JP6289667B2

JP6289667B2 - 電力エンコーダー

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Publication number: JP6289667B2
Application number: JP2016561035A
Authority: JP
Inventors: 俊昭秋濃; ズ、キウヤオ; マ、ルイ; テオ、クーン・フー
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-07-28
Filing date: 2015-07-22
Publication date: 2018-03-07
Anticipated expiration: 2035-07-22
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Description

この発明は、包括的には、電力増幅器の線形化に関し、より詳細には、マルチレベルデジタルパルス幅変調エンコーダーの線形化に関する。

ダイレクトデジタル無線周波数(ＲＦ)送信機(ＴＸ)は、デジタルアナログＲＦ送信機と比較して幾つかの利点を有する。ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、アンテナの近くにデジタルアナログインターフェースを配置し、このため、必要とされるアナログ構成要素がより少なくなる。同相(Ｉ)信号及び直交位相(Ｑ)信号の不整合、局部発振器リーク、画像歪みのような一般的なアナログ問題は、大部分軽減することができ、回避することさえできる。ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、機敏なデジタル信号処理によって可能にされたマルチモード動作及びマルチ帯域動作を通じてシステム柔軟性も高める。加えて、ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、その本質がデジタルフレンドリーであり、高速化及び高密度化しているデジタル処理、高レベルの集積化を利用する。このため、ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、無線基地局及びモバイルアプリケーションの双方にとって利益を有する。

ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、再構成帯域通過フィルター(ＢＰＦ)に加えてＤＳＭ(デルタシグマ変調)、ＰＷＭ(パルス幅変調)、及びＰＰＭ(パルス位置変調)等の特定の電力符号化方式を用いるクラスＤ電力増幅器又はクラスＳ電力増幅器等のスイッチングモード電力増幅器(ＳＭＰＡ)を備える。

現代の無線通信システムの厳格な線形性要件を満たすために、従来のＳＭＰＡタイプの送信機のほとんどは、電力エンコーダーとしてＤＳＭを用いる。そのような変調器の例には、帯域通過デルタシグマ変調(ＢＰＤＳＭ)に基づくクラスＳ電力増幅器が含まれる。これについては、例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４を参照されたい。ＤＳＭは、フィードバックループを有する雑音シェーピング関数である。これは、帯域外スペクトルに対する帯域内雑音を増加させる可能性がある。帯域内信号対雑音比(ＳＮＲ)は、６０ｄＢよりも大きくなる可能性がある。

高い帯域内ＳＮＲが望まれるが、近傍帯域(near band)量子化雑音が突然増加する可能性がある。したがって、フィルタリングされたＲＦ信号をスペクトル放出マスクと整合させるには、ＢＰＦに対して極めて高いＱ値(quality factor)が必要とされる。さらに、ＤＳＭに基づくダイレクトデジタルＲＦ送信機は、電力エンコーダーの低い電力符号化効率に起因して、全体の電力を非効率にする可能性がある。

電力の観点から、ＲＦ電力増幅器(ＰＡ)は、送信機内で最も多くのエネルギーを消費する。この送信機の主な利点は、ＳＭＰＡが、常にＯＮ(飽和)動作領域とＯＦＦ(カットオフ)動作領域との間にあり、高いピーク効率を達成するということである。しかしながら、第３世代(３Ｇ)及び第４世代(４Ｇ)のセルラー移動通信システムに一般的である一定でない包絡線信号が単一ビットのデジタル化信号に符号化される場合、電力符号化効率として定義されるデジタル化信号の電力全体にわたる帯域内電力は低い。なぜならば、量子化雑音の発生が不可避であり、システム線形性の仕様から必要とされる雑音シェーピング関数に起因して周波数領域全体にわたり広く拡散されるからである。この雑音信号もＳＭＰＡによって増幅されるので、不要な雑音電力が浪費され、これによって、過度な電力損失及び総ＴＸ効率の劣化の双方が引き起こされる。

低電力符号化効率は、デルタシグマ電力符号化方式における雑音シェーピングに由来している。代替的に、幾つかの従来の符号化方式は、様々なＰＷＭ技法を用いて、電力符号化効率に対処している。例えば、ＰＷＭに基づく幾つかの新たな高効率電力符号化方式は、ＲＦＰＷＭアーキテクチャ及び３レベルＰＷＭアーキテクチャを含む。ＰＷＭ量子化の本来的な非線形性のために、線形性能は、エンコーダーにおいて劣化する。双方の電力符号化方式は、アナログ高速比較器を用いて構築され、これらの比較器は、比較される基準信号として、より高い周波数の三角波形又はのこぎり波形を用いる。

特許文献５は、３レベルＰＷＭ電力符号化方式のプリエンファシス線形化ブロックを開示している。このプリエンファシスブロックは、ＲＦＰＷＭ電力符号化の変換関数(transfer function)の逆関数を用いる。このプリエンファシスブロックの出力は、ＲＦＰＷＭエンコーダーの入力に送出される。理想的には、プリエンファシスは、ＲＦＰＷＭエンコーダーによる非線形性を訂正することができる。しかしながら、これは、逆関数が存在しかつ解析的に導出することができるときにしか可能でない。

例えば、特許文献５のシステムは、比較的単純な３レベルＰＷＭを用い、そのため、逆関数を求めることができる。しかしながら、３レベルよりも多くのレベル、例えば、５レベルＲＦＰＷＭ符号化の場合、変換関数は、非常に複雑になる可能性があるので、その逆関数の解を導出することができず、これによって、プリエンファシスブロックを構築することが困難になる。したがって、この方法は、複雑な符号化を必要とする高周波数伝送には適していない。

米国特許出願公開第２００３／０２１０７４６号米国特許出願公開第２００６／０１８８０２７号欧州特許出願公開第２０６３５３６号米国特許第７，８２５，７２４号欧州特許出願公開第２５７５３０９号

したがって、新たな線形化方法、特に、高い電力符号化効率の電力エンコーダーが要求されている。

この発明の幾つかの実施の形態の１つの目的は、ダイレクトデジタルＲＦ送信機の線形性を補償することであり、例えば、広い帯域幅の高いピーク対平均電力比(ＰＡＰＲ)の無線通信信号の仕様を満たすことである。

この発明の幾つかの実施の形態は、信号を変調するパルス幅変調器(ＰＷＭ)によって用いられる電圧閾値の値の一様分布によって、変調器が信号の非線形性及び高周波数雑音を補償する能力が制限されるという認識に基づいている。幾つかの実施の形態は、電力符号化効率が、信号の統計的特性に依存するだけでなく、正又は負の電圧閾値の比にも依存するという更なる理解及び対応する根拠に基づいている。例えば、幾つかの実施の形態では、２つの電圧閾値の比は、０．３から０．４までである。１つの実施の形態では、この比は０．３５である。

この発明の幾つかの実施の形態は、電圧閾値の非一様分布に加えて又はこれに代えて、変調信号を増幅するスイッチモード電力増幅器(ＳＭＰＡ)のそれぞれ異なるスイッチングデバイスによって生成される電流の値の非一様分布も電力エンコーダーの効率を改善することができるという別の認識に基づいている。例えば、幾つかの実施の形態では、変調信号は、マルチレベルＰＷＭ信号であり、変調信号の１つのレベルについて生成される電流と、変調信号の次のレベルについて生成される電流との比は、０．２以上０．４以下である。

１つの実施の形態は、電圧閾値の非一様分布と、生成される電流の非一様分布との双方を用いる。この実施の形態は、電圧及び電流の分布並びにプリエンファシス線形化を最適化する方法を提供するとともに、電力符号化効率を５％よりも大きく改善する。

したがって、この発明の１つの実施の形態は、電力エンコーダーであって、少なくとも２つの正の電圧閾値を含む閾値のセットに従って信号を変調して、パルス幅変調(ＰＷＭ)信号を生成するパルス幅変調器と、ＰＷＭ信号の振幅に従ってスイッチングデバイスの状態をスイッチングすることによってＰＷＭ信号を増幅するスイッチモード電力増幅器と、を備え、セット内の電圧閾値の値の分布及びそれぞれ異なるスイッチングデバイスによって生成される電流の値の分布のうちの少なくとも一方又はそれらの組み合わせは非一様である、電力エンコーダーを開示する。

別の実施の形態は、電力符号化の方法であって、少なくとも２つの正の電圧閾値を含む閾値のセットに従って信号を変調して、パルス幅変調(ＰＷＭ)信号を生成することと、ＰＷＭ信号の振幅に従ってスイッチングデバイスの状態をスイッチングすることによってＰＷＭ信号を増幅することと、を含み、セット内の電圧閾値の値の分布及びそれぞれ異なるスイッチングデバイスによって生成される電流の値の分布のうちの少なくとも一方又はそれらの組み合わせは非一様である、方法を開示する。

この発明の幾つかの実施の形態による線形化を用いた電力エンコーダーのブロック図である。幾つかの実施の形態によるプリエンファシス線形化方法のブロック図である。１つの実施の形態による線形化マッピングの一例を示す図である。ルックアップテーブルの作成及び探索のブロック図である。図２に示すようなルックアップテーブルに基づく本ダイレクトデジタルＲＦ送信機線形化方法の回路概略図である。この発明の幾つかの実施の形態による固定閾値のセットを求める概略図である。本ダイレクトデジタルＲＦ送信機線形化方法のフローチャートである。この発明の幾つかの実施の形態によるダイレクトデジタルＲＦ送信機のブロック図である。この発明の幾つかの実施の形態による電力エンコーダーのブロック図である。この発明の幾つかの実施の形態による電圧閾値のセットを用いた信号の変調の概略図である。この発明の幾つかの実施の形態による増幅された出力信号を生成する電力エンコーダーのブロック図である。この発明の幾つかの実施の形態による電圧閾値とＰＷＭ信号のそれぞれ異なるレベルについて生成される電流との比のそれぞれ異なる組み合わせを示す表である。この発明の幾つかの実施の形態による電圧閾値のセットを動的に選択する方法のフローチャートである。

高度化されたスイッチモード電力増幅器(ＳＭＰＡ)、例えばクラスＳ増幅器は、重要な電力増幅器アーキテクチャのうちの１つとなっている。理論上の高い電力効率性及び動作柔軟性の利益は、ソフトウェア無線(ＳＤＲ：software-defined radio：ソフトウェア定義無線)のようなモバイル通信システムにおける次世代のダイレクトデジタル無線周波数(ＲＦ)送信機(ＴＸ)を可能にすることができる。

ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、クラスＳ増幅器を利用して、デルタシグマ変調器(ＤＳＭ)、パルス幅変調器(ＰＷＭ)、又はパルス位置変調器(ＰＰＭ)のような電力エンコーダーを介して生成された高速パルス列を増幅する。通常、高Ｑ値(＞５００)帯域通過フィルター(ＢＰＦ)は、信号をアナログＲＦに再構成して戻すのに用いられる。とりわけ、ガリウム窒素(ＧａＮ)ＲＦトランジスタ技術の最近の進歩によって、このアーキテクチャは、特にピコ／マクロ基地局セルラーアプリケーションにおいてより多くの注目を得ている。

パルス幅変調器(ＰＷＭ)は、無線通信ネットワーク又は有線通信ネットワークにおいてエアインターフェースを介して送信される無線信号の増幅に用いられる高効率のスイッチング電力増幅器に用いられる。原理上、ＰＷＭは、連続した振幅及び限られた帯域幅を有する信号の時間連続信号への理想的な変換を可能にする。

しかしながら、ＰＷＭは、本来的に非線形であり、この結果、変調信号の歪みをもたらす。このため、信号の必要とされる完全性／線形性を維持するために、特に、帯域内雑音フロア及び帯域外画像複製を抑制するために、この発明の幾つかの実施の形態は、データ信号をその量子化前に前置補償する。

図１Ａは、この発明の幾つかの実施の形態によるプリエンファシス線形化を有する電力エンコーダーの概略図１０を示している。振幅位相スプリッター１１は、入力信号１１を包絡線信号１１１及び位相変調信号１０９に分割する。包絡線信号１１１は入力信号の振幅を表し、位相変調信号１０９は入力信号の位相を表す。前置補償ユニット１２は、ルックアップテーブル(ＬＵＴ)を用いて包絡線信号１１１を歪ませ、歪み包絡線信号１２１を生成する。

この発明の幾つかの実施の形態は、ＰＷＭの変換関数は非線形であるが、入力信号、例えば包絡線信号は電力エンコーダーによって線形にマッピングされなければならないという認識に基づいている。さらに、マッピングの非線形性は、変換関数に依存し、常に解析的に求めることができるとは限らない。

幾つかの実施の形態は、変換関数を入力データに適用して、電力エンコーダーに入力されたデータと電力符号化によって出力されたデータとの間のマッピング、例えばＬＵＴを作成することによって、マッピングの非線形性を実験的に求めることができるという認識に基づいている。ＰＷＭの変換関数が前置補償されたデータを入力データに対して線形の値に変換するように、所定の非線形性マッピングに基づいて入力データを前置補償することが可能であるということが更に認識された。そのために、ＬＵＴは、以下でより詳細に説明するように、ＰＷＭ１４によって変調に用いられる変換関数の非線形マッピングを記憶する。

入力信号の振幅のみを訂正しなければならないので、デジタルコンバーター１３は、歪み包絡線信号１２１を位相変調信号１０９と結合されて、歪み入力信号１３１を生成する。次に、ＰＷＭ１４は、この歪み入力信号を変換関数に従って変調して、変調信号１４１を生成し、ＳＭＰＡ１５は、この変調信号１４１を増幅して、電力符号化信号１５１を生成する。歪み入力信号と変調信号との間の関係は非線形である。しかしながら、歪み入力信号は、ＰＷＭの変換関数に基づいて歪みを受けているので、元の入力信号と変調信号との間の関係は、実質的に線形となる。

１つの実施の形態では、ＰＷＭは、無線周波数(ＲＦ)ＰＷＭ(ＲＦＰＷＭ)であり、デジタルコンバーターは、変調信号がＲＦパルス列となるように、ＲＦ搬送波信号を用いて、歪み包絡線信号及び位相変調信号をアップコンバートする。代替的な実施の形態では、ＰＷＭは、中間周波数(ＩＦ)ＰＷＭ(ＩＦＰＷＭ)であり、デジタルコンバーターは、変調信号がＩＦパルス列となるように、ＩＦ搬送波信号を用いて、歪み包絡線信号及び位相変調信号をアップコンバートする。この実施の形態は、ＩＦパルス列をＲＦパルス列に変換して、このＲＦパルス列をＳＭＰＡに送出する第２のデジタルアップコンバーターも備えることができる。

図１Ｂは、幾つかの実施の形態によるプリエンファシス線形化方法のブロック図を示している。本方法は、プロセッサ１００によって実行することができる。マッピング、例えばＬＵＴ１３５が、順方向マッピングを用いて、変換関数を入力データ点のセットに適用することによって求められる(１３０)。例えば、プロセッサは、変換関数１０５を入力のデータ点１１５のセットに適用して、出力データ１２５を生成する(１２０)。この変換関数は、振幅対振幅(ＡＭ−ＡＭ)変換関数とすることができる。ＬＵＴ１３５は、入力１１０と変換の出力１２５との間のマッピングとして求められる(１３０)。

対照的に、歪みデータは、包絡線信号のデータ点に等しい変換関数の出力に対応する変換関数への入力を、ＬＵＴ１３５を用いて選択する(１４０)ことによって、包絡線信号のデータ点の逆方向マッピングによって求められる。

例えば、電力エンコーダーによる処理のために受信された入力データは、ＬＵＴ１３５を用いて歪みを受け(１４０)、歪みデータが生成される。この歪みデータ１４５は、その後、電力エンコーダーによって符号化され、入力データに対して線形である符号化データが生成される。逆方向マッピングは、歪み入力信号１４５の各データ点が、入力信号のデータ点に等しい変換関数の出力に対応する変換関数への入力に等しくなるように、入力信号のデータ点のセットについて実行される。

図１Ｃは、１つの実施の形態によるＬＵＴ１３５を用いた逆方向マッピングの一例を示している。ＬＵＴ１３５は、変換の出力Ｙを入力Ｘにマッピングする。この発明の様々な実施の形態は、電力符号化の前にＬＵＴ１３５を用いて入力信号を前置補償する。例えば、包絡線信号のデータ点ｙ’１３６は、値ｘ’１３８にマッピングされる(１３７)。値１３８は、歪み包絡線信号の対応するデータ点の前置補償された値であり、包絡線信号のデータ点１３６と変調信号の対応する点との間の線形マッピングを生成する目的で変調される。

図２は、この発明の幾つかの実施の形態によるＬＵＴ２４を求める方法の図を示している。幾つかの実施の形態では、ＬＵＴ２４は、入力信号の一部分ごと、例えばフレームごとに適応的に求められる。ＬＵＴ２４を作成するために、マルチレベル量子化器のＡＭ−ＡＭ変換関数２３が最初に導出される必要がある。一般的な(２Ｎ＋１)レベル量子化器の場合、振幅対振幅(ＡＭ−ＡＭ)変換関数は、以下の式とすることができる。

ここで、ａ(ｔ)は、入力データの包絡線であり、Ｖ_ｔｈｉは第ｉ閾値であり、１≦ｉ＜ｊ≦Ｎであるとき、Ｖ_ｔｈｉ＜Ｖ_ｔｈｊである。

次に、実施の形態は、離散的なＬＵＴをインデックス付けする。出力ベクトルＹは、定義された入力ベクトルＸを用いてＡＭ−ＡＭ関数から計算された結果であり、例えば、固定ステップ、例えば０．００１を用いてＶ_ｔｈ１から１に計算された結果である。この手順は、包絡線の正規化２１の後にインデックス２２を作成することによって行われる。ここでは、ＬＵＴ２４は、包絡線入力Ｙ’を用いて逆に探索が行われ、最も近い前置補償された出力Ｘ’を選択する。別のゲインブロック２５が、前置補償された出力を再正規化して、次の電力エンコーダーの入力とすることができる。

ＬＵＴ２４は、エンコーダーの非線形性の逆の挙動を記述するように構成することができ、この逆の挙動は、式(１)に記述されている。前置補償手順は、探索されたＬＵＴ値に従って課すことができる。このＬＵＴ探索アルゴリズムは、理論的には、量子化レベル数に制限がなく、このことは、解析的な逆関数に基づく前置補償方式を上回る利点である。

図３は、この発明の一実施の形態によるＳＭＰＡ非線形性を考慮する方法のブロック図を示している。ダイレクトデジタルＲＦ送信機線形化方法３０は、マルチレベル電力エンコーダー３５及びＳＭＰＡ３７の双方の線形化を含む。この送信機歪み訂正の主要な部分は、２つの加算器３９、振幅位相スプリッター３１、ＬＵＴ３２、デジタルエンコーダー３４、及びデジタルダウンコンバーター(ＤＤＣ)３８を備える高速デジタル論理集積回路(好ましくは特定用途向け集積回路(ＡＳＩＣ))によって実現される。デジタルエンコーダー３４内には、２つの周波数アップコンバーター３３及び３６、並びにマルチレベルＩＦＰＷＭ(ＭＬ−ＩＦＰＷＭ)３５がある。

この発明の幾つかの実施の形態は、ＰＷＭ入力搬送波をＩＦに下げ、次いで、ＰＷＭによってＩＦ信号を符号化することによって、時間領域量子化が拡張され、量子化の大きさが増大するという認識に基づいている。このため、現在のデジタルプロセッサのアクセス可能なクロックレートは、この電力符号化アルゴリズムを実施することができ、ＳＭＰＡへのダイレクトデジタル出力が実現可能になる。

第１のアップコンバーター３３は、前置補償された包絡線をＩＦに変換し、次いで、ＭＬ−ＩＦＰＷＭ３５に供給する。符号化結果は、第２のアップコンバーター３６によってＲＦに更にアップコンバートされる。好ましい実施の形態の送信機３０では、電力増幅器３７は、マルチレベルパルス列を入力として受け取り、必要な帯域内情報を含む高速パルス列信号を増幅するスイッチング電力増幅器(好ましくは、クラスＳのＰＡモジュール)である。

ＳＭＰＡ３７の出力の一部分は、デジタルダウンコンバーター(ＤＤＣ)３８に連結され、再びデジタル化される。このデジタルダウンコンバーターは、ＲＦ信号をダウンコンバートして、フィードバックデータとしてベースバンドに戻す。入力データは、遅延ブロック３１０を通じてこのフィードバックと整列させることができる。下側の結合器３９１は、誤差データ３９２を求める。この誤差データは、上側の結合器３９３によって入力データから事前に取り去られ、訂正されたデータ３９４が生成される。このフィードバックループは、ＳＭＰＡ３７の歪みを訂正する。訂正されたデータの包絡線は、振幅位相スプリッター３１(好ましくは、座標回転デジタルコンピューター(ＣＯＲＤＩＣ))によって計算される。ブロックＬＵＴ３２は、この包絡線を前置補償して、ＭＬ−ＩＦＰＷＭ３５の歪みを訂正する。

図４Ａは、この発明の幾つかの実施の形態による、各送信されるフレーム又はサブフレームに適応的である固定閾値のセットを求める方法の概略図を示している。本方法は、メモリ４２に接続されたプロセッサ４０によって実施することができる。フレームのベースバンド入力データ４１は、ベクトル又はアレイとしてメモリ４２に記憶される。その後、プロセッサ４０は、フレーム内のデータから確率密度関数(ＰＤＦ)４４を求める(４３)。このＰＤＦは積分されて(４５)、累積分布関数(ＣＤＦ)の曲線４６が生成される。ＣＤＦ曲線４６から、閾値４８のセットが選択される。例えば、ＣＤＦ曲線は等間隔になっている。このプロセスは、フレームごとに適応的に繰り返され(４９)、閾値４８のセットが最適である状態を維持することを確保する。

図４Ｂは、この発明の別の実施の形態による線形化方法のフローチャート４００を示している。この実施の形態は、入力データと、フィードバック４１０を用いて求められた誤差４０９とを差し引くことによって、訂正されたデータを求め(４０１)、この訂正されたデータの包絡線を抽出する(４０２)。この包絡線のＰＤＦ４０３及びＣＤＦ４０４が求められる。ＣＤＦを所与として、量子化レベルごとの閾値のセットが、ＣＤＦ曲線から選択される(４０５)。ＡＭ−ＡＭ変換関数４０６及びＬＵＴ４０７が、上記で説明したように求められ、ＬＵＴ４０７の探索を通じて入力データの包絡線を前置補償するのに用いられる(４０８)。これらのステップは、フレームごとに適応的に繰り返されて、電力符号化効率が常に最適化されることが確保される。電力エンコーダー４１２は、前置補償されたデータを符号化し、送信のために電力増幅器４１１に出力する。電力の小部分をフィードバックして(４１０)、電力増幅器４１１に起因した歪み誤差を計算することもできる。

図５は、幾つかの実施の形態によるダイレクトデジタルＲＦ送信機５０のブロック図を示している。これらの実施の形態では、ＬＵＴに基づく前置補償ブロックが、エンコーダーの前に配置されて、非線形性を更に補償する。エンコーダーの後には、４位相ＬＯが用いられて、ＩＦＩＱ信号をＲＦ帯域にアップコンバートする。したがって、この実施の形態は、低減されたサンプリングレートにおいて２段階デジタルアップコンバートを行うものである。これは、パイプラインアーキテクチャであるので、これらの実施の形態は、並列実施を用いて、より高い時間領域量子化を得るためにサンプリングレートを高め、所望の線形性を達成することができる。

入力データは複合的であり、同相(Ｉ)経路及び直交位相(Ｑ)経路の双方を含む。この複合入力は、座標回転デジタルコンピューター(ＣＯＲＤＩＣ)ブロック５１によって処理されて、直交座標データが極座標データ(すなわち、包絡線(ＥＮＶ)及び位相θ)に変換される。ＬＵＴ前置補償ユニット５２は、非線形ＭＬ−ＩＦＰＷＭ５４の電力エンコーダーの線形性訂正用にＥＮＶを前置補償することが可能である。この出力はＰＲＥと示されている。位相変調器５６は、ＩＦ搬送波周波数(例えば、ＬＴＥアプリケーションの場合、１００ＭＨｚ)において位相変調(ＰＭ)ＩＱ信号(ＬＯ_ＩＦＩ及びＬＯ_ＩＦＱ)を生成する。２つのＩＦデジタルアップコンバーター(ＤＵＣ)５３は、ＰＲＥをそれぞれＬＯ_ＩＦＩ及びＬＯ_ＩＦＱと混合する。

ＩＦＤＵＣ５３の出力ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑは、例えば図３に示す２つのＭＬ−ＩＦＰＷＭ電力エンコーダー５４によって符号化される。生成されたパルス列は、ＰＷＭ_Ｉ及びＰＷＭ_Ｑである。デジタルアップコンバーターの別のセットが、ＰＷＭ_Ｉ及びＰＷＭ_ＱをそれぞれＬＯ_ＲＦＩ｛１，０，−１，０，…｝及びＬＯ_ＲＦＱ｛０，１，０，-１，…｝と混合する。これらの結果は、結合器５５によって出力ＲＦ_ｉｎに加えられ(すなわち、ＲＦ_ｉｎ＝ＰＷＭ_Ｉ・ＬＯ_ＲＦＩ＋ＰＷＭ_Ｑ・ＬＯ_ＲＦＱ)、次いで、マッパー５７が、マルチレベルＲＦ_ｉｎを制御ビット信号に変換する。

通常、(２Ｍ−１)レベルのパルス列は、Ｍビットの制御ビットを必要とし、例えば、３レベルＩＦＰＷＭ信号の場合には２ビットと必要とし、５レベルＩＦＰＷＭ信号の場合には３ビットを必要とする。Ｍビットの制御ビットは、５９における電力増幅器(例えば、クラスＳのＰＡ)のスイッチ(例えば、ＧａＮトランジスタを用いる)を制御する２値スイッチング信号ＳＷ(０：Ｍ−１)である。マルチビット入力に適合するために、電力増幅器は、３レベル信号の場合にはＨブリッジで構成することもできるし、５レベル以上の信号の場合には並列化Ｈブリッジで構成することもできる。

電力増幅器の出力からのフィードバックも設けることができる。このフィードバックは、電力増幅器によって導入された非線形性を特徴付けるために少量の電力を入力に連結して戻す。電力増幅器の前には、マルチビット入力を同期させるとともに、電力増幅器の入力電力要件に達するように或る増幅も提供するバッファードライバー５８が必要とされる。５９内では、クリーンアナログＲＦ_ｏｕｔを送信するために、帯域外量子化雑音をフィルタリングする帯域通過再構成フィルター(ＢＰＦ)をＳＭＰＡモジュールに含めることもでき、例えば、ＢＰＦ又は別に設計された追加のエネルギーリサイクルブロック(例えば、広帯域ＲＦ−ＤＣ整流器)が、それらの不要なスペクトル成分に関連したＲＦ電力をリサイクルして、ＳＭＰＡＤＣ電源に戻すことができる。ＲＦ_ｏｕｔは、アンテナによる送信に適している。他の従来の送信機構成要素及び受信機構成要素、例えば、電力反射の影響を除去するアイソレーターも用いることができる。

電力符号化効率の非一様分布値
図６は、この発明の幾つかの実施の形態による電力エンコーダー６００のブロック図を示している。電力エンコーダー６００は、少なくとも２つの正の電圧閾値を有する電圧閾値のセット６２０に従って信号６３０を変調してパルス幅変調(ＰＷＭ)信号６１５を生成するパルス幅変調器６１０を備える。１つの実施の形態では、この変調器は無線周波数(ＲＦ)変調器であり、ＰＷＭ信号はＲＦパルス列である。代替の実施の形態では、この変調器は中間周波数(ＩＦ)変調器であり、ＰＷＭ信号はＩＦパルス列である。

電力エンコーダー６００は、ＰＷＭ信号６１５を増幅して出力信号６４５を生成するスイッチモード電力増幅器(ＳＭＰＡ)６４０も備える。出力信号６４５は、ＰＷＭ信号の振幅に従ってＳＭＰＡのスイッチングデバイス６５０の状態をスイッチングすることによって生成される。この発明の様々な実施の形態では、電圧閾値６２０の値の分布及びそれぞれ異なるスイッチングデバイス６５０によって生成される電流の値の分布のうちの少なくとも一方又はそれらの組み合わせは非一様である。

この発明の幾つかの実施の形態は、信号を変調するパルス幅変調器によって用いられる電圧閾値の値の一様分布によって、変調器が信号の非線形性及び高周波数雑音を補償する能力が制限されるという認識に基づいている。幾つかの実施の形態は、電力符号化効率が、信号の統計的特性に依存するだけでなく、正又は負の電圧閾値の比にも依存するという更なる理解及び対応する根拠に基づいている。例えば、幾つかの実施の形態では、２つの電圧閾値の比は、０．３から０．４までである。１つの実施の形態では、この比は０．３５である。

図７は、この発明の幾つかの実施の形態による、５レベルＰＷＭ信号７２０を生成する５つの値−Ｖ_２、−Ｖ_１、Ｖ_０、Ｖ_１、及びＶ_２を含む電圧閾値のセット７１５を用いた信号７１０の変調を示す概略図を示している。図７から見て取ることができるように、電圧閾値の値の選択によって、ＰＷＭ信号７２０の定振幅値の存在及び長さ、例えばＷ_１及びＷ_２が統制される。

この発明の幾つかの実施の形態では、電圧閾値７１５の値の分布は非一様である。具体的には、隣接した電圧閾値間の距離は一様ではない。例えば、２つの正の閾値、すなわち第１の電圧閾値Ｖ_１及び第２の電圧閾値Ｖ_２について、隣接した電圧閾値Ｖ_０の値とＶ_１の値との間の距離７４０は、隣接した電圧閾値Ｖ_２の値とＶ_１の値との間の距離７３０に等しくない。例えば、比ａ_ｖ＝Ｖ_１／Ｖ_２は０．３以上０．４以下とすることができ、例えば、ａ_ｖ＝０．３５である。

この発明の幾つかの実施の形態は、電圧閾値の非一様分布に加えて又はこれに代えて、変調信号を増幅するＳＭＰＡのそれぞれ異なるスイッチングデバイスによって生成される電流の値の非一様分布も電力エンコーダーの効率を改善することができるという別の認識に基づいている。例えば、幾つかの実施の形態では、変調信号は、マルチレベルＰＷＭ信号であり、変調信号の１つのレベルについて生成される電流と、変調信号の次のレベルについて生成される電流との比は、０．２以上０．４以下である。

図８は、ＰＷＭ信号の振幅に従ってスイッチングデバイス、例えばスイッチングデバイス８２０の状態をスイッチングすることによって増幅された出力信号８１５を生成するＳＭＰＡ８１０のブロック図を示している。幾つかの実施の形態では、ＳＭＰＡ８１０内の複数のスイッチングデバイスが、セット７１５内の複数の電圧閾値に依存する。例えば、１つの実施の形態では、ＰＷＭ信号は、(２ｎ＋１)個のレベルを有する。ｎは正の自然数である。この閾値のセットは、電圧閾値のｎ個の非ゼロの値を含み、ＳＭＰＡは、ＰＷＭ信号のｎ個の非ゼロのレベルの非一様な総電流能力を有する２ｎ個のスイッチングデバイスを備える。

ＰＷＭ信号７２０の振幅は、マッパー８３０によって制御信号に変換される。例えば、５レベルＰＷＭ信号の場合、マッパー８３０は、ＰＷＭ信号を制御ビット信号にマッピング又は変換する８個のＯＮ／ＯＦＦスイッチを備えることができる。マルチビット入力に適合するために、電力増幅器８１０は、３レベル信号用のＨブリッジ又は５レベル以上の信号用の並列Ｈブリッジに構成することができる。

幾つかの実施の形態では、それぞれ異なるスイッチングデバイスによって生成される電流の値の分布は非一様である。例えば、幾つかの実施の形態では、スイッチングデバイス８２０は、それぞれ異なる電流を生成するそれぞれ異なる寸法を有するトランジスタである。例えば、これらのトランジスタは、それぞれ異なるゲート幅を有するＧａＮトランジスタとすることができる。

１つの実施の形態では、電力増幅器は、レベルごとにＩ_ｎ電流を生成する、ＰＷＭ信号のｎ個の非ゼロのレベルの２ｎ個のスイッチングデバイスを備える。ここで、比ａ_ｖ＝Ｖ_ｎ−１／Ｖ_ｎ及び比ａ_ｉ＝Ｉ_ｎ−１／(Ｉ_ｎ−１＋Ｉ_ｎ)は、０．２以上０．４以下である。例えば、電力増幅器は、ＰＷＭ信号の第１のレベルについてＩ_１電流を生成するように、第１の値Ｉ_１を有する電流を生成する第１のスイッチングデバイスを備え、ＰＷＭ信号の第２のレベルについてＩ_１＋Ｉ_２電流を生成するように、第２の値Ｉ_２を有する電流を生成する第２のスイッチングデバイスを備え、比ａ_ｉ＝Ｉ_１／(Ｉ_１＋Ｉ_２)は０．２以上０．４以下である。

図９は、電圧閾値とＰＷＭ信号のそれぞれ異なるレベルについて生成される電流との比９１０のそれぞれ異なる組み合わせを有する表を示す。この表によれば、１つの実施の形態は、電圧閾値の値及び生成される電流の値の非一様分布の組み合わせ９２０を用いて電力符号化効率を改善する。この実施の形態は、５％よりも大きく電力符号化効率を改善する。

例えば、１つの実施の形態では、閾値のセットは、ＰＷＭ信号の第１のレベルの第１の電圧閾値Ｖ_１及びＰＷＭ信号の第２のレベルの第２の電圧閾値Ｖ_２を含み、ａ_ｖ＝Ｖ_１／Ｖ_２は０．３以上０．４以下である。また、電力増幅器は、ＰＷＭ信号の第１のレベルについてＩ_１電流を生成するように、第１の値Ｉ_１を有する電流を生成する第１のスイッチングデバイスを備え、電力増幅器は、ＰＷＭ信号の第２のレベルについてＩ_１＋Ｉ_２電流を生成するように、第２の値Ｉ_２を有する電流を生成する第２のスイッチングデバイスを備え、比ａ_ｉ＝Ｉ_１／(Ｉ_１＋Ｉ_２)は０．２以上０．４以下である。

電力符号化効率の動的な更新
３レベル固定閾値ＰＷＭの場合、理論上の電力符号化効率は、以下のとおりである。

ここで、ｘは、元のベースバンド信号の振幅であり、

は、レイリー分布によってフィッティングされたｘのＰＤＦである。

５レベル固定閾値ＰＷＭの場合、理論上の電力符号化効率は、以下のとおりである。

ここで、ｘは、元のベースバンド信号の振幅であり、

は、レイリー分布によってフィッティングされたｘのＰＤＦであり、ａは、前置補償された振幅であり、Ｖ_１及びＶ_２は、２つの閾値であり(Ｖ_１＜Ｖ_２)、それらの比は、

であり、

である。

式(１ａ)では、η_ＣＯＤＥは、入力信号ｆ_ｘ(ｘ)にのみ関連し、したがって、いずれの閾値も、同じ電力符号化効率をもたらし、この電力符号化効率は、このＬＴＥベースバンド信号の場合、約４６％である。式(２ａ)及び(２ｂ)では、η_ＣＯＤＥは、入力信号ｆ_ｘ(ｘ)に関係するだけでなく、閾値比αにも関係する。そして、最適解が存在する。すなわち、α＝０．３〜０．４であるとき、電力符号化効率は、約７７％に最大化される。さらに、それ以外の解析は、分布のフィッティングされたスケールパラメーターがσ＝０．１，０．２，…，０．９である限り、α＝０．３５が、電力符号化効率を最大にする５レベルＰＷＭのほとんど全てのレイリー分布信号パターンに適合することができることを示している。

この発明の実施の形態の幾つかのデジタル実施態様では、サンプリング分解能を最大限に活用するとともに線形性性能劣化させないように、過度に大きくも過度に小さくもない２つの閾値の絶対値が選択される。

３レベルＰＷＭ信号の変調されたパルス幅Ｗは、以下のように表すことができる。

ここで、ｆ_ｃは信号の搬送波周波数であり、ａは各期間における瞬時包絡線であり、Ｖはセット７１５内の閾値である。定常状態幅Ｗを有する任意のＰＷＭ信号について、その基本波の振幅は以下となる。

式(３)を式(４)に代入すると、その結果は、以下のＡＭ−ＡＭ関数となる。

３レベルの場合と同様に、５レベル固定閾値ＰＷＭのＡＭ−ＡＭ関数は、以下のように構築することができる。

これは、非一様電流分布がスイッチングデバイスに用いられるとき、それに応じて、前置補償によって線形化するように変更することができる。

現在の無線通信の厳しい線形性要件を満たすために、前置補償を用いて、ＰＷＭ変換の非線形性を線形化することができる。３レベルＰＷＭ信号の場合、前置補償された信号ａは、以下のものとすることができる。

５レベルＰＷＭ信の場合、前置補償された信号ａは、以下のものとすることができる。

ここで、

であり、

である。

入力信号の同相(Ｉ)成分ｘ_Ｉ及び直交(Ｑ)成分ｘ_Ｑのいずれも正規分布を有するので、送信信号は複素ガウス変数である。包絡線

は、レイリー分布を有する。レイリーフィッティングされた入力包絡線信号の確率密度関数は、ＰＤＦ

であり、ＣＤＦ

である。スケールパラメーターσは、

から計算される。

今後の計算の便宜上、部分モーメント(moment)を以下のように定義することにする。

ここで、

は、不完全ガンマ関数である。(９)から、以下のものが求められる。

ここで、誤差関数ｅｒｆ(・)は、

として定義される。

電力符号化効率関数は、周波数スペクトル領域における全帯域にわたる所望の帯域内の電力比である。変調信号の場合、帯域内信号ｘ_ＰＳ(ｔ)＝ｘｃｏｓ(２πｆ_ｃｔ)の平均電力は、以下の式となる。

総信号電力は、時間領域における波形平均二乗電力に等しい。３レベル及び５レベルの場合、以下の式となる。

平均符号化効率の一般形は、以下の式となる。

ここで、ａは、(８)に表されたものである。

Ｐ_{ｔｏｔ＿５}(ｘ)は、以下のように記述することができる。

式(１４)に基づくと、３レベルＰＷＭ信号の電力符号化効率は、信号の統計的特性(すなわちｆ_ｘ(ｘ))にのみ依存する。５レベルＰＷＭ信号の場合、式(１５)及び(１６)では、電力符号化効率は、信号の統計的特性ｆ_ｘ(ｘ)に加えて、別のパラメーターである電圧閾値の値の比αにも関連付けられている。通常、ｆ_ｘ(ｘ)は、特定の入力信号から与えられる。比αは、Ｐ_{ｔｏｔ＿５}(ｘ)を最小にするように最適化することができる設計パラメーターである。この最適化は、式(１５)によれば、電力符号化効率を最大にすることをもたらす。

幾つかの実施の形態は、次のように符号化効率の決定の幾つかの近似を実行する。すなわち、メトリック(１６)の第１項における

を考えると、３次テイラー級数展開(ｘ＝０における)は、

として与えられる。したがって、メトリック(１６)の第１項は、以下のように近似することができる。

メトリック(１６)の第２項における

を考えると、３次テイラー級数展開(ｘ＝０における)は、

として与えられる。

したがって、メトリック(１６)の第２項は、以下のように近似することができる。

メトリック(１６)の最後の項における

を考えると、３次テイラー級数展開(ｘ＝０における)は、

として与えられる。

したがって、メトリック(１６)の最後の項は、以下のように近似することができる。

この近似されたメトリックは、(１７)、(１８)、及び(１９)を(１６)を代入することによっても形成することができ、以下の式が得られる。

ここで、Ｍ_１(・)、Ｍ_２(・)、及びＭ_３(・)は、(１０)に表されたものである。

計算は、比α＝０．３〜０．４を用いると、(２０)の最小解が存在することを示している。その上、更なる計算は、この最適スポットが全てのσ＝０．１，０．２，…，０．９について存在することを実証している。したがって、比α＝０．３５は、５レベル固定閾値ＰＷＭの様々なシナリオに用いることができる。最適化された閾値比が求められると、幾つかの実施の形態は、最適なＬＵＴ前置補償ユニット及びマルチレベル電力エンコーダーを実施する電圧閾値のセットを選択する。

図１０は、この発明の幾つかの実施の形態による電圧閾値のセットを動的に選択する方法のフローチャートを示している。入力信号データ１００１が、レイリー分布によってフィッティングされ(１００２)、スケールパラメーターσが求められる。確率密度関数(ＰＤＦ)及び累積分布関数(ＣＤＦ)が、スケールパラメーターσを用いて求められる(１００３)。次に、部分モーメント(moment)関数が、ＰＤＦを用いて計算される(１００４)。

固定閾値ＰＷＭ電力エンコーダーが、ＡＭ−ＡＭ関数によってモデル化される(１００５)。例えば、前置補償ブロックが、ＡＭ−ＡＭ関数の逆関数によってモデル化される(１００６)。理論上の電力符号化効率目標関数が求められる(１００７)。

幾つかの実施の形態では、この方法は、ＰＷＭ信号の量子化レベルに基づいて分割される(１００８)。３レベルの場合、電力符号化効率１０１１は、直接計算することができる。５レベルの場合、目標関数１００７は、総信号電力を最小にすることによって最適化される(１００９)。最適な閾値比１０１０が求められ、５レベル以上の電力符号化効率１０１１が生成される。１つの実施の形態では、プロセッサは、歪み入力信号のフレームごとに固定閾値のセット、変換関数、及びＬＵＴを求める。

この発明の上記電力エンコーダー及び上記電力符号化の方法は、多くの種類の分野に適用可能である。

Claims

入力信号を包絡線信号及び位相変調信号に分割する振幅位相スプリッターと、
ルックアップテーブル(ＬＵＴ)を用いて前記包絡線信号を歪ませて歪み包絡線信号を生成する前置補償ユニットであって、該ルックアップテーブルは、変換関数の非線形マッピングを記憶するものと、
前記歪み包絡線信号を前記位相変調信号と組み合わせて歪み入力信号を生成するデジタルコンバーターと、
少なくとも２つの正の電圧閾値を含む閾値のセットに従って前記歪み入力信号を変調して、パルス幅変調(ＰＷＭ)信号を生成するパルス幅変調器と、
前記ＰＷＭ信号の振幅に従ってスイッチングデバイスの状態をスイッチングすることによって前記ＰＷＭ信号を増幅するスイッチモード電力増幅器と、
を備え、
前記セット内の前記電圧閾値の値の分布及びそれぞれ異なるスイッチングデバイスによって生成される電流の値の分布のうちの少なくとも一方又はそれらの組み合わせは非一様であり、
前記変調器は、前記閾値のセットを用いて変換関数に従って前記歪み入力信号を変調して、前記ＰＷＭ信号を生成するようになっており、前記歪み入力信号と前記ＰＷＭ信号との間の関係は非線形であり、
各閾値の値は、前記入力信号の一部分の確率密度関数(ＰＤＦ)に基づいており、
前記歪み入力信号のフレームを記憶するメモリと、
前記フレーム内のデータから前記ＰＤＦを求め、前記ＰＤＦを積分して累積分布関数(ＣＤＦ)の曲線を生成し、該曲線に基づいて各固定閾値の値を選択するプロセッサと、
を更に備え、
前記閾値のセットは、第１の電圧閾値及び第２の電圧閾値を含み、前記第１の電圧閾値及び前記第２の電圧閾値の比は、０．３から０．４までである、電力エンコーダー。
前記プロセッサは、前記歪み入力信号の前記フレームごとに、前記固定閾値のセット、前記変換関数、及び前記ＬＵＴを求める、請求項１に記載の電力エンコーダー。
前記比は０．３５である、請求項１に記載の電力エンコーダー。
前記電力増幅器の前記スイッチングデバイスは、それぞれ異なる電流を生成するそれぞれ異なる寸法を有するトランジスタを含む、請求項１に記載の電力エンコーダー。
前記ＰＷＭ信号は(２ｎ＋１)個のレベルを有し、ｎは正の自然数であり、前記閾値のセットは、電圧閾値のｎ個の非ゼロの値を含み、前記電力増幅器は、前記ＰＷＭ信号の前記ｎ個の非ゼロのレベルについて非一様電流能力を有する２ｎ個のスイッチングデバイスを備える、請求項１に記載の電力エンコーダー。
前記閾値のセットは、前記ＰＷＭ信号の第１のレベルの第１の電圧閾値Ｖ_１及び前記ＰＷＭ信号の第２のレベルの第２の電圧閾値Ｖ_２を含み、比ａ_ｖ＝Ｖ_１／Ｖ_２は０．３以上０．４以下であり、前記電力増幅器は、前記ＰＷＭ信号の前記第１のレベルについてＩ_１電流を生成するように、第１の値Ｉ_１を有する電流を生成する第１のスイッチングデバイスを備え、前記電力増幅器は、前記ＰＷＭ信号の前記第２のレベルについてＩ_１＋Ｉ_２電流を生成するように、第２の値Ｉ_２を有する電流を生成する第２のスイッチングデバイスを備え、比ａ_ｉ＝Ｉ_１／(Ｉ_１＋Ｉ_２)は０．２以上０．４以下である、請求項１に記載の電力エンコーダー。
前記変調器は、無線周波数(ＲＦ)変調器であり、前記デジタルコンバーターは、前記ＰＷＭ信号がＲＦパルス列となるように、ＲＦ搬送波信号を用いて前記歪み包絡線信号及び前記位相変調信号をアップコンバートする、請求項１に記載の電力エンコーダー。
前記変調器は、中間周波数(ＩＦ)変調器であり、前記デジタルコンバーターは、前記ＰＷＭ信号がＩＦパルス列となるように、ＩＦ搬送波信号を用いて前記歪み包絡線信号及び前記位相変調信号をアップコンバートする、請求項１に記載の電力エンコーダー。
前記ＩＦパルス列を無線周波数(ＲＦ)パルス列に変換するとともに、前記ＲＦパルス列を前記スイッチモード電力増幅器に送出する第２のデジタルアップコンバーター、
を更に備える、請求項８に記載の電力エンコーダー。