CN106575951A - 功率编码器和用于功率编码的方法 - Google Patents

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Abstract

一种功率编码器(600)包括用于根据阈值(620)的集合调制信号(630)以产生脉宽调制(PWM)信号的脉宽调制器(610)以及用于根据PWM信号的振幅通过切换开关器件(650)的状态来放大PWM信号(615)的开关模式功率放大器。所述集合中的电压阈值的值的分布与通过不同开关器件生成的电流的值的分布中的至少一方或其组合是非均匀的。电压阈值的集合包括至少两个正电压阈值。

Description

功率编码器和用于功率编码的方法
技术领域
本发明总体上涉及功率放大器的线性化，并且更具体地，涉及多电平数字脉宽调制编码器的线性化。
背景技术
与数字模拟RF发送器相比，直接数字射频(RF)发送器(TX)具有若干优势。直接数字RF发送器设置靠近天线的数字模拟接口，并且因此涉及更少的模拟部件。可以大大地缓解并且甚至避免典型的模拟问题，诸如同相位(I)和正交相位(Q)信号失配、局部振荡器泄露、图像失真。直接数字RF发送器还通过由灵活的数字信号处理使能的多模式和多频带操作提高系统灵活性。此外，直接数字RF发送器本质上是数字友好的，利用了数字处理的增加的速度和密度以及高水平集成的优点。因此，直接数字RF发送器对无线基站和移动应用二者均有益处。
直接数字RF发送器包括诸如D级或S级功率放大器的开关模式功率放大器(SMPA)，除了具有重建带通滤波器(BPF)以外，利用诸如DSM(Δ-∑调制)、PWM(脉宽调制)以及PPM(脉冲位置调制)的特定功率编码方案。
为了满足现代无线通信系统的更严格的线性度需求，绝大多数传统的SMPA型发送器使用DSM作为功率编码器。这样的调制器的示例包括基于带通德尔塔西格玛调制(BPDSM)的S级功率放大器。参见，例如，专利文献1至4。DSM是具有反馈回路的噪声整形函数，其能够增加带内噪声带外频谱比。带内信噪比(SNR)可以大于60dB。
尽管期望高的带内SNR，但近带量化噪声能够突然增加。因此，需要BPF的极高品质因数(Q)以使滤波后的RF信号符合频谱发射掩模。另外，由于功率编码器的较低的功率编码效率，基于DSM的直接数字RF发送器能够造成整体功率低效。
在功率方面，RF功率放大器(PA)在发送器中消耗最多能量。该发送器的主要优势在于SMPA总是位于ON(饱和)和OFF(截止)工作区域之间，从而实现高峰效率。但是，如果将对于第三代(3G)和第四代(4G)蜂窝移动通信系统而言常见的非恒定包络信号编码至单个比特的数字化信号中，那么被定义为功率编码效率的整个数字化信号功率上的带内功率较低，因为量化噪声的生成是不可避免的且由于系统线性度规范需要的噪声整形函数而广泛遍布在频域中。由于该噪声信号还由SMPA放大，不期望的噪声功率变得浪费，这造成了过量的功率损失和总TX效率降低二者。
低功率编码效率来自德尔塔西格玛功率编码方案中的噪声整形。另选地，一些传统的编码方案使用各种PWM技术以解决功率编码效率。例如，基于PWM的一些新的高效率功率编码方案包括RFPWM和3电平极性PWM结构。由于PWM量化的固有的非线性度，线性度性能在编码器中降低。两个功率编码方案均构造有模拟高速比较器，模拟高速比较器使用三角或锯齿波形的较高频率作为要比较的参考信号。
专利文献5公开用于3电平PWM功率编码方案的预加重线性化块。该预加重块使用RFPWM功率编码的变换函数的反函数。该预加重块的输出被发送至RFPWM编码器的输入端。理想地，预加重能够通过RFPWM编码器校正非线性度。然而，这只有当反函数存在且可以通过分析方法导出时才是可能的。
例如，专利文献5的系统使用相对简单的3电平PWM，所以可以确定反函数。然而，对于大于3电平，例如，5电平RFPWM编码，变换函数可能变得过于复杂而无法推导出其反函数的解，这导致难以建立预加重块。因此，该方法不适于需要复杂编码的高频发送。
【引用列表】
【专利文献】
【专利文献1】
U.S.2003/0210746
【专利文献2】
U.S.2006/0188027
【专利文献3】
EP 2063536
【专利文献4】
U.S.7,825,724
【专利文献5】
EP 2575309
发明内容
【技术问题】
因此，需要新的线性化方法，特别地高功率编码效率功率编码器。
本发明的一些实施方式的一个目的是补偿直接数字RF发送器的非线性度，例如，以符合宽带宽高峰均功率比(PAPR)无线通信信号的规范。
【问题的解决方案】
本发明的一些实施方式基于的认知是，由用于调制信号的脉宽调制器(PWM)使用的电压阈值的值的均匀分布限制调制器补偿信号的非线性度和高频噪声的能力。一些实施方式基于进一步的理解和相应的判断，功率编码效率不仅取决于信号的统计特性，还取决于正或负电压阈值的比率。例如，在一些实施方式中，两个电压阈值的比率在0.3至0.4之间。在一个实施方式中，该比率为0.35。
本发明的一些实施方式基于的另一种认知是，除了电压阈值的非均匀分布以外或另选地，由用于放大调制的信号的开关模式功率放大器(SWPA)的不同开关器件产生的电流的值的非均匀分布也能够提高功率编码器的效率。例如，在一些实施方式中，调制的信号是多电平PWM信号，并且针对调制的信号的一个电平生成的电流与针对该调制的信号的下一个电平生成的电流的比在0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。
一个实施方式使用电压阈值和生成的电流的非均匀分布二者。该实施方式提供优化电压和电流分布以及预加重线性化的一种方式，并且将功率编码效率提高超过5％。
因此，本发明的一个实施方式公开了一种功率编码器，该功率编码器包括：脉宽调制器，用于根据包括至少两个正电压阈值的阈值集合来调制信号以产生脉宽调制(PWM)信号；以及开关模式功率放大器，用于通过根据所述PWM信号的振幅切换开关器件的状态来放大所述PWM信号，其中，所述集合中的电压阈值的值的分布与由不同开关器件生成的电流的值的分布中的至少一方或其组合是非均匀的。
另一实施方式公开了一种用于功率编码的方法，该方法包括：根据包括至少两个正电压阈值的阈值集合来调制信号，以产生脉宽调制(PWM)信号；以及通过根据所述PWM信号的振幅切换开关器件的状态来放大所述PWM信号，其中，所述集合中的电压阈值的值的分布与由不同开关器件生成的电流的值的分布中的至少一方或其组合是非均匀的。
附图说明
[图1A]图1A是根据本发明的一些实施方式的利用线性化的功率编码器的框图；
[图1B]图1B是根据本发明的一些实施方式的预加重线性化方法的框图；
[图1C]图1C是根据一个实施方式的线性化映射的示例；
[图2]图2是建立和检索查找表的框图；
[图3]图3是基于如图2中描述的查找表的该直接数字RF发送器线性化方法的电路示意图；
[图4A]图4A是根据本发明的一些实施方式的确定固定阈值集合的示意图；
[图4B]图4B是直接数字RF发送器线性化方法的流程图；
[图5]图5是根据本发明的一些实施方式的直接数字RF发送器的框图；
[图6]图6是根据本发明的一些实施方式的功率编码器的框图；
[图7]图7是根据本发明的一些实施方式的通过电压阈值集合的信号调制的示意图；
[图8]图8是根据本发明的一些实施方式的用于产生放大的输出信号的功率编码器的框图；
[图9]图9是根据本发明的一些实施方式的示出针对PWM信号的不同电平的电压阈值与生成的电流的比的不同组合的表；以及
[图10]图10是根据本发明的一些实施方式的用于动态选择电压阈值集合的方法的流程图。
具体实施方式
例如S级放大器的改进的开关模式功率放大器(SMPA)已经成为主要的功率放大器结构之一。高理论功率效率和工作弹性的益处能够使如软件定义无线电(SDR)的移动通信系统中的下一代直接数字射频(RF)发送器(TX)成为可能。
直接数字RF发送器使用S级放大器以放大由诸如德尔塔西格玛调制器(DSM)、脉宽调制器(PWM)或脉冲位置调制器(PPM)的功率编码器生成的高速脉冲串。通常，使用高Q(>500)带通滤波器(BPF)将信号重建回模拟RF。特别地，由于氮化镓(GaN)RF晶体管技术的最新进展,该结构越来越获得更多的关注，尤其对于微微/宏基站蜂窝应用。
脉宽调制器(PWM)用于高效开关功率放大器，该高效开关功率放大器用于无线或有限通信网络中要通过空中接口发送的无线电信号的放大。原则上，PWM允许具有连续振幅和有限带宽的信号至时间连续信号的理想转换。
然而，PWM固有地是非线性的，这导致调制信号的失真。因此，为了保持信号的所需的完整性/线性度，特别地抑制带内本底噪声和带外图像副本，本发明的一些实施方式在数据信号量化之前，使数据信号预失真。
图1A示出根据发明的一些实施方式的具有预加重线性化的功率编码器的示意图10。振幅相位分离器11将输入信号11分离为包络信号111和相位调制信号109。包络信号111表示输入信号的振幅，并且相位调制信号109表示输入信号的相位。预失真单元12使用查找表(LUT)使包络信号111失真以产生失真的包络信号121。
本发明的一些实施方式基于的认知是，PWM的变换函数是非线性的，但是，输入信号(例如，包络信号)不得不通过功率编码器被线性地映射。另外，映射的非线性度取决于变换函数并且不总能通过分析方法确定。
一些实施方式基于的理解是，可以通过对输入数据应用变换函数并且在向功率编码器输入的数据与通过功率编码输出的数据之间建立映射(例如，LUT)，来以实验方式确定映射的非线性度。这理解，能够基于预定的非线性度映射使输入数据预失真，使得PWM的变换函数将预失真数据变换为与输入数据呈线性关系的值。为此，如下面更详细地描述，LUT存储被PWM 14用于调制的变换函数的非线性映射。
因为只有输入信号的振幅必须被校正，数字转换器13将失真的包络信号121与相位调制信号109结合以产生失真的输入信号131。接着，PWM 14根据变换函数来调制失真的输入信号以产生调制信号141，并且SMPA 15放大调制信号141以产生功率编码信号151。失真的输入信号与调制信号之间的关系是非线性的。然而，因为失真的输入信号是基于PWM的变换函数而失真的，所以原始输入信号与调制信号之间的关系变成基本上线性的。
在一个实施方式中，PWM是射频(RF)PWM(REPWM)，并且数字转换器利用RF载波信号将失真的包络信号和相位调制信号上变频，使得调制信号是RF脉冲串。在另选的实施方式中，PWM是中频(IF)PWM(IFPWM)，并且数字转换器利用IF载波信号将失真的包络信号和相位调制信号上变频，使得调制信号是IF脉冲串。该实施方式还能够包括用于将IF脉冲串转换至RF脉冲串以及用于将RF脉冲串提交至SMPA的第二数字上变频器。
图1B示出根据一些实施方式的预加重线性化方法的框图。可以由处理器100执行该方法。通过对输入数据点的集合应用变换函数，利用正向映射确定130所述映射，例如，LUT 135。例如，处理器对输入的数据点的集合115应用120变换函数105以产生输出数据125。变换函数可以是振幅至振幅(AM-AM)变换函数。LUT 135被确定130为变换的输入110与输出125之间的映射。
与此相比，使用LUT 135选择与等于包络信号的数据点的变换函数的输出相对应的变换函数的输入，通过包络信号的数据点的反向映射，确定失真数据。
例如，使用LUT 135使功率编码器接收到的、用于处理的输入数据失真140，以产生失真数据。失真数据145随后被功率编码器编码以产生与输入数据呈线性关系的编码数据。针对输入信号的数据点的集合执行反向映射，使得失真的输入信号145的各个数据点等于与等于输入信号的数据点的变换函数的输出相对应的变换函数的输入。
图1C示出了根据一个实施方式的使用LUT 135的反向映射的示例。LUT 135将输入X与变换的输出Y映射。在功率编码前，本发明的各个实施方式使用LUT 135使输入信号预失真。例如，包络信号的数据点y’136被映射137至值x’138。值138是失真的包络信号的相应的数据点的预失真值并且被调制，目的是在包络信号的数据点136与调制信号的相应点之间产生线性映射。
图2示出根据本发明的一些实施方式的用于确定LUT 24的方法的示图。在一些实施方式中，针对输入信号的每个部分(例如，帧)，适应性地确定LUT 24。为了建立LUT 24，首先需要导出多电平量化器的AM-AM变换函数23。对于一般的(2N+1)电平量化器，振幅至振幅(AM-AM)变换函数可以是：
其中，a(t)是输入数据的包络，并且Vthi是第i个阈值，当1≤i＜j≤N时，Vthi＜Vthj。
接着，这些实施方式为离散的LUT建索引。输出矢量Y是用定义的输入矢量X(例如，从Vth1至1，具有固定的步长(例如，0.001))从AM-AM函数计算得出的结果。该过程通过在包络的归一化21之后建立索引22完成。现在，利用包络输入Y’反向检索LUT 24以选择最接近的预失真输出X’。另一增益块25能够将预失真的输出重新归一化为随后的功率编码器的输入。
LUT 24可以被构成为描述编码器的非线性度的反向行为，这在方程式(1)中描述。根据检索的LUT值，可以施加预失真过程。理论上，该LUT检索算法对量化电平的数量没有限制，这是优于基于分析反函数的预失真方案的益处。
图3示出根据本发明的一个实施方式的用于考虑SMPA非线性度的方法的框图。直接数字RF发送器线性化方法30包括多电平功率编码器35和SMPA 37两者的线性化。该发送器失真校正的主要部分通过包括两个加法器39、振幅相位分离器31、LUT 32、数字编码器34和数字下变频器(DDC)38的高速数字逻辑集成电路(优选地，专用集成电路：ASIC)实现。在数字编码器34内，存在两个上变频器33和36以及多电平IFPWM(ML-IFPWM)35。
本发明的若干实施方式基于的理解是，通过使PWM输入载波下降至IF，并且然后通过PWM编码IF信号，从而扩展时域量化并且增加量化的大小。因此，当前数字处理器的可取得的时钟速率可实现该功率编码算法并且至SMPA的直接数字输出变得可以实现。
第一上变频器33将预失真的包络转换至IF，并且然后馈送至ML-IFPWM 35。通过第二上变频器36进一步将编码的结果上变频至RF。在优选实施方式的发送器30中，功率放大器37是这样的开关功率放大器(优选地，S级PA模块)，其接受多电平脉冲串作为输入，并且放大包括必要的带内信息的高速脉冲串信号。
SMPA 37输出的部分被耦合并且数字化回至数字下变频器(DDC)38，数字下变频器(DDC)38将RF信号向下变频至基带作为反馈数据。输入数据可以通过延迟框310与反馈对准。下侧的合成器391确定通过上侧的合成器393提前从输入数据减去的错误数据392以产生校正的数据394。该反馈回路校正SMPA 37的失真。由振幅相位分离器31(优选地，坐标旋转数字计算机：CORDIC)计算校正的数据的包络。块LUT 32使包络预失真以校正ML-IFPWM35的失真。
图4A示出了根据本发明的一些实施方式的用于确定固定阈值的集合的方法的示意图，该方法适用于每个发送的帧或子帧。可以由连接至存储器42的处理器40来执行该方法。帧的基带输入数据41作为矢量或数组存储在存储器42中。然后，处理器40根据帧中的数据来确定43概率密度函数(PDF)44。对该PDF积分45以生成累积分布函数(CDF)的曲线46。从CDF曲线46，选择阈值48的集合，例如，CDF曲线是等间隔的。该过程被逐帧地适应性重复49以确保阈值48的集合保持优化。
图4B示出根据本发明的另一实施方式的线性化方法的流程图400。该实施方式通过减去输入数据和使用反馈410确定的错误409来确定401校正的数据，并且提取402校正的数据的包络。确定包络的PDF 403和CDF 404。鉴于CDF，从CDF曲线选择405各个量化电平的阈值集合。如上所述地确定AM-AM变换函数406和LUT 407，并且通过检索LUT 407，AM-AM变换函数406和LUT 407被用于使输入数据的包络预失真408。逐帧适应性地重复这些步骤以确保功率编码效率总是被优化。功率编码器412编码预失真数据并且输出至功率放大器411以用于发送。功率的一小部分还可以被反馈410以计算由于功率放大器411导致的失真错误。
图5示出根据一些实施方式的直接数字RF发送器50的框图。在这些实施方式中，在编码器之前，布置基于LUT的预失真块以进一步补偿非线性度。在编码器之后，利用4相位LO以将IF IQ信号上变频至RF频带。因此，该实施方式是按照减小的取样速率的双级数字上变频。由于这是管道架构，实施方式可以使用并行执行以针对较高时域量化增加取样速率以获得期望的线性度。
输入数据是复合的并且同时包括同相位(I)和正交相位(Q)路径。复合输入由坐标旋转数字计算机(CORDIC)块51处理，以将笛卡尔数据转换至极数据(即，包络(ENV)和相位θ)。为了非线性ML-IFPWM 54功率编码器的线性度校正，以使能LUT预失真单元52使ENV预失真。输出被标记为PRE。相位调制器56在IF载波频率(例如，用于LTE应用的100MHz)生成相位调制(PM)IQ信号(LOIFI和LOIFQ)。两个IF数字上变频器(DUC)53分别将PRE与LOIFI和LOIFQ混合。
例如，如图3所示，IF DUC 53IFI和IFQ的输出由两个ML-IFPWM功率编码器54编码。生成的脉冲串是PWMI和PWMQ。另一组数字上变频器分别将PWMI和PWMQ与LORFI{1,0,-1,0,…}和LORFQ{0,1,0,-1,…}混合。乘积通过合成器55与输出RFin相加(即，RFin＝PWMI·LORFI+PWMQ·LORFQ)，然后映射器57将多电平RFin转换为控制比特信号。
通常，(2M-1)电平脉冲串需要M个控制比特，例如，3电平IFPWM信号需要2个比特并且5电平IFPWM信号需要3个比特。M个控制比特是二进制切换信号SW(0:M-1)以控制59中的功率放大器(例如，S级PA)的开关(例如，使用GaN晶体管)。为了适合多比特输入，功率放大器可以配置为用于3电平信号的H桥，或用于5电平或更多电平信号的并行的H桥。
还可以具有来自功率放大器的输出的反馈。该反馈将少量的功率耦合回输入以用于表征由功率放大器引入的非线性度。在功率放大器之前，需要缓冲驱动器58以使多比特输入同步并且还提供一些放大以达到功率放大器的输入功率要求。在59内，带通重建滤波器(BPF)还可以包括在SMPA模块中，以用于过滤带外量化噪声从而发送干净的模拟RFout，并且，例如，BPF或另一附加的设计的能量再循环块(例如，宽带RF-DC整流器)能够将与那些不期望的频谱成分相关联的RF功率再循环回SMPA DC电源。RFout适合于通过天线发送。还可以使用其它常规发送器和接收器部件，例如，用于消除功率反射的效应的隔离器。
用于功率编码效率的非均匀分布
图6示出根据本发明的一些实施方式的功率编码器600的框图。功率编码器600包括脉宽调制器610，脉宽调制器610用于根据具有包括至少两个正电压阈值的电压阈值620的集合来调制信号630以产生脉宽调制(PWM)信号615。在一个实施方式中，调制器是射频(RF)调制器，并且PWM信号是RF脉冲串。在另选实施方式中，调制器是中频(IF)调制器，并且PWM信号是IF脉冲串。
功率编码器600还包括用于放大PWM信号615以产生输出信号645的开关模式功率放大器(SMPA)640。通过根据PWM信号的振幅切换SMPA的开关器件650的状态来产生输出信号645。在本发明的各种实施方式中，电压阈值620的值的分布与由不同开关器件650生成的电流的值的分布中的至少一方或它们的组合是非均匀的。
本发明的一些实施方式基于的认知是，被用于调制信号的脉宽调制器使用的电压阈值的值的均匀分布限制调制器的能力以补偿信号的非线性度和高频噪声。一些实施方式基于进一步的理解和相应的判断，功率编码效率不仅取决于信号的统计特性，而且还取决于正或负电压阈值的比率。例如，在一些实施方式中，两个电压阈值的比率在0.3至0.4之间。在一个实施方式中，该比率为0.35。
图7示出根据本发明的一些实施方式的显示利用包括五个值V2、-V1、V0、V1和V2的电压阈值715的集合以产生5电平PWM信号720的信号710的调制的示意图。如从图7可见，电压阈值的值的选择控制PWM信号720的恒定振幅值的存在和长度，例如，W1和W2。
在本发明的一些实施方式中，电压阈值715的值的分布是非均匀的。特别地，相邻的电压阈值之间的距离改变。例如，对于两个正阈值，即，第一电压阈值V1和第二电压阈值V2，相邻的电压阈值V0和V1的值之间的距离740不等于相邻的电压阈值V2和V1的值之间的距离730。例如，比率av＝V1/V2可以在0.3至0.4之间，包含0.3和0.4，例如，av＝0.35。
本发明的一些实施方式基于的另一种认知是，对于电压阈值的非均匀分布，附加地或另选地，由用于放大调制信号的SWPA的不同开关器件产生的电流的值的非均匀分布也能够提高功率编码器的效率。例如，在一些实施方式中，调制信号是多电平PWM信号，并且针对调制信号的一个电平生成的电流与针对调制信号的另一个电平生成的电流的比率在0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。
图8示出SMPA 810的框图，SMPA 810用于根据PWM信号的振幅，通过切换开关器件(例如，开关器件820)的状态产生放大的输出信号815。在一些实施方式中，SMPA 810中的开关器件的数量取决于集合715中的电压阈值的数量。例如，在一个实施方式中，PWM信号具有(2n+1)个电平，n是正自然数，其中，阈值集合包括电压阈值的n个非零值，并且SMPA包括具有用于PWM信号的n个非零电平的非均匀总电流能力的2n个开关器件。
PWM信号720的振幅被映射器830转换为控制信号。例如，对于5电平PWM信号，映射器830能够包括八个ON/OFF开关以将PWM信号映射或变换为控制比特信号。为了适合多比特输入，功率放大器810可以被配置为用于3电平信号的H桥，或用于5电平或更多电平信号的并行H桥。
在一些实施方式中，由不同开关器件生成的电流的值的分布是非均匀的。例如，在一些实施方式中，开关器件820是具有不同尺寸的晶体管以产生不同电流。例如，晶体管可以是具有不同宽度的栅极的GaN晶体管。
在一个实施方式中，功率放大器包括用于PWM信号的n个非零电平的的2n个开关器件以针对每个电平产生In电流，其中，比率av＝Vn-1/Vn和比率ai＝In-1/(In-1+In)均在0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。例如，功率放大器包括用于生成具有第一值I1的电流的第一开关器件，使得功率放大器生成用于PWM信号的第一电平的I1电流，并且包括用于生成具有第二值I2的电流的第二开关器件，使得功率放大器生成用于PWM信号的第二电平的I1+I2电流，其中，比率ai＝I1/(I1+I2)在0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。
图9示出具有针对PWM信号的不同电平的电压阈值与生成的电流的比率910的不同组合的表。根据这个表，一个实施方式通过电压阈值和生成电流的值的非均匀分布的组合920来提高功率编码效率。该实施方式使功率编码效率提高超过5％。
例如，在一个实施方式中，阈值集合包括针对PWM信号的第一电平的第一电压阈值V1和针对PWM信号的第二电平的第二电压阈值V2，其中，比率av＝V1/V2在0.3至0.4之间，包含0.3和0.4。另外，功率放大器包括用于生成具有第一值I1的电流的第一开关器件，使得功率放大器生成针对PWM信号的第一电平的I1电流，其中，功率放大器包括用于生成具有第二值I2的电流的第二开关器件，使得功率放大器生成针对PWM信号的第二电平的I1+I2电流，其中，比率ai＝I1/(I1+I2)在0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。
针对功率编码效率的动态更新
对于3电平固定阈值PWM，理论功率编码效率是：
其中，x是原始基带信号振幅，是通过雷利(Rayleigh)分布进行拟合的x的PDF。
对于5电平固定阈值PWM，理论功率编码效率是：
其中，x是原始基带信号振幅，是通过雷利(Rayleigh)分布进行拟合的x的PDF，a是预失真振幅，V1和V2是两个阈值(V1<V2)，它们的比率并且
在方程式(1a)中，ηCODE仅与输入信号的fx(x)相关联，因此，任何阈值都导致相同的功率编码效率，对于该LTE基带信号，该功率编码效率为约46％。在方程式(2a)和(2b)中，ηCODE不仅与输入信号的fx(x)相关，并且还与阈值比率α相关。并且，存在最优解：当α＝0.3～0.4时，功率编码效率被最大化为约77％。另外，更多的分析显示，只要分布的拟合尺度参数σ＝0.1，0.2，...，0.9，α＝0.35能够应用于用于5电平PWM的几乎所有雷利(Rayleigh)分布的信号图案，并且最大化功率编码效率。
在本发明的实施方式的一些数字实现中，选择不太大或不太小的两个阈值的绝对值以充分利用取样分辨率并且不降低线性度性能。
3电平PWM信号的调制脉冲宽度W可以被表示为
其中，fc是信号的载波频率，a是每个周期中的瞬时包络，并且V是集合715中的阈值。对于具有稳态宽度W的任何PWM信号，其基本谐波振幅是
ii.
将方程式(3)代入方程式(4)得出AM-AM函数
类似于3电平情况，5电平固定阈值PWM的AM-AM函数能够被发展为
当非均匀电流分布被用于开关器件时，这可以因此被改变以通过预失真线性化。
为了满足现代无线通信的严格的线性度要求，预失真可以被用于使PWM转换的非线性度线性化。对于3电平PWM信号，预失真信号a可以是
对于5电平PWM信号，预失真信号a可以是
其中，并且
因为输入信号的同相位(I)和正交(Q)分量xI和xQ正态分布，所以发送的信号是复高斯变量。包络是雷利(Rayleigh)分布的。雷利(Rayleigh)拟合输入包络信号的概率密度函数是PDFCDF从计算出尺度参数。
为了未来计算方便，限定偏矩为
其中，是不完整的γ函数。从(9)，确定
其中，误差函数erf(·)被定义为
功率编码效率函数是期望的带内与频谱域中的整个频带的功率比。对于调制信号，带内信号xPS(t)＝x cos(2πfct)的平均功率是
总信号功率等于时域中的波形均方功率。对于3电平和5电平，
平均编码效率的通式是
其中，a以(8)表示。
Ptot_5(x)能够被写为
基于方程式(14)，3电平PWM信号的功率编码功率仅取决于信号统计特性(即，fx(x))。对于5电平PWM信号，在方程式(15)和(16)中，除了信号的统计性能fx(x)以外，功率编码效率还与另一参数相关联，电压阈值的值的比率α。通常，fx(x)从特定输入信号给出。比率a是设计参数，其可以被优化以最小化Ptot_5(x)，这带来根据方程式(15)的最大功率编码效率。
一些实施方式执行编码效率的确定的若干近似，如下：
考虑(16)的第一度量项中的第三
阶泰勒级数展开(当x＝0时)给出为：
因此，第一度量项(16)可以被近似为
考虑(16)的第二度量项中的第三阶泰勒级数展开(当x＝0时)给出为：
因此，(16)的第二度量项可以被近似为
考虑(16)的最后度量项中的第三阶泰勒级数展开(当x＝0时)给出为：
因此，(16)的最后度量项可以被近似为
近似度量也可以通过将(17)、(18)和(19)代入(16)形成，以得到
其中，M1(·)、M2(·)和M3(·)以(10)表示。
计算显示，在比率α＝0.3～0.4的情况下，存在(20)的极小解。另外，进一步计算显示，对于所有σ＝0.1，0.2，...，0.9，该最佳点都存在。因此，比率α＝0.35可以用于5电平固定阈值PWM的各种情况。一旦确定了优化的阈值比率，一些实施方式选择电压阈值的集合以实现最佳LUT预失真单元和多电平功率编码器。
图10示出根据本发明的一些实施方式的用于动态选择电压阈值的集合的方法的流程图。通过雷利(Rayleigh)分布来拟合1002输入信号数据1001，以确定尺度参数σ。使用尺度参数σ，确定1003概率密度函数(PDF)和累积分布函数(CDF)。接着，使用PDF计算1004偏矩函数。
固定阈值PWM功率编码器通过AM-AM函数建模1005。例如，预失真框通过AM-AM函数的反函数建模1006。确定1007理论功率编码效率目标函数。
在一些实施方式中，该方法基于PWM信号的量化电平来分离1008。对于3电平的情况，可以直接计算功率编码效率1011。对于5电平的情况，通过最小化总信号功率1009来优化目标函数1007。确定最佳阈值比1010以产生5电平或更多电平功率编码效率1011。在一个实施方式中，处理器针对失真的输入信号的每一帧确定固定阈值的集合、变换函数和LUT。
【工业实用性】
本发明的功率编码器和用于功率编码的方法适用于多种领域。

Claims (20)

1.一种功率编码器，该功率编码器包括：
脉宽调制器，其用于根据包括至少两个正电压阈值的阈值集合来调制信号，以产生脉宽调制(PWM)信号；以及
开关模式功率放大器，其用于根据所述PWM信号的振幅，通过切换开关器件的状态来放大所述PWM信号，其中，所述集合中的所述电压阈值的值的分布和由不同开关器件生成的电流的值的分布中的至少一方或其组合是非均匀的。
2.根据权利要求1所述的功率编码器，其中，所述阈值集合包括第一电压阈值和第二电压阈值，其中，所述第一电压阈值和所述第二电压阈值的比率在0.3至0.4之间。
3.根据权利要求2所述的功率编码器，其中，所述比率为0.35。
4.根据权利要求1所述的功率编码器，其中，所述功率放大器的所述开关器件包括具有不同尺寸的晶体管以产生不同的电流。
5.根据权利要求1所述的功率编码器，其中，所述PWM信号具有(2n+1)个电平，n是正自然数，其中，所述阈值集合包括电压阈值的n个非零值，并且其中，所述功率放大器包括具有针对所述PWM信号的n个非零电平的非均匀总电流能力的2n个开关器件。
6.根据权利要求1所述的功率编码器，其中，所述阈值集合包括针对所述PWM信号的第一电平的第一电压阈值V1和针对所述PWM信号的第二电平的第二电压阈值V2，其中，比率av＝V1/V2在0.3至0.4之间，包含0.3和0.4；并且其中，所述功率放大器包括第一开关器件，所述第一开关器件用于生成具有第一值I1的电流，使得所述功率放大器产生针对所述PWM信号的所述第一电平的I1电流，其中，所述功率放大器包括第二开关器件，所述第二开关器件用于生成具有第二值I2的电流，使得所述功率放大器产生针对所述PWM信号的所述第二电平的I1+I2电流，其中，比率ai＝I1/(I1+I2)在0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。
7.根据权利要求1所述的功率编码器，其中，所述PWM信号具有(2n+1)个电平，n是正自然数，其中，所述阈值集合包括所述电压阈值的n个非零值Vn，并且其中，所述功率放大器包括用于所述PWM信号的n个非零电平的2n个开关器件以针对每个电平产生In电流，其中，比率av＝Vn-1/Vn和比率ai＝In-1/(In-1+In)在0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。
8.根据权利要求1所述的功率编码器，该功率编码器还包括：
振幅相位分离器，其用于将输入信号分离为包络信号和相位调制信号；
预失真单元，其用于使用查找表(LUT)使所述包络信号失真，以产生失真的包络信号，其中，所述查找表存储变换函数的非线性映射；
数字转换器，其用于将所述失真的包络信号与所述相位调制信号结合以产生失真的输入信号，其中，所述信号是所述失真的输入信号，使得所述调制器用所述阈值集合根据变换函数来调制所述失真的输入信号，以产生所述PWM信号，其中，所述失真的输入信号与所述PWM信号之间的关系是非线性的。
9.根据权利要求8所述的功率编码器，其中，所述调制器是射频(RF)调制器，并且所述数字转换器用RF载波信号将所述失真的包络信号和所述相位调制信号上变频，使得所述PWM信号是RF脉冲串。
10.根据权利要求8所述的功率编码器，其中，所述调制器是中频(IF)调制器，并且所述数字转换器使用IF载波信号将所述失真的包络信号和所述相位调制信号上变频，使得所述PWM信号是IF脉冲串。
11.根据权利要求10所述的功率编码器，该功率编码器还包括：
第二数字上变频器，其用于将所述IF脉冲串转换成射频(RF)脉冲串并且用于将所述RF脉冲串提交至所述开关模式功率放大器。
12.根据权利要求8所述的功率编码器，其中，各个阈值的值基于所述输入信号的一部分的概率密度函数(PDF)。
13.根据权利要求12所述的功率编码器，该功率编码器还包括：
存储器，其用于存储所述失真的输入信号的帧；
处理器，其用于根据所述帧中的数据来确定所述PDF，对所述PDF进行积分以生成累积分布函数(CDF)的曲线，并且基于所述曲线来选择各个固定阈值的值。
14.根据权利要求13所述的功率编码器，其中，所述处理器针对所述失真的输入信号的每一帧确定所述固定阈值集合、所述变换函数和所述LUT。
15.一种用于功率编码的方法，该方法包括：
根据包括至少两个正电压阈值的阈值集合来调制信号，以产生脉宽调制(PWM)信号；以及
根据所述PWM信号的振幅，通过切换开关器件的状态来放大所述PWM信号，其中，所述集合中的所述电压阈值的值的分布和由不同开关器件生成的电流的值的分布中的至少一方或其组合是非均匀的。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述阈值集合包括第一电压阈值和第二电压阈值，其中，所述第一电压阈值与所述第二电压阈值的比率在0.3至0.4之间。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述比率为0.35。
18.根据权利要求16所述的方法，其中，使用具有不同尺寸以产生不同的电流的晶体管执行所述放大。
19.根据权利要求15所述的方法，其中，所述阈值集合包括针对所述PWM信号的第一电平的第一电压阈值V1和针对所述PWM信号的第二电平的第二电压阈值V2，其中，比率av＝V1/V2在0.3至0.4之间，包含0.3和0.4；并且其中，使用功率放大器执行所述放大，所述功率放大器包括用于生成具有第一值I1的电流以使得所述功率放大器产生针对所述PWM信号的所述第一电平的I1电流的第一开关器件，以及用于生成具有第二值I2的电流以使得所述功率放大器产生针对所述PWM信号的所述第二电平的I1+I2电流的第二开关器件，其中，比率ai＝I1/(I1+I2)在0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。
20.根据权利要求15所述的方法，其中，所述PWM信号是中频(IF)脉冲串，该方法还包括：
将所述IF脉冲串转换成射频(RF)脉冲串以用于所述放大。
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