CN110574294A - 射频（rf）发射机和减噪装置 - Google Patents

射频（rf）发射机和减噪装置 Download PDF

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Abstract

用于无线通信的射频发射机包括：多个输入端口，其接收要在多个分离频带上发送的多个基带符号序列；功率编码器，其对多个基带符号序列进行调制和编码以产生已编码多频带信号，该已编码多频带信号包括承载多个基带符号序列的多个分离频带；第一功率放大器，其用于放大已编码多频带信号以产生经放大的已编码多频带信号；第一噪声消除器，其根据已编码多频带信号和多个基带符号序列生成第一减噪信号；第一功率组合器，其将经放大的已编码多频带信号与第一减噪信号进行组合以产生RF多频带信号；以及天线，其用于发送RF多频带信号。

Description

射频(RF)发射机和减噪装置
技术领域
本发明涉及一种带间载波聚合(CA)数字发射机，更具体地，涉及一种具有多级带外噪声消除器的带间CA数字发射机。
背景技术
与由数字基带后跟模拟/RF前端组成的常规无线发射机相比，用于无线通信的射频(RF)数字发射机(DTX)具有几个优点。DTX将数模接口移得靠近天线，因此涉及的模拟组件更少。DTX还通过数字信号处理实现的多模式和多频带操作来增强系统灵活性。因此，DTX对于无线基站和移动应用都有益。
发明内容
技术问题
为了通过有效使用频谱来增加无线数据速率并改善网络覆盖范围，已经开发了并发多频带(CMB)发送方法。例如，长期演进(LTE)通信标准定义了非连续带间载波聚合(IB-CA)，以在发射机和接收机之间并发地发送和接收多个分离频带。最近，对于用于非连续CMB发送的IB-CA DTX兴趣日益浓厚，为此，系统设计人员在实验实现中面临着重大挑战。
基于德耳塔-西格玛调制的CMB(CMB-DSM)技术使IB-CA DTX实现出色的动态范围而不会产生杂散音，但是CMB-DSM技术遭受了大量的带外噪声。
尽管在美国专利9,294,079中针对具有非连续CMB-DSM的IB-CA DTX讨论了噪声消除技术，但是带外噪声的抑制不足以消除对高阶多频带RF输出滤波器(MB-RFOF)的需求或不足以明显放宽MB-RFOF设计要求。
因此，需要实现一种具有充分降低带外噪声而不使用MB-RFOF的噪声消除器的射频(RF)数字发射机。
技术方案
一些实施方式基于以下事实的认识：无线通信的噪声信号能够由射频(RF)发射机来实现，该RF发射机包括：多个输入端口，其接收要在多个分离频带上发送的多个基带符号序列；功率编码器，其对多个基带符号序列进行调制和编码以产生已编码多频带信号，已编码多频带信号包括承载多个基带符号序列的多个分离频带；第一功率放大器，其用于放大已编码多频带信号以产生经放大的已编码多频带信号；第一噪声消除器，其根据已编码多频带信号和多个基带符号序列生成第一减噪信号；第一功率组合器，其将经放大的已编码多频带信号与第一减噪信号进行组合以产生RF多频带信号；以及天线，其用于发送RF多频带信号。
此外，一些实施方式基于对以下事实的认识和理解：无线通信的噪声信号通过减噪装置减小。因此，一个实施方式公开了一种用于生成减噪信号的减噪装置。该减噪装置包括：双频带正交调制器，其使用数字上变频混合将多个基带符号序列调制成预定的载波频率信号；第一数字加法器，其将预定的载波频率信号和包括承载多个基带符号序列的多个分离频带的已编码多频带信号进行组合并生成第一组合信号；第一数字增益单元，其将第一数字加法器的第一组合信号控制在预定的输出范围内；第一粗量化器，其将来自第一数字增益单元的第一组合信号量化为具有第一预定比特的第一量化信号；以及第一功率放大器，其放大第一量化信号并发送经放大的第一量化信号作为第一减噪信号。
将参照附图进一步解释当前公开的实施方式。所示的附图不一定按比例绘制，而是通常将重点放在说明当前公开的实施方式的原理上。
附图说明
[图1]
图1是带间CA数字发射机(IB-CA DTX)的框图。
[图2]
图2是关于IB-CA DTX的输出频谱的仿真结果。
[图3]
图3是根据本公开的实施方式的具有多级带外噪声消除器(MSOB-NC)的IB-CA DTX的框图。
[图4]
图4是根据本公开的实施方式的关于具有MSOB-NC的IB-CA DTX的输出频谱仿真结果。
[图5]
图5是根据本公开的实施方式的MSOB-NC的单级实现。
[图6]
图6是根据本公开的实施方式的MSOB-NC的两级实现。
[图7]
图7是根据本公开的实施方式的MSOB-NC的三级实现。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的各种实施方式。应当注意，附图未按比例绘制，并且在整个附图中，相似结构或功能的元件由相似的附图标记表示。还应当注意，附图仅旨在帮助描述本发明的具体实施方式。它们并非旨在作为本发明的穷举式描述也并非作为对本发明范围的限制。另外，结合本发明的特定实施方式描述的方面不必限于该实施方式，并且能够在本发明的任何其它实施方式中被实践。
在以下描述中给出了具体细节以提供对实施方式的全面理解。然而，本领域普通技术人员能够理解，可以在没有这些具体细节的情况下实践实施方式。例如，所公开的主题中的系统、过程和其它元件可以以框图形式示出为组件，使得不必要的细节不会模糊实施方式。在其它情况下，可以示出公知的过程、结构和技术而没有不必要的细节，以避免模糊实施方式。此外，各个附图中相似的附图标记和标记指示的相似的元件。
另外，各个实施方式可以被描述为过程，该过程被描绘为流程图、作业图、数据流图、结构图或框图。尽管流程图可以将操作描述为顺序过程，但是许多操作能够并行或同时执行。另外，操作的顺序可以重新排列。过程可以在其操作完成时终止，但是可以具有未在图中包括或讨论的附加步骤。此外，并非在任何特定描述的过程中的所有操作都可以在所有实施方式中发生。过程可以对应于方法、函数、过程、子例程、子程序等。当过程对应于函数时，函数的终止能够对应于函数返回到调用函数或主函数。
根据本公开的实施方式，提供了非连续带间载波聚合数字发射机(IB-CA DTX)而没有多频带RF输出滤波器(MB-RFOF)。
本公开将讨论用于德耳塔-西格玛调制(delta-sigma modulation：DSM)的多级噪声成形(MASH)技术，以使用图1和图2来谈及关于带外噪声的MASH技术的问题。
图1示出了带间载波聚合数字发射机(IB-CADTX)100的框图。IB-CA-DTX 100包括用于接收高频带同相/正交相位(I/Q)符号110和低频带I/Q符号115的输入端口、数字调制器120、功率编码器130、S类数字功率放大器(PA)140、多频带RF滤波器150和发射天线160。
IB-CA-DTX 100通过使用数字调制器120将高频带I/Q符号110和低频带I/Q符号115的序列转换成高分辨率数字RF信号125的序列。
数字调制器120经由两个输入端口接收高频带I/Q符号110和低频带I/Q符号，并且在信号转换处理之后将高分辨率数字RF信号125发送给功率编码器130。功率编码器130将高分辨率数字RF信号125的序列转换为低分辨率数字RF信号(多级数字信号)135。
功率编码器130包括德耳塔-西格玛调制(DSM)、脉宽调制(PWM)、脉冲位置调制(PPM)和移相调制的电路模块。
S类DPA(数字功率放大器)140在具有窄带宽的输出匹配网络的同时具有宽带宽的输入匹配网络(未示出)，从而能够实现高效的S类操作。为了实现高功率效率，以诸如GaNHEMT和InGaAs HBT之类的化合物半导体来实现S类DPA140。
多频带RF输出滤波器(MRFOF)150对来自S类DPA140的带外发射进行衰减。尽管发射天线160提供了附加的带外衰减，但是为了满足无线通信标准所需的发射频谱掩模，有必要进一步降低噪声。因为MRFOF 150对S类DPA输出145进行处理，所以插入损耗应最小化。因此，功率编码器130的一个设计目的是使带外发射最小化，从而能够使用具有低插入损耗的低阶MFRFOF。
为了从IB-CADTX中消除MB-RFOF或用单极或两极低通RF滤波器代替MB-RFOF，IB-CADTX可以使用噪声消除(NC)技术。本公开的一些实施方式基于对以下事实的认识：能够利用基于CMB-DSM的非连续IB-CADTX实现大量的带外噪声消除的MSOB-NC。
在多级CMB-DSM中，MSOB-NC生成反相的带外量化噪声，该噪声会通过非对称功率组合器(APC)添加到S类数字功率放大器(DPA)输出。与传统对称Wilkinson功率组合器相比，APC以更高的功率效率实现噪声消除。
根据本公开的实施方式，MSOB-NC的设计考虑因素在于级数和每级中的量化器的分辨率。从理论上讲，两级MSOB-NC能够使用高分辨率量化器和高分辨率RF DAC实现完美的噪声消除。通过将量化器分辨率选择为2-3比特，能够轻松实现RF DAC设计。通过增加噪声消除器的额外级，能够用低分辨率量化器实现出色的噪声消除性能。
此外，通过将相同的噪声消除器级联，能够将带外噪声消除器的模块化实现串联为多级架构。在这种情况下，与具有高分辨率量化器的单级OB-NC实现相比，OB-NC的多级实现能够节省功耗。例如，具有10比特量化器的单级OB-NC等效于每个具有5比特量化器的两级OB-NC。这意味着代替用于创建噪声消除信号的单个10比特数模转换器(DAC)，两级OB-NC使用两个5比特DAC。因为增加1比特分辨率通常需要4倍以上的功耗，所以两个5比特DAC的功耗明显小于单个10比特DAC。
根据本公开的实施方式，具有非连续IB-CADTX的MSOB-NC不限制同时应用带内噪声抑制技术。因此，能够将IB-CADTX设计为具有带内噪声抑制和带外噪声消除，这可以提高带内SNR并同时放宽RF输出滤波器要求。
图2示出了关于在IB-CADTX 100中的MRFOF 150的输出端口155处获得的输出频谱的仿真结果。S类DPA140同时发送低频带信道215和高频带信道225。如图中所示，通过MRFOF150降低了低频带信道215和高频带信道225的带内区域的噪声水平。但是，带外发射210、220和230仍需要进一步衰减以改善SNR。
因此，本公开的一些实施方式提供了一种在减少MRFOF 150的设计复杂度和插入损耗的同时显著地减少带外发射210、220、230的系统和方法。在公开的一些实施方式中，能够从IB-CA-DTX 100中省略MRFOF 150。
根据本公开的实施方式，用于无线通信的射频(RF)发射机包括：多个输入端口，其接收要在多个分离频带上发射的多个基带符号序列；功率编码器，其对多个基带符号序列进行调制和编码以产生包括承载多个基带符号序列的多个分离频带的已编码多频带信号；第一功率放大器，其用于放大已编码多频带信号以产生经放大的已编码多频带信号；第一噪声消除器，其根据已编码多频带信号和多个基带符号序列生成第一减噪信号；第一功率组合器，其将放大的已编码多频带信号和第一减噪信号组合来产生RF多频带信号；以及天线，其用于发送RF多频带信号。将使用以下附图讨论以上配置的示例。
图3示出了根据本公开的实施方式的IB-CA DTX 300的框图。IB-CA DTX 300包括并发多频带(concurrent-multiband)德耳塔-西格玛调制(CMB-DSM)功率编码器320、多级带外噪声消除器(MSOB-NC)325、数字延迟单元(电路)335、S类数字PA 340、非对称功率组合器355和双工器/共用器天线360。MSOB-NC 325能够由一级或比一级更多级的带外噪声消除器(电路)形成。
功率编码器320基于并发多频带德耳塔-西格玛调制(CMB-DSM)对输入符号(信号)进行编码。在这种情况下，功率编码器320将包含高频带I/Q符号310和低频带I/Q符号315的序列的输入信号转换成低分辨率数字RF符号330的序列。低分辨率数字RF符号330被发送给数字延迟单元335和MSOB-NC 325。
MSOB-NC 325将高频带I/Q符号310和低频带I/Q符号315与从CMB-DSM功率编码器320接收的低分辨率数字RF符号330进行比较，并创建噪声消除信号350。噪声消除信号可以称为减噪信号。
例如，MSOB-NC 325基于逆运算将低分辨率数字RF符号330变换为具有异号(opposite sign)，并将异号的低分辨率数字RF符号与高频带I/Q符号310和低频带I/Q符号315的序列组合。变换后的低分辨率数字RF符号可以称为异号低分辨率数字RF符号330'(未示出)。在这种情况下，异号低分辨率数字RF符号330'包括高频带I/Q符号310和低频带I/Q符号315的序列的异号信号分量以及由CMB-DSM功率编码器320引起的噪声信号的异号噪声分量。
因此，当将异号低分辨率数字RF符号330'与高频带I/Q符号310和低频带I/Q符号315的序列相加(组合)时，能够提取(获得)关于由CMB-DSM功率编码器320引起的噪声信号的异号噪声分量。结果，噪声消除信号350包括由CMB-DSM功率编码器320引起的噪声信号的异号噪声分量。
S类数字PA的输出345包括低分辨率数字RF符号330的序列和由CMB-DSM功率编码器320生成的噪声信号，当通过APC 355将输出345与噪声消除信号350组合时，能够在不影响低分辨率数字RF符号330的序列的信号分量的情况下，明显地减小由CMB-DSM功率编码器320引起的噪声信号的噪声分量。
在此过程中，MSOB-NC 325能够执行低分辨率数字RF符号330的下变频或基带IQ符号的两个序列的上变频的比较。由于该转换引入了时间延迟，因此噪声消除信号350包括在S类DPA之后的时间延迟。
数字延迟单元335被配置为通过将预定延迟时间施加到低分辨率数字RF符号330来使噪声消除信号350与S类DPA 340的输出345对齐，从而补偿由MSOB-NC325引入的时间延迟。因为时间延迟是固定的(恒定值)并且由数字时钟精确定义，所以不需要校准时间延迟335。根据MSOB-NC 325的设计，数字延迟单元335处的时间延迟能够具有固定的设计，从而允许使用基于触发器的寄存器堆(register file)的简单实现。
类似于S类DPA 140，如图2中所讨论的，S类DPA 340的输出345包括并发双频带信道(信道信号)215、225以及在进入APC 355之前不期望的带外发射(信号电平)210、220、230。应当注意，APC 355能够组合具有不同功率电平的信号。当通过APC 355将噪声消除信号350与S类DPA 340的输出345组合时，能够明显地减少带外发射210、220、230，这将在图4中进行讨论。
根据本公开的实施方式，因为噪声消除被充分地施加到APC输出356，所以APC355的输出356(APC输出356)能够直接连接到双工器、共用器或天线360。该电路配置能够提供用于改善SNR特性并简化IB-CA DTX电路的显著优点。
图4是根据本公开的实施方式的指示关于在IB-CA DTX 300中的APC 355的输出端口356处的输出频谱的仿真结果的实验结果。可以看出，S类DPA 340同时发送低频带信道415和高频带信道425。与图2中的带外发射210、220、230相比，通过MSOB-NC 325产生的噪声消除信号350明显地抑制了带外发射410、420、430。如图所示，噪声降低了大约20dB，得到了极好的SNR。
如图3所示，IB-CA DTX 300包括单级MSOB-NC 325，但是，通过使用两级或三级MSOB-NC，能够进一步提高噪声抑制效果的程度，使得与图1的情况相比，在APC 355的输出处没有MRFOF(多频带RF滤波器)的情况下，APC 355能够驱动双工器、共用器或天线360。此外，在一些情况下，依据对发射频谱掩模的通信标准要求，可以在IB-CA DTX 300中的非对称功率组合器355与双工器/共用器/天线360之间添加附加的MRFOF(未示出)，但是得益于MSOB-NC 325对带外发射的抑制，能够显著降低MRFOF的复杂性和插入损耗。
下面将使用图5更详细地讨论图3中的多级带外噪声消除器(MSOB-NC)。应该注意的是，为了便于说明，利用不同的标号来标记图3中所示的相同组件。
图5示出了根据本公开的实施方式的IB-CA DTX 500的框图。IB-CA DTX 500包括CMB-DSM功率编码器520、双频带数字正交调制器(DB-DQM)525、MSOB-NC530、数字延迟单元535、S类数字PA 545、非对称功率组合器555和双工器/共用器天线560。使用DB-DQM 525和MSOB-NC 530更详细地描述图3中讨论的多级带外噪声消除器的操作。MSOB-NC 530包括单个OB-NC，其能够称为单级带外噪声消除器530(单级OB-NC 530)。MSOB-NC 530包括数字加法器532、数字增益单元534、粗量化器536和低功率PA 538，其中数字增益单元534和粗量化器536可以由数字逻辑电路形成。
双频带数字正交调制器(DB-DQM)525使用数字上变频混合(数字上变频混合方法)将高频带的基带I/Q符号510和低频带的基带I/Q符号515调制为相应载波频率信号Y0。数字混合的硬件实现包括乘法器，这会引入时间延迟。
单级OB-NC 530通过将多频带基带符号(已调制的高频带I/Q符号和低频带I/Q符号)510、515与CMB-DSM功率编码器520生成的低分辨率数字RF符号522(输出V0)进行比较，来生成噪声消除信号540。OB-NC 530首先使用数字加法器532将CMB-DSM功率编码器520的输出V0与DB-DQM 525的输出Y0进行比较。例如，数字加法器532通过逆运算将低分辨率数字RF符号522变换为具有异号，得到异号低分辨率数字RF符号。该变换(逆运算)在图中用减号表示。
异号低分辨率数字RF符号包括带有异号的已调制高频带I/Q符号510和已调制低频带I/Q符号515的信号分量，并且包括相对于CMB-DSM功率编码器520引起的噪声信号的相反噪声分量。
由于输出信号Y0包括高基带I/Q符号510和低基带I/Q符号515的信号分量，因此当在数字加法器532处将异号低分辨率数字RF符号522'添加到输出信号时，能够获得异号输出522的异号噪声分量。因此，噪声消除信号540包括相对于低分辨率数字RF符号522的异号噪声分量。
为量化器536选择数字增益单元534的数字增益，使得数字加法器532的输出被控制在量化器536的预定输入范围内，以避免数据溢出量化器536。选择低功率PA 538的增益使得噪声消除能够被最大化。在这种情况下，S类数字PA 545的输出功率大于低功率PA 538的输出功率。此外，低功率PA 538的分辨率大于S类数字PA 545的分辨率。噪声消除信号540被发送到非对称功率组合器555，使得来自S类数字PA545的输出信号550的噪声信号通过与噪声消除信号540组合而显著地减小(补偿)。消除了噪声的信号从非对称功率组合器555发送到双工器/共用器天线560。在某些情况下，根据电路设计的要求，可以在不对称功率组合器555和双工器/共用器天线360之间添加多频带RF滤波器(未示出)。
根据本公开的实施方式，用于生成减噪信号的减噪装置包括：双频带正交调制器，其使用数字上变频混合将多个基带符号序列调制为预定的载波频率信号；第一数字加法器，其将预定的载波频率信号和已编码多频带信号进行组合并生成第一组合信号，该已编码多频带信号包括承载多个基带符号序列的分离频带；第一数字增益单元，其将第一数字加法器的第一组合信号控制在预定输出范围内；第一粗量化器，其将来自第一数字增益单元的第一组合信号量化为具有第一预定比特的第一量化信号；以及第一功率放大器，其将第一量化信号放大并发送经放大的第一量化信号作为第一减噪信号。
根据本公开的实施方式，用于生成减噪信号的减噪装置包括：双频带正交调制器，其使用数字上变频混合将多个基带符号序列调制为预定的载波频率信号；第一数字加法器，其将预定的载波频率信号和已编码多频带信号进行组合并生成第一组合信号，该已编码多频带信号包括承载多个基带符号序列的分离频带；第一数字增益单元，其将第一数字加法器的第一组合信号控制在预定输出范围内；第一粗量化器，其将来自第一数字增益单元的第一组合信号量化为具有第一预定比特的第一量化信号；以及第一功率放大器，其将第一量化信号放大并发送经放大的第一量化信号作为第一减噪信号。
在一些情况下，数字加法器在已编码多频带信号与预定的载波频率信号组合之前，通过逆运算将已编码多频带信号变换为具有异号的异号已编码多频带信号。
此外，该减噪装置可以包括：第一数字延迟单元，其设置在第一粗量化器和第一功率放大器之间，其中第一数字延迟单元将预定的延迟时间加到第一量化信号；第二级噪声消除器，其生成第二减噪信号。在这种情况下，第二级噪声消除器包括：第二数字加法器，其将第一数字增益单元的输出信号和第一量化信号进行组合并生成第二组合信号；第二数字增益单元，其将来自第一数字加法器的第二组合信号控制在第二预定输出范围内；第二粗量化器，其将来自第二数字增益单元的第二组合信号量化为具有第二预定比特的第二量化信号；第二功率放大器，其将第二量化信号放大并发送经放大后的第二量化信号作为第二减噪信号；以及不对称功率组合器，其将第一减噪信号和第二减噪信号组合。将使用图6讨论以上配置的示例。
图6示出了根据本公开的实施方式的MSOB-NC 600的两级实现的框图。MSOB-NC600的两级实现是通过使用双频带数字正交调制器620(DB-DQM 620)、低功率APC 665、CMB-DSM功率编码器670、数字延迟单元674、S类数字PA 676(主S类数字功率放大器)和主APC680来执行的。
MSOB-NC 600包括第一级OB-NC 630和第二级OB-NC 660。主APC 680的输出连接到双工器/共用器天线(未示出)，以发送消除了噪声的信号。
数字延迟单元674和S类数字PA 676用于操纵由670生成的信号672。数字延迟单元674生成预定延迟的信号675，该预定延迟被施加到CMB-DSM功率编码器670的输出信号672，以与来自低功率APC 665的鼻子消除信号675对齐。然后，延迟信号675被数字PA 676放大为幅度增强的信号678并且在APC 680处与信号675组合。
MSOB-NC 600通过将多频带基带I/Q符号610、615与CMB-DSM功率编码器670生成的低分辨率数字RF符号V0相比较，来生成噪声消除信号675。第一级OB-NC630包括数字加法器632、数字增益单元636、粗量化器638、数字延迟单元634和低功率PA 640，其中数字延迟单元634、数字增益单元636和粗量化器638可以由数字逻辑电路形成。此外，第二级OB-NC 660包括数字加法器652、数字增益单元656、粗量化器658、数字延迟单元654和低功率PA 650，其中数字延迟单元654、数字增益单元656和粗量化器658可以由数字逻辑电路形成。此外，由于数字延迟单元654的处理针对MSOB-NC的后续级执行，因此当MSOB-NC仅包括两级OB-NC时，能够跳过数字延迟单元654的处理或者能够省略数字延迟单元654。
除了数字延迟单元(电路)634之外，第一级OB-NC 630以与图5中的单级OB-NC530相同的方式操作。数字延迟单元634将第一级OB-NC 630的输出645延迟，使得输出645与第二级OB-NC输出660的输出655对齐。
第二级OB-NC 660减小了由第一级OB-NC 630引起的量化噪声。由于在粗量化器638处引起量化噪声，因此在第二级OB-NC 660的数字加法器652处使用(相加)在进入粗量化器638之前的来自数字增益单元636的信号输出Y1和来自粗量化器638的信号输出V1，以提取量化噪声分量作为来自第一级OB-NC 630的信号中的异号量化噪声分量。在数字加法器652处，信号输出V1被转换为具有负号，并与信号输出Y1相加。由于信号Y1不包括由粗量化器638引起的噪声分量，因此在数字加法器652处的处理之后能够获得量化噪声的异号噪声分量。异号噪声分量通过数字增益单元656、粗量化器658、数字延迟单元654和低功率PA 650来处理，并且变为量化噪声消除信号输出655。量化噪声消除信号输出655能够称为第二输出655。
因为可以通过流水线数字逻辑(未示出)来执行数字算术运算(例如，数字增益656和粗量化器658)的高速实现，因此第二阶段OB-NC 660引入了附加时间延迟。如果低功率PA650需要数模转换器(DAC)处理以与量化器658接口，则DAC处理还会引入附加时间延迟。在第二级OB-NC 660处引起的数字延迟和模拟延迟均由第一级OB-NC 630的数字延迟单元634进行校正。
低功率APC 665将第一级OB-NC 630的第一输出645和第二级OB-NC 660的第二输出655组合。结果，低功率APC 665发送当在APC 680处进行组合时能够与主S类DPA(676的输出信号678一起实现更有效噪声消除的输出675。此外，在APC680处的噪声消除信号(未示出)被驱动并从主高功率APC 680输出。
图7示出了根据本公开的实施方式的包括三级MSOB-NC 770的IB-CA DTX 700的框图。
IB-CA DTX 700包括CMB-DSM功率编码器720、数字延迟单元730、主S类数字PA740、主高功率非对称功率组合器(高功率APC)750和双工器/共用器天线760。三级MSOB-NC770包括双频带数字正交调制器(DB-DQM)771、第一级OB-NC 772、第二级OB-NC 773、第三OB-NC 774、第一低功率APC 776和第二低功率APC 777。
当三级MSOB-NC 770中的每个OB-NC具有N比特量化器(未示出)时，随着OB-NC的级数增加一，能够估计出由于量化噪声引起的带外发射被抑制6N dB。例如，当使用2比特量化器时，由于添加了附加OB-NC级，能够获得对带外量化噪声的12dB的附加抑制。数字延迟单元730被调谐，使得来自三级MSOB-NC的噪声消除信号775与S类DPA 740的输出745对齐。随着OB-NC级数的增加，选择数字延迟730以添加附加的时间延迟来进行同步。因此，对于主S类DPA 740之前的数字延迟τ、第一级OB-NC的数字延迟τ1、第二级OB-NC的数字延迟τ2和第三级OB-NC的数字延迟τ3，保持以下关系式(1)：
τ3<τ2<τ1<τ (1)
在这种情况下，第一级OB-NC 772包括第一级数字延迟单元(未示出)，以使第一级OB-NC 772的输出信号与APC 776的输出信号在APC 776处对齐。此外，第二OB-NC 773包括第二级数字延迟单元(未示出)，以使第二级OB-NC 773的输出信号和第三OB-NC 774的输出信号在APC 777处对齐。
根据本发明的实施方式，该关系能够扩展到具有三个以上级的MSOB-NC。凭借图1中基于CMB-DSM的IB-CA DTX，MRFOF 150可以引入显著的插入损耗。因此，确定具有MSOB-NC的级数的一种方法是选择提供在主高功率APC 750输出处足以消除带外发射的最小级数，因此MRFOF不是必要的。
在一些情况下，为了确定MSOB-NC的这种最小级数，能够预先确定量化器分辨率。确定量化器分辨率的一种方法是选择最大量化器分辨率，从而能够满足给定的系统功率预算。当给定CMB-DSM的过采样率时，提高一比特分辨率可能需要使将量化器输出接口至产生噪声消除信号的低功率PA的数模转换器(DAC)的功耗增加四倍。
根据本公开的实施方式，对于噪声消除可行的是，消除了使用DAC来驱动AB类低功率PA的需求。在这种情况下，低功率PA本身能够实现为另一S类DPA。因为用于IB-CA DTX的MSOB-NC需要非常宽的带宽，所以低功率S类DPA的分辨率也受到限制，但是分辨率能够高于主高功率S类DPA的分辨率。
可以以大量方式中的任何一种来实现本发明的上述实施方式。例如，可以使用硬件、软件或其组合来实现实施方式。当以软件实施时，软件代码能够在任何合适的处理器或处理器集合上执行，无论处理器集合是设置在单台计算机中还是分布在多台计算机中。这样的处理器可以实现为集成电路，在集成电路组件中具有一个或更多个处理器。但是，可以使用任何适当格式的电路来实现处理器。
另外，本发明的实施方式可以体现为方法，已经提供了方法的示例。作为方法的一部分而执行的动作可以以任何合适的方式排序。因此，即使在示例性实施方式中被示为顺序动作，实施方式可以被配置为以与所示出的顺序不同的顺序来执行动作，其中可以包括同时执行一些动作。
在权利要求中使用的修饰权利要求元件的诸如“第一”、“第二”之类的序数术语本身并不意味着一个权利要求元件相对于另一权利要求元件具有任何优先级、优先顺序或次序，或者方法动作执行的时间顺序，而是仅用作标签以将具有某一名称的一个权利要求元件与具有相同名称(除了使用的序数词)的另一元件区分开，从而区分权利要求元件。

Claims (17)

1.一种用于无线通信的射频RF发射机，该RF发射机包括：
多个输入端口，所述多个输入端口接收要在多个分离频带上发送的多个基带符号序列；
功率编码器，该功率编码器对所述多个基带符号序列进行调制和编码，以产生包括承载所述多个基带符号序列的所述多个分离频带的已编码多频带信号；
第一功率放大器，该第一功率放大器用于将所述已编码多频带信号放大，以产生经放大的已编码多频带信号；
第一噪声消除器，该第一噪声消除器根据所述已编码多频带信号和所述多个基带符号序列生成第一减噪信号；
第一功率组合器，该第一功率组合器将所述经放大的已编码多频带信号与所述第一减噪信号进行组合，以产生RF多频带信号；以及
天线，该天线用于发送所述RF多频带信号。
2.根据权利要求1所述的RF发射机，其中，第一数字延迟单元被设置在所述功率编码器和所述第一功率放大器之间，以使所述经放大的已编码多频带信号和所述第一减噪信号在所述第一功率组合器处对齐。
3.根据权利要求2所述的RF发射机，其中，所述第一数字延迟单元将预定的延迟时间施加到所述已编码多频带信号，以补偿在所述第一噪声消除器中引起的所述预定的延迟时间。
4.根据权利要求1所述的RF发射机，其中，所述第一功率组合器是将所述经放大的已编码多频带信号和所述第一减噪信号组合的不对称功率组合器，其中，所述经放大的已编码多频带信号的功率电平和所述第一减噪信号的功率电平不同。
5.根据权利要求1所述的RF发射机，其中，所述第一噪声消除器包括第一数字加法器，其中，所述数字加法器通过逆运算将所述已编码多频带信号变换为具有异号的异号已编码多频带信号，并且将所述异号已编码多频带信号与所述多个基带符号序列进行组合。
6.根据权利要求5所述的RF发射机，其中，所述第一噪声消除器包括数字增益单元和连接至所述数字增益单元的粗量化器，其中，所述数字增益单元将所述双频带正交调制器的输出控制在所述粗量化器的预定输入范围内，以避免数据溢出，其中，所述粗量化器对所述第一数字加法器的输出信号进行量化。
7.根据权利要求6所述的RF发射机，其中，所述第一噪声消除器包括第二功率放大器，其中，所述第二功率放大器对所述粗量化器的输出信号进行放大，其中，所述第二功率放大器的输出功率低于所述第一功率放大器的输出功率。
8.根据权利要求7所述的RF发射机，其中，所述第二功率放大器的分辨率大于所述第一功率放大器的分辨率。
9.根据权利要求1所述的RF发射机，该RF发射机还包括：
双频带正交调制器，该双频带正交调制器连接到所述第一数字加法器，以使用数字上变频混合方法将所述多个基带符号序列调制为预定的载波频率信号。
10.根据权利要求1所述的RF发射机，其中，所述噪声消除器减小由所述功率编码器引起的噪声信号。
11.根据权利要求1所述的RF发射机，其中，所述减噪信号包括由所述功率编码器引起的噪声信号的异号噪声分量。
12.根据权利要求1所述的RF发射机，该RF发射机还包括：
第二噪声消除器，该第二噪声消除器生成第二减噪信号，其中，该第二减噪信号是利用所述第一噪声消除器生成的；以及
第二功率组合器，该第二功率组合器将所述第一减噪信号和所述第二减噪信号组合。
13.根据权利要求12所述的RF发射机，该RF发射机还包括：
第三噪声消除器，该第三噪声消除器生成第三减噪信号，其中，该第三减噪信号是利用所述第二噪声消除器生成的；以及
第三功率组合器，该第三功率组合器将所述第二减噪信号和所述第三减噪信号组合。
14.一种用于生成减噪信号的减噪装置，该减噪装置包括：
双频带正交调制器，该双频带正交调制器使用数字上变频混合将多个基带符号序列调制成预定的载波频率信号；
第一数字加法器，该第一数字加法器将所述预定的载波频率信号和包括承载所述多个基带符号序列的多个分离频带的已编码多频带信号进行组合并生成第一组合信号；
第一数字增益单元，该第一数字增益单元将所述第一数字加法器的所述第一组合信号控制在预定的输出范围内；
第一粗量化器，该第一粗量化器将来自所述第一数字增益单元的所述第一组合信号量化为具有第一预定比特的第一量化信号；以及
第一功率放大器，该第一功率放大器将所述第一量化信号放大并发送经放大的第一量化信号作为第一减噪信号。
15.根据权利要求14所述的减噪装置，其中，所述数字加法器在所述已编码多频带信号与所述预定的载波频率信号组合之前，通过逆运算将所述已编码多频带信号变换为具有异号的异号已编码多频带信号。
16.根据权利要求14所述的减噪装置，该减噪装置还包括：
第一数字延迟单元，该第一数字延迟单元被设置在所述第一粗量化器和所述第一功率放大器之间，其中，所述第一数字延迟单元将预定的延迟时间加到所述第一量化信号；
第二级噪声消除器，该第二级噪声消除器生成第二减噪信号，
其中，所述第二级噪声消除器包括：
第二数字加法器，该第二数字加法器将所述第一数字增益单元的输出信号和所述第一量化信号进行组合并生成第二组合信号；
第二数字增益单元，该第二数字增益单元将来自所述第一数字加法器的所述第二组合信号控制在第二预定输出范围内；
第二粗量化器，该第二粗量化器将来自所述第二数字增益单元的所述第二组合信号量化为具有第二预定比特的第二量化信号；
第二功率放大器，该第二功率放大器将所述第二量化信号放大并发送经放大的第二量化信号作为第二减噪信号；以及
非对称功率组合器，该非对称功率组合器将所述第一减噪信号和所述第二减噪信号组合。
17.根据权利要求16所述的减噪装置，其中，所述第二功率放大器的输出功率低于所述第一功率放大器的输出功率。
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