 효율을 5%보다 크게 개선한다.
따라서, 본 발명의 한 실시의 형태는 적어도 2개의 양의 전압 임계치를 포함하는 임계치의 세트에 따라 신호를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 펄스 폭 변조기와, PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스의 상태를 스위칭하는 것에 의해 PWM 신호를 증폭하는 스위치 모드 전력 증폭기를 구비하고, 세트 내의 전압 임계치의 값의 분포 및 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 분포 중 적어도 하나 또는 그들의 조합은 균일하지 않은 전력 인코더를 개시한다.
다른 실시의 형태는 적어도 2개의 양의 전압 임계치를 포함하는 임계치의 세트에 따라 신호를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 것과, PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스의 상태를 스위칭하는 것에 의해 PWM 신호를 증폭하는 것을 포함하고, 세트 내의 전압 임계치의 값의 분포 및 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 분포 중 적어도 하나 또는 그들의 조합은 균일하지 않은 전력 부호화 방법을 개시한다.
도 1a는 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 선형화를 채용하는 전력 인코더의 블록도이다.
도 1b는 몇몇의 실시의 형태에 따른 프리엠퍼시스 선형화 방법의 블록도이다.
도 1c는 한 실시의 형태에 따른 선형화 맵핑의 일례이다.
도 2는 룩업테이블의 작성 및 탐색의 블록도이다.
도 3은 도 2에 나타내는 바와 같은 룩업테이블에 근거하는 이 다이렉트 디지털 RF 송신기 선형화 방법의 회로 개략도이다.
도 4a는 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 고정 임계치의 세트를 결정하는 개략도이다.
도 4b는 이 다이렉트 디지털 RF 송신기 선형화 방법의 플로차트이다.
도 5는 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 다이렉트 디지털 RF 송신기의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 전력 인코더의 블록도이다.
도 7은 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 전압 임계치의 세트를 이용한 신호의 변조의 개략도이다.
도 8은 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 증폭된 출력 신호를 생성하는 전력 인코더의 블록도이다.
도 9는 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 전압 임계치와 PWM 신호의 상이한 레벨에 대하여 생성되는 전류의 비의 상이한 조합을 나타내는 표이다.
도 10은 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 전압 임계치의 세트를 동적으로 선택하는 방법의 플로차트이다.
고도화된 스위치 모드 전력 증폭기(SMPA), 예컨대 클래스 S 증폭기는 중요한 전력 증폭기 아키텍처 중 하나가 되었다. 이론상의 높은 전력 효율성 및 동작 유연성의 이점은 소프트웨어 정의 무선(SDR)과 같은 모바일 통신 시스템에 있어서의 차세대 다이렉트 디지털 무선 주파수(RF) 송신기(TX)를 가능하게 할 수 있다.
다이렉트 디지털 RF 송신기는 클래스 S증폭기를 이용하여 델타 시그마 변조기(DSM), 펄스 폭 변조기(PWM), 또는 펄스 위치 변조기(PPM)와 같은 전력 인코더를 통해서 생성된 고속 펄스열을 증폭한다. 보통 높은 큐 인자(>500) 대역 통과 필터(BPF)는 신호를 아날로그 RF로 재구성하여 되돌리는데 이용된다. 특히, 질화갈륨(GaN) RF 트랜지스터 기술의 최근의 진보에 의해, 이 아키텍처는 특히 피코/매크로 기지국 셀룰러 어플리케이션에 있어서 보다 많은 주목을 받고 있다.
펄스 폭 변조기(PWM)는 무선 통신 네트워크 또는 유선 통신 네트워크에 있어서 무선 인터페이스를 통해서 송신되는 무선 신호의 증폭에 이용되는 고효율의 스위칭 전력 증폭기에 이용된다. 원칙적으로, PWM은 연속하는 진폭 및 한정된 대역폭을 갖는 신호의 시간 연속 신호로의 이상적인 변환을 가능하게 한다.
그렇지만, PWM은 본래 비선형이고, 그 결과 변조 신호의 왜곡을 가져온다. 이 때문에, 신호의 필요하게 되는 완전성/선형성을 유지하기 위해, 특히 대역 내 잡음 플로어 및 대역 외 화상 복제를 억제하기 위해, 본 발명의 몇몇의 실시의 형태는 데이터 신호를 그 양자화 전에 전치 왜곡한다.
도 1a는 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 프리엠퍼시스 선형화를 갖는 전력 인코더의 개략도(10)를 나타낸다. 진폭 위상 스플리터(11)는 입력 신호(11)를 포락선 신호(111) 및 위상 변조 신호(109)로 분할한다. 포락선 신호(111)는 입력 신호의 진폭을 나타내고, 위상 변조 신호(109)는 입력 신호의 위상을 나타낸다. 전치 왜곡 유닛(12)은 룩업테이블(LUT)을 이용하여 포락선 신호(111)를 왜곡하여 왜곡 포락선 신호(121)를 생성한다.
본 발명의 몇몇의 실시의 형태는 PWM의 변환 함수는 비선형이지만, 입력 신호, 예컨대 포락선 신호는 전력 인코더에 의해 선형으로 맵핑되어야 한다는 인식에 근거한다. 또한, 맵핑의 비선형성은 변환 함수에 의존하고, 항상 분석적으로 결정될 수는 없다.
몇몇의 실시의 형태는 변환 함수를 입력 데이터에 적용하고, 전력 인코더에 입력된 데이터와 전력 부호화에 의해 출력된 데이터 사이의 맵핑, 예컨대 LUT를 작성하는 것에 의해 맵핑의 비선형성이 실험적으로 결정될 수 있다는 인식에 근거한다. PWM의 변환 함수가 전치 왜곡된 데이터를 입력 데이터에 대하여 선형의 값으로 변환하도록, 미리 결정된 비선형성 맵핑에 근거하여 입력 데이터를 전치 왜곡하는 것이 가능한 것이 더 인식되었다. 그것을 위해, LUT는 이하에 보다 상세하게 설명되는 바와 같이, PWM(14)에 의해 변조에 이용되는 변환 함수의 비선형 맵핑을 기억한다.
입력 신호의 진폭만이 정정되어야 하기 때문에, 디지털 컨버터(13)는 왜곡 포락선 신호(121)를 위상 변조 신호(109)와 결합하여 왜곡 입력 신호(131)를 생성한다. 다음으로, PWM(14)은 왜곡 입력 신호를 변환 함수에 따라 변조하여 변조 신호(141)를 생성하고, SMPA(15)는 변조 신호(141)를 증폭하여 전력 부호화 신호(151)를 생성한다. 왜곡 입력 신호와 변조 신호 사이의 관계는 비선형이다. 그렇지만, 왜곡 입력 신호는 PWM의 변환 함수에 근거하여 왜곡되었기 때문에, 원래의 입력 신호와 변조 신호 사이의 관계는 실질적으로 선형이 된다.
한 실시의 형태에서, PWM은 무선 주파수(RF) PWM(RFPWM)이고, 디지털 컨버터는 변조 신호가 RF 펄스열이 되도록, RF 반송파 신호를 이용하여 왜곡 포락선 신호 및 위상 변조 신호를 업 컨버트한다. 다른 실시의 형태에서, PWM은 중간 주파수(IF) PWM(IFPWM)이고, 디지털 컨버터는 변조 신호가 IF 펄스열이 되도록, IF 반송파 신호를 이용하여 왜곡 포락선 신호 및 위상 변조 신호를 업 컨버트한다. 이 실시의 형태는 IF 펄스열을 RF 펄스열로 변환하고 이 RF 펄스열을 SMPA에 송출하는 제 2 디지털 업 컨버터도 구비할 수 있다.
도 1b는 몇몇의 실시의 형태에 따른 프리엠퍼시스 선형화 방법의 블록도를 나타낸다. 본 방법은 프로세서(100)에 의해 실행될 수 있다. 맵핑, 예컨대 LUT(135)는 순방향 맵핑을 이용하여 변환 함수를 입력 데이터 포인트의 세트에 적용하는 것에 의해 결정된다(130). 예컨대, 프로세서는 변환 함수(105)를 입력의 데이터 포인트(115)의 세트에 적용하여 출력 데이터(125)를 생성한다(120). 변환 함수는 진폭 대 진폭(AM-AM) 변환 함수일 수 있다. LUT(135)는 입력(110)과 변환의 출력(125) 사이의 맵핑으로서 결정된다(130).
그에 반해서, 왜곡 데이터는 포락선 신호의 데이터 포인트와 동일한 변환 함수의 출력에 대응하는 변환 함수로의 입력을 LUT(135)를 이용하여 선택하는(140) 것에 의해 포락선 신호의 데이터 포인트의 역방향 맵핑에 의해 결정된다.
예컨대, 전력 인코더에 의한 처리를 위해 수신된 입력 데이터는 LUT(135)를 이용하여 왜곡되어(140) 왜곡 데이터를 생성한다. 왜곡 데이터(145)는 그 후 전력 인코더에 의해 부호화되어 입력 데이터에 대하여 선형인 부호화 데이터를 생성한다. 역방향 맵핑은 왜곡 입력 신호(145)의 각 데이터 포인트가 입력 신호의 데이터 포인트와 동일한 변환 함수의 출력에 대응하는 변환 함수로의 입력과 동일하도록 입력 신호의 데이터 포인트의 세트에 대하여 실행된다.
도 1c는 한 실시의 형태에 따른 LUT(135)를 이용한 역방향 맵핑의 일례를 나타낸다. LUT(135)는 변환의 출력 Y를 입력 X에 맵핑한다. 본 발명의 다양한 실시의 형태는 전력 부호화 전에 LUT(135)를 이용하여 입력 신호를 전치 왜곡한다. 예컨대, 포락선 신호의 데이터 포인트 y'(136)는 값 x'(138)에 맵핑된다(137). 값 138은 왜곡 포락선 신호의 대응하는 데이터 포인트의 전치 왜곡된 값이고 포락선 신호의 데이터 포인트(136)와 변조 신호의 대응하는 포인트 사이의 선형 맵핑을 생성할 목적으로 변조된다.
도 2는 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 LUT(24)를 결정하는 방법의 도면을 나타낸다. 몇몇의 실시의 형태에서 LUT(24)는 입력 신호의 각 부분마다, 예컨대 프레임마다 적응적으로 결정된다. LUT(24)를 작성하기 위해, 멀티 레벨 양자화기의 AM-AM 변환 함수(23)가 먼저 도출될 필요가 있다. 일반적인 (2N+1)레벨 양자화기의 경우, 진폭 대 진폭(AM-AM) 변환 함수는
Figure 112016126569954-pct00001
일 수 있고, 여기서 a(t)는 입력 데이터의 포락선이고, Vthi는 제 i 임계치이고, 1≤i<j≤N일 때 Vthi<Vthj이다.
실시의 형태는 이산적인 LUT를 인덱싱한다. 출력 벡터 Y는 정의된 입력 벡터 X를 이용하여 AM-AM 함수로부터 계산된 결과이고, 예컨대, 고정 스텝, 예컨대 0.001을 이용하여 Vth1로부터 1로 계산된 결과이다. 이 절차는 포락선의 정규화(21) 후에 인덱스(22)를 작성하는 것에 의해 달성된다. 여기서, LUT(24)는 포락선 입력 Y'를 이용하여 반대로 탐색되어 가장 가까운 전치 왜곡된 출력 X'를 선택한다. 다른 게인 블록(25)은 전치 왜곡된 출력을 다시 정규화하여 다음의 전력 인코더의 입력이 될 수 있다.
LUT(24)는 인코더의 비선형성의 반대의 거동을 기술하도록 구성될 수 있고, 이 반대의 거동은 식 (1)에 기술된다. 전치 왜곡 절차는 탐색된 LUT 값에 따라 도입될 수 있다. 이 LUT 탐색 알고리즘은 이론적으로는 양자화 레벨의 수에 제한이 없고, 이것은 해석적인 역함수 기반의 전치 왜곡 방식을 상회하는 이점이다.
도 3은 본 발명의 실시의 형태에 따른 SMPA 비선형성을 고려하는 방법의 블록도를 나타낸다. 다이렉트 디지털 RF 송신기 선형화 방법(30)은 멀티 레벨 전력 인코더(35) 및 SMPA(37)의 양쪽의 선형화를 포함한다. 이 송신기 왜곡 정정의 주요한 부분은 2개의 가산기(39), 진폭 위상 스플리터(31), LUT(32), 디지털 인코더(34), 및 디지털 다운 컨버터(DDC)(38)를 구비하는 고속 디지털 논리 집적 회로(바람직하게는 주문형 집적 회로(ASIC))에 의해 실현된다. 디지털 인코더(34) 내에는, 2개의 주파수 업 컨버터(33 및 36), 및 멀티 레벨 IFPWM(ML-IFPWM)(35)이 있다.
본 발명의 몇몇의 실시의 형태는 PWM 입력 반송파를 IF로 줄이고, 그 다음에 PWM에 의해 IF 신호를 부호화하는 것에 의해, 시간 영역 양자화가 확장되어 양자화의 크기가 증가된다는 인식에 근거한다. 이 때문에, 현재의 디지털 프로세서의 액세스 가능한 클록 레이트는 이 전력 부호화 알고리즘을 실시할 수 있고 SMPA로의 다이렉트 디지털 출력이 실현 가능하게 된다.
제 1 업 컨버터(33)는 전치 왜곡된 포락선을 IF로 변환하고, 그 다음에 ML-IFPWM(35)에 공급한다. 부호화 결과는 제 2 업 컨버터(36)에 의해 RF로 더 업 컨버트된다. 바람직한 실시의 형태의 송신기(30)에서, 전력 증폭기(37)는 멀티 레벨 펄스열을 입력으로서 받아서, 필요한 대역 내 정보를 포함하는 고속 펄스열 신호를 증폭하는 스위칭 전력 증폭기(바람직하게는 클래스 S의 PA 모듈)이다.
SMPA(37)의 출력의 일부분은 디지털 다운 컨버터(DDC)(38)에 연결되어 다시 디지털화되고, 이 디지털 다운 컨버터는 RF 신호를 다운 컨버트하여 피드백 데이터로서 베이스밴드로 되돌린다. 입력 데이터는 지연 블록(310)을 통해서 이 피드백과 정렬될 수 있다. 아래쪽의 결합기(391)는 오차 데이터(392)를 구하며, 이 오차 데이터는 위쪽의 결합기(393)에 의해 입력 데이터로부터 사전에 감산되어 정정된 데이터(394)가 생성된다. 이 피드백 루프는 SMPA(37)의 왜곡을 정정한다. 정정된 데이터의 포락선은 진폭 위상 스플리터(31)(바람직하게는 좌표 회전 디지털 컴퓨터(CORDIC))에 의해 계산된다. 블록 LUT(32)는 이 포락선을 전치 왜곡하여 ML-IFPWM(35)의 왜곡을 정정한다.
도 4a는 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 각 송신되는 프레임 또는 서브프레임에 적응적인 고정 임계치의 세트를 결정하는 방법의 개략도를 나타낸다. 본 방법은 메모리(42)에 접속된 프로세서(40)에 의해 실현될 수 있다. 프레임의 베이스밴드 입력 데이터(41)는 벡터 또는 어레이로서 메모리(42)에 기억된다. 그 후, 프로세서(40)는 프레임 내의 데이터로부터 확률 밀도 함수(PDF)(44)를 결정한다(43). 이 PDF는 적분되어(45) 누적 분포 함수(CDF)의 곡선(46)을 생성한다. CDF 곡선(46)으로부터, 임계치(48)의 세트가 선택되고, 예컨대, CDF 곡선은 등간격으로 되어 있다. 이 프로세스는 프레임마다 적응적으로 반복되어(49) 임계치(48)의 세트가 최적인 상태를 유지하는 것을 보장한다.
도 4b는 본 발명의 다른 실시의 형태에 따른 선형화 방법의 플로차트(400)를 나타낸다. 이 실시의 형태는 입력 데이터와 피드백(410)을 이용하여 결정된 오차(409)를 감산하는 것에 의해 정정된 데이터를 결정하고(401) 이 정정된 데이터의 포락선을 추출한다(402). 이 포락선의 PDF(403) 및 CDF(404)가 결정된다. CDF를 고려하면, 각 양자화 레벨에 대한 임계치의 세트는 CDF 곡선으로부터 선택된다(405). AM-AM 변환 함수(406) 및 LUT(407)가 상술한 바와 같이 결정되어, LUT(407)의 탐색을 통해서 입력 데이터의 포락선을 전치 왜곡하는데 이용된다(408). 이러한 스텝은 프레임마다 적응적으로 반복되어 전력 부호화 효율이 항상 최적화되는 것을 보장한다. 전력 인코더(412)는 전치 왜곡된 데이터를 부호화하고 송신을 위해 전력 증폭기(411)에 출력한다. 전력의 작은 부분이 피드백되어(410) 전력 증폭기(411)에 기인한 왜곡 오차를 계산할 수도 있다.
도 5는 몇몇의 실시의 형태에 따른 다이렉트 디지털 RF 송신기(50)의 블록도를 나타낸다. 이러한 실시의 형태에서, LUT에 근거하는 전치 왜곡 블록은 인코더의 앞에 배치되어 비선형성을 더 보상한다. 인코더의 뒤에는, 4위상 LO가 채용되어 IF IQ 신호를 RF 대역으로 업 컨버트한다. 따라서, 이 실시의 형태는 저감된 샘플링 레이트에 있어서의 2단계 디지털 업 변환이다. 이것은 파이프라인 아키텍처이기 때문에, 이러한 실시의 형태는 병렬 실시를 이용하여 보다 높은 시간 영역 양자화를 위해 샘플링 레이트를 증가시켜 소망하는 선형성을 달성할 수 있다.
입력 데이터는 복소적이고 동상(I) 경로 및 직교 위상(Q) 경로의 양쪽을 포함한다. 이 복소 입력은 좌표 회전 디지털 컴퓨터(CORDIC) 블록(51)에 의해 처리되어 직교 좌표 데이터를 극좌표 데이터(즉, 포락선(ENV) 및 위상 θ)로 변환한다. LUT 전치 왜곡 유닛(52)은 비선형 ML-IFPWM(54)의 전력 인코더의 선형성 정정용으로 ENV를 전치 왜곡하는 것이 가능하게 된다. 이 출력은 PRE로 나타나고 있다. 위상 변조기(56)는 IF 반송파 주파수(예컨대, LTE 어플리케이션의 경우 100㎒)에 있어서 위상 변조(PM) IQ 신호(LOIFI 및 LOIFQ)를 생성한다. 2개의 IF 디지털 업 컨버터(DUC)(53)는 PRE를 각각 LOIFI 및 LOIFQ와 혼합한다.
IF DUC(53)의 출력 IFI 및 IFQ는 예컨대 도 3에 나타내는 2개의 ML-IFPWM 전력 인코더(54)에 의해 부호화된다. 생성된 펄스열은 PWMI 및 PWMQ이다. 디지털 업 컨버터의 다른 세트는 PWMI 및 PWMQ를 각각 LORFI{1, 0, -1, 0, …} 및 LORFQ{0, 1, 0, -1, …}와 혼합한다. 이러한 결과는 결합기(55)에 의해 출력 RFin에 더해지고(즉, RFin=PWMIㆍLORFI+PWMQㆍLORFQ), 그 다음에 맵퍼(57)가 멀티 레벨 RFin을 제어 비트 신호로 변환한다.
통상, (2M-1)레벨의 펄스열은 M비트의 제어 비트를 필요로 하고, 예컨대, 3레벨 IFPWM 신호의 경우에는 2비트, 5레벨 IFPWM 신호의 경우에는 3비트를 필요로 한다. M비트의 제어 비트는 59에 있어서의 전력 증폭기(예컨대, 클래스 S의 PA)의 스위치(예컨대, GaN 트랜지스터를 이용한다)를 제어하는 2치 스위칭 신호 SW(0 : M-1)이다. 멀티 비트 입력에 적합하게 하기 위해, 전력 증폭기는 3레벨 신호의 경우에는 H 브리지로 구성될 수도 있고, 5레벨 이상의 신호의 경우에는 병렬화 H 브리지로 구성될 수도 있다.
전력 증폭기의 출력으로부터의 피드백도 있을 수 있다. 이 피드백은 전력 증폭기에 의해 도입된 비선형성을 특징짓기 위해 소량의 전력을 입력에 연결하여 되돌린다. 전력 증폭기의 앞에는, 멀티 비트 입력을 동기시킴과 아울러 전력 증폭기의 입력 전력 요건에 도달하도록 약간의 증폭도 제공하는 버퍼 드라이버(58)가 필요하게 된다. 59 내에서, 클린 아날로그 RFout를 송신하기 위해 대역 외 양자화 잡음을 필터링하는 대역 통과 재구성 필터(BPF)가 SMPA 모듈에 포함될 수도 있고, 예컨대, BPF 또는 별도로 설계된 추가의 에너지 리사이클링 블록(예컨대, 광대역 RF-DC 정류기)은 그러한 불필요한 스펙트럼 성분에 관련한 RF 전력을 리사이클하여 SMPA DC 전원에 되돌릴 수 있다. RFout는 안테나에 의한 송신에 적합하다. 다른 종래의 송신기 구성 요소 및 수신기 구성 요소, 예컨대, 전력 반사의 영향을 제거하는 아이솔레이터도 이용될 수 있다.
전력 부호화 효율의 균일하지 않은 분포치
도 6은 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 전력 인코더(600)의 블록도를 나타낸다. 전력 인코더(600)는 적어도 2개의 양의 전압 임계치를 갖는 전압 임계치의 세트(620)에 따라 신호(630)를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호(615)를 생성하는 펄스 폭 변조기(610)를 구비한다. 한 실시의 형태에서, 이 변조기는 무선 주파수(RF) 변조기이고, PWM 신호는 RF 펄스열이다. 다른 실시의 형태에서, 이 변조기는 중간 주파수(IF) 변조기이고, PWM 신호는 IF 펄스열이다.
전력 인코더(600)는 PWM 신호(615)를 증폭하여 출력 신호(645)를 생성하는 스위치 모드 전력 증폭기(SMPA)(640)도 구비한다. 출력 신호(645)는 PWM 신호의 진폭에 따라 SMPA의 스위칭 디바이스(650)의 상태를 스위칭하는 것에 의해 생성된다. 본 발명의 다양한 실시의 형태에서, 전압 임계치(620)의 값의 분포 및 상이한 스위칭 디바이스(650)에 의해 생성되는 전류의 값의 분포 중 적어도 하나 또는 그 조합은 균일하지 않다.
본 발명의 몇몇의 실시의 형태는 신호를 변조하는 펄스 폭 변조기에 의해 이용되는 전압 임계치의 값의 균일한 분포가 신호의 비선형성 및 고주파수 잡음을 보상하는 변조기의 능력을 제한한다는 인식에 근거한다. 몇몇의 실시의 형태는 전력 부호화 효율이 신호의 통계적 특성에 의존할 뿐만 아니라, 양 또는 음의 전압 임계치의 비에도 의존한다는 추가적인 이해 및 대응하는 이유에 근거한다. 예컨대, 몇몇의 실시의 형태에서, 2개의 전압 임계치의 비는 0.3에서 0.4까지이다. 한 실시의 형태에서, 이 비는 0.35이다.
도 7은 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 5레벨 PWM 신호(720)를 생성하는 5개의 값 V2, -V1, V0, V1, 및 V2를 포함하는 전압 임계치의 세트(715)를 이용한 신호(710)의 변조를 나타내는 개략도를 나타낸다. 도 7로부터 알 수 있듯이, 전압 임계치의 값의 선택은 PWM 신호(720)의 일정한 진폭 값의 존재 및 길이, 예컨대 W1 및 W2를 통제한다.
본 발명의 몇몇의 실시의 형태에서, 전압 임계치(715)의 값의 분포는 균일하지 않다. 구체적으로는, 인접한 전압 임계치 사이의 거리는 일정하지 않다. 예컨대, 2개의 양의 임계치, 즉 제 1 전압 임계치 V1 및 제 2 전압 임계치 V2에 있어서, 인접한 전압 임계치 V0의 값과 V1의 값의 사이의 거리(740)는 인접한 전압 임계치 V2의 값과 V1의 값의 사이의 거리(730)와 동일하지 않다. 예컨대, 비 av=V1/V2은 0.3에서 0.4까지이고, 예컨대, av=0.35이다.
본 발명의 몇몇의 실시의 형태는 전압 임계치의 균일하지 않은 분포에 더하여 또는 이것을 대신하여, 변조 신호를 증폭하는 SMPA의 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 균일하지 않은 분포도 전력 인코더의 효율을 개선할 수 있다는 다른 인식에 근거한다. 예컨대, 몇몇의 실시의 형태에서, 변조 신호는 멀티 레벨 PWM 신호이고, 변조 신호의 하나의 레벨에서 생성되는 전류와 변조 신호의 다음의 레벨에서 생성되는 전류의 비는 0.2에서 0.4까지이다.
도 8은 PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스, 예컨대 스위칭 디바이스(820)의 상태를 스위칭하는 것에 의해 증폭된 출력 신호(815)를 생성하는 SMPA(810)의 블록도를 나타낸다. 몇몇의 실시의 형태에서, SMPA(810) 내의 복수의 스위칭 디바이스는 세트(715) 내의 복수의 전압 임계치에 의존한다. 예컨대, 한 실시의 형태에서 PWM 신호는 (2n+1)개의 레벨을 갖고, n은 양의 자연수이고, 이 임계치의 세트는 전압 임계치의 n개의 0이 아닌 값을 포함하고, SMPA는 PWM 신호의 n개의 0이 아닌 레벨의 균일하지 않은 총 전류 능력을 갖는 2n개의 스위칭 디바이스를 구비한다.
PWM 신호(720)의 진폭은 맵퍼(830)에 의해 제어 신호로 변환된다. 예컨대, 5레벨 PWM 신호의 경우, 맵퍼(830)는 PWM 신호를 제어 비트 신호로 맵핑 또는 변환하는 8개의 ON/OFF 스위치를 구비할 수 있다. 멀티 비트 입력에 적합하게 하기 위해, 전력 증폭기(810)는 3레벨 신호용의 H 브리지 또는 5레벨 이상의 신호용의 병렬 H 브리지로 구성될 수 있다.
몇몇의 실시의 형태에서, 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 분포는 균일하지 않다. 예컨대, 몇몇의 실시의 형태에서, 스위칭 디바이스(820)는 상이한 전류를 생성하는 상이한 치수를 갖는 트랜지스터이다. 예컨대, 이러한 트랜지스터는 상이한 게이트의 폭을 갖는 GaN 트랜지스터일 수 있다.
한 실시의 형태에서, 전력 증폭기는 각 레벨마다 In 전류를 생성하는, PWM 신호의 n개의 0이 아닌 레벨의 2n개의 스위칭 디바이스를 구비하고, 여기서 비 av=Vn-1/Vn 및 비 ai=In-1/(In-1+In)은 0.2에서 0.4까지이다. 예컨대, 전력 증폭기는 PWM 신호의 제 1 레벨에서 I1 전류를 생성하도록 제 1 값 I1을 갖는 전류를 생성하는 제 1 스위칭 디바이스를 구비하고, PWM 신호의 제 2 레벨에서 I1+I2 전류를 생성하도록 제 2 값 I2를 갖는 전류를 생성하는 제 2 스위칭 디바이스를 구비하고, 비 ai=I1/(I1+I2)은 0.2에서 0.4까지이다.
도 9는 전압 임계치와 PWM 신호의 상이한 레벨에서 생성되는 전류의 비(910)의 상이한 조합을 갖는 표를 나타낸다. 이 표에 따르면, 한 실시의 형태는 전압 임계치의 값 및 생성되는 전류의 값의 균일하지 않은 분포의 조합(920)을 이용하여 전력 부호화 효율을 개선한다. 이 실시의 형태는 5%보다 크게 전력 부호화 효율을 개선한다.
예컨대, 한 실시의 형태에서, 임계치의 세트는 PWM 신호의 제 1 레벨의 제 1 전압 임계치 V1 및 PWM 신호의 제 2 레벨의 제 2 전압 임계치 V2를 포함하고, 비 av=V1/V2은 0.3에서 0.4까지이다. 또한, 전력 증폭기는 PWM 신호의 제 1 레벨에서 I1 전류를 생성하도록 제 1 값 I1을 가지는 전류를 생성하는 제 1 스위칭 디바이스를 구비하고, 전력 증폭기는 PWM 신호의 제 2 레벨에서 I1+I2 전류를 생성하도록 제 2 값 I2를 갖는 전류를 생성하는 제 2 스위칭 디바이스를 구비하고, 비 ai=I1/(I1+I2)은 0.2에서 0.4까지이다.
전력 부호화 효율의 동적인 갱신
3레벨 고정 임계치 PWM의 경우, 이론상의 전력 부호화 효율은
Figure 112016126569954-pct00002
이고, 여기서 x는 원래의 베이스밴드 신호의 진폭이고,
Figure 112016126569954-pct00003
은 레일리 분포에 의해 피팅된 x의 PDF이다.
5레벨 고정 임계치 PWM의 경우, 이론상의 전력 부호화 효율은
Figure 112016126569954-pct00004
이고, 여기서 x는 원래의 베이스밴드 신호의 진폭이고,
Figure 112016126569954-pct00005
은 레일리 분포에 의해 피팅된 x의 PDF이고, a는 전치 왜곡된 진폭이고, V1 및 V2는 2개의 임계치(V1<V2)이고, 그들의 비는
Figure 112016126569954-pct00006
및
Figure 112016126569954-pct00007
이다.
식 (1a)에서, ηCODE는 입력 신호의 fx(x)에만 관련되고, 따라서, 어느 임계치도 동일한 전력 부호화 효율을 초래하고, 이 전력 부호화 효율은 이 LTE 베이스밴드 신호의 경우 약 46%이다. 식 (2a) 및 (2b)에서, ηCODE는 입력 신호의 fx(x)에 관계될 뿐만 아니라, 임계치 비 α에도 관계된다. 그리고, 최적해가 존재한다. 즉, α=0.3~0.4일 때, 전력 부호화 효율은 약 77%로 최대화된다. 또한, 그 이외의 해석은 분포의 피팅된 스케일 파라미터가 σ=0.1, 0.2, …, 0.9인 한 α=0.35는 전력 부호화 효율을 최대로 하는 5레벨 PWM의 거의 모든 레일리 분포 신호 패턴에 적용될 수 있는 것을 나타낸다.
본 발명의 실시의 형태의 몇몇의 디지털 구현에서, 샘플링 정밀도를 최대한으로 활용함과 아울러 선형성 성능을 열화시키지 않도록 너무 크지도 너무 작지도 않은 2개의 임계치의 절대치가 선택된다.
3레벨 PWM 신호의 변조된 펄스 폭 W는
Figure 112016126569954-pct00008
와 같이 나타내어질 수 있고, 여기서 fc는 신호의 반송파 주파수이고, a는 각 기간에 있어서의 순간 포락선이고, V는 세트 715 내의 임계치이다. 정상 상태 폭 W를 갖는 임의의 PWM 신호에 대하여, 그 기본파의 진폭은
Figure 112016126569954-pct00009
이다.
식 (3)을 식 (4)에 대입하면 그 결과는 AM-AM 함수
Figure 112016126569954-pct00010
가 된다.
3레벨의 경우와 유사하게, 5레벨 고정 임계치 PWM의 AM-AM 함수는
Figure 112016126569954-pct00011
와 같이 구축될 수 있다.
이것은 균일하지 않은 전류 분포가 스위칭 디바이스에 이용될 때 그것에 따라 전치 왜곡에 의해 선형화하도록 변경될 수 있다.
현재의 무선 통신의 엄격한 선형성 요건을 만족시기 위해, 전치 왜곡을 이용하여 PWM 변환의 비선형성을 선형화할 수 있다. 3레벨 PWM 신호의 경우, 전치 왜곡된 신호 a는
Figure 112016126569954-pct00012
일 수 있다.
5레벨 PWM 신호의 경우, 전치 왜곡된 신호 a는
Figure 112016126569954-pct00013
일 수 있고, 여기서
Figure 112016126569954-pct00014
이고,
Figure 112016126569954-pct00015
이다.
입력 신호의 동상(I) 성분 x1 및 직교(Q) 성분 xQ의 양쪽이 정규 분포를 갖기 때문에, 송신 신호는 복소 가우스 변수이다. 포락선
Figure 112016126569954-pct00016
은 레일리 분포를 갖는다. 레일리 피팅된 입력 포락선 신호의 확률 밀도 함수는 PDF
Figure 112016126569954-pct00017
이고, CDF
Figure 112016126569954-pct00018
이다. 스케일 파라미터 σ는
Figure 112016126569954-pct00019
로부터 계산된다.
향후의 계산의 편의상, 부분 모멘트를
Figure 112016126569954-pct00020
과 같이 정의하고, 여기서
Figure 112016126569954-pct00021
는 불완전 감마 함수이다. (9)로부터
Figure 112016126569954-pct00022
를 결정하고, 여기서 오차 함수
Figure 112016126569954-pct00023
는
Figure 112016126569954-pct00024
로서 정의된다.
전력 부호화 효율 함수는 주파수 스펙트럼 영역에 있어서의 전체 대역에 걸친 소망하는 대역 내의 전력 비이다. 변조 신호의 경우, 대역 내 신호 xPS(t)=xcos(2πfct)의 평균 전력은
Figure 112016126569954-pct00025
이다.
총 신호 전력은 시간 영역에 있어서의 파형 평균 제곱 전력과 동일하다. 3레벨 및 5레벨의 경우,
Figure 112016126569954-pct00026
이다.
평균 부호화 효율의 일반적인 형태는
Figure 112016126569954-pct00027
이고, 여기서 a는 (8)에 나타내어진 것이다.
Ptot _5(x)는
Figure 112016126569954-pct00028
와 같이 기술될 수 있다.
식 (14)에 근거하면, 3레벨 PWM 신호의 전력 부호화 효율은 신호의 통계적 특성(즉 fx(x))에만 의존한다. 5레벨 PWM 신호의 경우, 식 (15) 및 (16)에서, 신호의 통계적 특성 fx(x)에 더하여, 전력 부호화 효율은 다른 파라미터인 전압 임계치의 값의 비 α에도 관련된다. 보통 fx(x)는 특정한 입력 신호로부터 주어진다. 비 α는 Ptot _5(x)를 최소로 하도록 최적화될 수 있는 설계 파라미터이고, 이 최적화는 식 (15)에 따르면 최대의 전력 부호화 효율을 초래한다.
몇몇의 실시의 형태는 다음과 같이 부호화 효율의 결정의 몇몇의 근사를 실행한다. 즉, 메트릭 (16)의 제 1 항에 있어서의
Figure 112016126569954-pct00029
을 고려하면, (x=0에 있어서의) 3차 테일러 급수 전개는
Figure 112016126569954-pct00030
으로서 주어진다. 따라서, 메트릭 (16)의 제 1 항은
Figure 112016126569954-pct00031
과 같이 근사될 수 있다.
메트릭 (16)의 제 2 항에 있어서의
Figure 112016126569954-pct00032
을 고려하면, (x=0에 있어서의) 3차 테일러 급수 전개는
Figure 112016126569954-pct00033
으로서 주어진다.
따라서, 메트릭 (16)의 제 2 항은
Figure 112016126569954-pct00034
과 같이 근사될 수 있다.
메트릭 (16)의 마지막 항에 있어서의
Figure 112016126569954-pct00035
을 고려하면, (x=0에 있어서의) 3차 테일러 급수 전개는
Figure 112016126569954-pct00036
으로서 주어진다.
따라서, 메트릭 (16)의 마지막 항은
Figure 112016126569954-pct00037
과 같이 근사될 수 있다.
이 근사된 메트릭은 (17), (18), 및 (19)를 (16)에 대입하는 것에 의해서도 형성될 수 있고,
Figure 112016126569954-pct00038
을 얻을 수 있고, 여기서 M1(ㆍ), M2(ㆍ), 및 M3(ㆍ)는 (10)에 나타내어진 것이다.
계산은 비 α=0.3~0.4를 이용하면 (20)의 최소해가 존재하는 것을 나타낸다. 또한, 추가의 계산은 이 최적 스폿이 모든 σ=0.1, 0.2, …, 0.9에 대하여 존재하는 것을 실증한다. 따라서, 비 α=0.35는 5레벨 고정 임계치 PWM의 다양한 시나리오에 이용될 수 있다. 최적화된 임계치 비가 결정되면, 몇몇의 실시의 형태는 최적의 LUT 전치 왜곡 유닛 및 멀티 레벨 전력 인코더를 구현하는 전압 임계치의 세트를 선택한다.
도 10은 본 발명의 몇몇의 실시의 형태에 따른 전압 임계치의 세트를 동적으로 선택하는 방법의 플로차트를 나타낸다. 입력 신호 데이터(1001)가 레일리 분포에 의해 피팅되어(1002) 스케일 파라미터 σ를 결정한다. 확률 밀도 함수(PDF) 및 누적 분포 함수(CDF)가 스케일 파라미터 σ를 이용하여 결정된다(1003). 다음으로, 부분 모멘트 함수가 PDF를 이용하여 계산된다(1004).
고정 임계치 PWM 전력 인코더가 AM-AM 함수에 의해 모델화된다(1005). 예컨대, 전치 왜곡 블록이 AM-AM 함수의 역함수에 의해 모델화된다(1006). 이론상의 전력 부호화 효율 목표 함수가 결정된다(1007).
몇몇의 실시의 형태에서, 이 방법은 PWM 신호의 양자화 레벨에 근거하여 분할된다(1008). 3레벨의 경우, 전력 부호화 효율(1011)은 직접 계산될 수 있다. 5레벨의 경우, 목표 함수(1007)는 총 신호 전력을 최소로 하는 것에 의해 최적화된다(1009). 최적의 임계치 비(1010)가 결정되어 5레벨 이상의 전력 부호화 효율(1011)을 생성한다. 한 실시의 형태에서, 프로세서는 왜곡 입력 신호의 각 프레임마다 고정 임계치의 세트, 변환 함수, 및 LUT를 결정한다.
(산업상 이용가능성)
본 발명의 상기 전력 인코더 및 상기 전력 부호화의 방법은 많은 종류의 분야에 적용 가능하다.

Claims (21)

  1. 적어도 3개의 양의 전압 임계치를 포함하는 임계치의 세트에 따라 신호를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 펄스 폭 변조기와,
    상기 PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스의 상태를 스위칭하는 것에 의해 상기 PWM 신호를 증폭하는 스위치 모드 전력 증폭기
    를 구비하고,
    상기 세트 내의 상기 전압 임계치의 값의 분포 및 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 분포 중 적어도 하나 또는 그들의 조합은 균일하지 않고, 상기 세트 내의 상기 전압 임계치의 값의 균일하지 않은 분포에 있어, 인접한 전압 임계치 사이의 거리는 일정하지 않으며,
    상기 임계치의 세트는 제 1 전압 임계치 및 제 2 전압 임계치를 포함하고, 상기 제 1 전압 임계치 및 상기 제 2 전압 임계치의 비는 0.3에서 0.4까지인
    전력 인코더.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 비는 0.35인 전력 인코더.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 전력 증폭기의 상기 스위칭 디바이스는 상이한 전류를 생성하는 상이한 치수를 갖는 트랜지스터를 포함하는 전력 인코더.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 PWM 신호는 (2n+1)개의 레벨을 갖고, n은 양의 자연수이고, 상기 임계치의 세트는 전압 임계치의 n개의 0이 아닌 값을 포함하고, 상기 전력 증폭기는 상기 PWM 신호의 상기 n개의 0이 아닌 레벨에 대하여 균일하지 않은 전류 능력을 갖는 2n개의 스위칭 디바이스를 구비하는 전력 인코더.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 임계치의 세트는 상기 PWM 신호의 제 1 레벨의 제 1 전압 임계치 V1 및 상기 PWM 신호의 제 2 레벨의 제 2 전압 임계치 V2를 포함하고, 비 av=V1/V2는 0.3에서 0.4까지이고, 상기 전력 증폭기는 상기 PWM 신호의 상기 제 1 레벨에 대하여 I1 전류를 생성하도록, 제 1 값 I1을 갖는 전류를 생성하는 제 1 스위칭 디바이스를 구비하고, 상기 전력 증폭기는 상기 PWM 신호의 상기 제 2 레벨에 대하여 I1+I2 전류를 생성하도록, 제 2 값 I2를 갖는 전류를 생성하는 제 2 스위칭 디바이스를 구비하고, 비 ai=I1/(I1+I2)은 0.2에서 0.4까지인 전력 인코더.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 PWM 신호는 (2n+1)개의 레벨을 갖고, n은 양의 자연수이고, 상기 임계치의 세트는 상기 전압 임계치의 n개의 0이 아닌 값 Vn을 포함하고, 상기 전력 증폭기는 각 레벨마다 In 전류를 생성하는, 상기 PWM 신호의 상기 n개의 0이 아닌 레벨의 2n개의 스위칭 디바이스를 구비하고, 비 av=Vn-1/Vn 및 비 ai=In-1/(In-1+In)은 0.2에서 0.4까지인 전력 인코더.
  7. 제 1 항에 있어서,
    입력 신호를 포락선 신호 및 위상 변조 신호로 분할하는 진폭 위상 스플리터와,
    룩업테이블(LUT)을 이용하여 상기 포락선 신호를 왜곡하여 왜곡 포락선 신호를 생성하는 전치 왜곡 유닛으로서, 상기 룩업테이블은, 변환 함수의 비선형 맵핑을 기억하는 것인, 상기 전치 왜곡 유닛과,
    상기 왜곡 포락선 신호를 상기 위상 변조 신호와 조합하여 왜곡 입력 신호를 생성하는 디지털 컨버터
    를 더 구비하고,
    상기 신호는 상기 왜곡 입력 신호이고, 상기 변조기는 상기 임계치의 세트를 이용하여 변환 함수에 따라 상기 왜곡 입력 신호를 변조하여 상기 PWM 신호를 생성하고, 상기 왜곡 입력 신호와 상기 PWM 신호 사이의 관계는 비선형인
    전력 인코더.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 변조기는 무선 주파수(RF) 변조기이고, 상기 디지털 컨버터는 상기 PWM 신호가 RF 펄스열이 되도록, RF 반송파 신호를 이용하여 상기 왜곡 포락선 신호 및 상기 위상 변조 신호를 업 컨버트하는 전력 인코더.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 변조기는 중간 주파수(IF) 변조기이고, 상기 디지털 컨버터는 상기 PWM 신호가 IF 펄스열이 되도록, IF 반송파 신호를 이용하여 상기 왜곡 포락선 신호 및 상기 위상 변조 신호를 업 컨버트하는 전력 인코더.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 IF 펄스열을 무선 주파수(RF) 펄스열로 변환함과 아울러 상기 RF 펄스열을 상기 스위치 모드 전력 증폭기에 송출하는 제 2 디지털 업 컨버터를 더 구비하는 전력 인코더.
  11. 제 7 항에 있어서,
    각 임계치의 값은 상기 입력 신호의 일부분의 확률 밀도 함수(PDF)에 근거하는 전력 인코더.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 왜곡 입력 신호의 프레임을 기억하는 메모리와,
    상기 프레임 내의 데이터로부터 상기 PDF를 결정하고, 상기 PDF를 적분하여 누적 분포 함수(CDF)의 곡선을 생성하고, 상기 곡선에 근거하여 각 고정 임계치의 값을 선택하는 프로세서
    를 더 구비하는 전력 인코더.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 왜곡 입력 신호의 각 프레임마다 상기 고정 임계치의 세트, 상기 변환 함수, 및 상기 LUT를 결정하는 전력 인코더.
  14. 적어도 2개의 양의 전압 임계치를 포함하는 임계치의 세트에 따라 신호를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 것과,
    상기 PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스의 상태를 스위칭하는 것에 의해 상기 PWM 신호를 증폭하는 것
    을 포함하고,
    상기 세트 내의 상기 전압 임계치의 값의 분포 및 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 분포 중 적어도 하나 또는 그들의 조합은 균일하지 않고,
    상기 임계치의 세트는 상기 PWM 신호의 제 1 레벨의 제 1 전압 임계치 V1 및 상기 PWM 신호의 제 2 레벨의 제 2 전압 임계치 V2를 포함하고, 비 av=V1/V2은 0.3에서 0.4까지이고, 상기 증폭하는 것은 상기 PWM 신호의 상기 제 1 레벨에 대하여 I1 전류를 생성하도록, 제 1 값 I1을 갖는 전류를 생성하는 제 1 스위칭 디바이스와 상기 PWM 신호의 상기 제 2 레벨에 대하여 I1+I2 전류를 생성하도록, 제 2 값 I2를 갖는 전류를 생성하는 제 2 스위칭 디바이스를 구비하는 전력 증폭기를 이용하여 행해지고, 비 ai=I1/(I1+I2)은 0.2에서 0.4까지인
    전력 부호화 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 임계치의 세트는 제 1 전압 임계치 및 제 2 전압 임계치를 포함하고, 상기 제 1 전압 임계치 및 상기 제 2 전압 임계치의 비는 0.3에서 0.4까지인 전력 부호화 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 비는 0.35인 전력 부호화 방법.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 증폭하는 것은 상이한 전류를 생성하는 상이한 치수를 갖는 트랜지스터를 이용하여 행해지는 전력 부호화 방법.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 PWM 신호는 중간 주파수(IF) 펄스열이고,
    상기 IF 펄스열을 상기 증폭하는 것에 대비하여 무선 주파수(RF) 펄스열로 변환하는 것을 더 포함하는
    전력 부호화 방법.
  19. 적어도 3개의 양의 전압 임계치를 포함하는 임계치의 세트에 따라 신호를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 펄스 폭 변조기와,
    상기 PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스의 상태를 스위칭하는 것에 의해 상기 PWM 신호를 증폭하는 스위치 모드 전력 증폭기
    를 구비하고,
    상기 세트 내의 상기 전압 임계치의 값의 분포 및 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 분포 중 적어도 하나 또는 그들의 조합은 균일하지 않고, 상기 세트 내의 상기 전압 임계치의 값의 균일하지 않은 분포에 있어, 인접한 전압 임계치 사이의 거리는 일정하지 않으며,
    상기 PWM 신호는 (2n+1)개의 레벨을 갖고, n은 양의 자연수이고, 상기 임계치의 세트는 전압 임계치의 n개의 0이 아닌 값을 포함하고, 상기 전력 증폭기는 상기 PWM 신호의 상기 n개의 0이 아닌 레벨에 대하여 균일하지 않은 전류 능력을 갖는 2n개의 스위칭 디바이스를 구비하는
    전력 인코더.
  20. 적어도 2개의 양의 전압 임계치를 포함하는 임계치의 세트에 따라 신호를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 펄스 폭 변조기와,
    상기 PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스의 상태를 스위칭하는 것에 의해 상기 PWM 신호를 증폭하는 스위치 모드 전력 증폭기와,
    입력 신호를 포락선 신호 및 위상 변조 신호로 분할하는 진폭 위상 스플리터와,
    룩업테이블(LUT)을 이용하여 상기 포락선 신호를 왜곡하여 왜곡 포락선 신호를 생성하는 전치 왜곡 유닛으로서, 상기 룩업테이블은 변환 함수의 비선형 맵핑을 기억하는 것인, 상기 전치 왜곡 유닛과,
    상기 왜곡 포락선 신호를 상기 위상 변조 신호와 조합하여 왜곡 입력 신호를 생성하는 디지털 컨버터
    를 구비하고,
    상기 세트 내의 상기 전압 임계치의 값의 분포 및 상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값의 분포 중 적어도 하나 또는 그들의 조합은 균일하지 않고,
    상기 신호는 상기 왜곡 입력 신호이고, 상기 변조기는 상기 임계치의 세트를 이용하여 변환 함수에 따라 상기 왜곡 입력 신호를 변조하여 상기 PWM 신호를 생성하고, 상기 왜곡 입력 신호와 상기 PWM 신호 사이의 관계는 비선형인
    전력 인코더.
  21. 적어도 2개의 양의 전압 임계치를 포함하는 임계치의 세트에 따라 신호를 변조하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 펄스 폭 변조기와,
    상기 PWM 신호의 진폭에 따라 스위칭 디바이스의 상태를 스위칭하는 것에 의해 상기 PWM 신호를 증폭하는 스위치 모드 전력 증폭기
    를 구비하고,
    상이한 스위칭 디바이스에 의해 생성되는 전류의 값은 균일하지 않고,
    상기 전력 증폭기는 상기 PWM 신호의 제 1 레벨에 대하여 I1 전류를 생성하도록 제 1 값 I1을 갖는 전류를 생성하는 제 1 스위칭 디바이스와, 상기 PWM 신호의 제 2 레벨에 대해 I1+I2 전류를 생성하도록 제 2 값 I2를 갖는 전류를 생성하는 제 2 스위칭 디바이스를 구비하고, 비 ai=I1/(I1+I2)은 0.2에서 0.4까지인
    전력 인코더.
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