CN111937299B

CN111937299B - 噪声消除器和数字发送机

Info

Publication number: CN111937299B
Application number: CN201880091375.XA
Authority: CN
Inventors: 马瑞; D·A·达科斯塔·迪尼斯
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2018-03-30
Filing date: 2018-10-04
Publication date: 2023-07-25
Anticipated expiration: 2038-10-04
Also published as: EP3571763B1; WO2019187262A1; US10128875B1; CN111937299A; EP3571763A1; JP6964804B2; JP2021511757A

Abstract

一种数字发送机包括：基带接口，其以基带频率生成数字基带信号；数字上变频级，其将基带频率上变频为具有预定频率范围的第一射频；M频带ΔΣM调制器，其基于噪声整形过程和噪声量化过程来调制上级信号；延迟寄存器，其使所调制的上级信号的相位对准；噪声消除器，其生成具有转换的极性的噪声消除信号；开关模式功率放大器，其将相位对准的经调制的上级信号放大直至预定功率级别；线性功率放大器，其将噪声消除信号放大直至预定功率级别；功率组合器，其通过将放大的相位对准的经调制的上级信号与放大的噪声消除信号组合来组合以生成发送信号；以及天线，其发送所述发送信号。

Description

噪声消除器和数字发送机

技术领域

本发明总体上涉及用于减少量化噪声的数字发送机(TX)，更具体地，涉及一种具有量化噪声消除器的数字TX。

背景技术

在过去几年间，由于其以高度有效和灵活的方式设计集成、可重新配置、敏捷、多频带和多标准发送机的能力，全数字发送机(ADT)的概念已引起研究界和工业界二者的广泛关注。

开关模式PA(SMPA)通常用于将传入数字信号有效地放大至特定幅度以进行可靠的无线通信。取决于SMPA的输入，功率编码和数字调制二者可在数字域中以高灵活性实现。通常，需要带通滤波器以在经由天线发射之前将开关模式功率放大器(SMPA)输出信号从数字波形重构为模拟波形以满足带外频谱规定。然而，功率编码的基础量化过程是高度非线性的，因此生成大量的带内失真和带外失真并且在设计整个发送机前端时必须予以考虑。

因此，需要提供一种改进的数字TX以用于减少量化噪声。

发明内容

一些实施方式基于这样的认识：可实现一种新颖方法来设计适合于单频带和多频带场景二者的无模拟滤波器的全数字RF发送机。在一些情况下，前馈技术的实现可具有模拟消除数字估计的带外量化噪声的总体目标。

根据一些实施方式，一种用于减少发送信号的量化噪声的噪声消除器包括：比较器，其具有第一输入端口和第二输入端口，其中，第一输入端口接收第一量化器的输入信号，第二输入端口接收第一量化器的输出信号，其中，第一量化器的输入信号和输出信号相减以提取第一量化器的输入信号的噪声分量；噪声传递函数(NTF)块，其对输入信号的噪声分量应用噪声传递函数以生成NTF噪声信号；极性转换器，其将NTF噪声信号的极性反转为相反极性；以及第二量化器，其通过按N比特对所转换的NTF噪声信号进行量化来生成N比特量化噪声信号，其中，N是自然数。

此外，本公开的实施方式提供了一种数字发送机，该数字发送机包括：基带接口，其以基带频率生成数字基带信号；数字上变频级，其将基带频率上变频为具有预定频率范围的第一射频(RF)；M频带(单频带或多频带)ΔΣ调制器，其基于噪声整形过程和噪声量化过程来调制经上变频的信号；延迟寄存器，其使经调制的上级信号的相位对准；噪声消除器，其生成具有转换的极性的噪声消除信号；开关模式功率放大器(SMPA)，其将相位对准的经调制的上变频信号放大直至预定功率级别；线性功率放大器(线性PA)，其将噪声消除信号放大直至预定功率级别；功率组合器，其通过将放大的相位对准的经调制的上级信号与放大的噪声消除信号组合来组合以生成发送信号；以及天线，其发送发送信号，其中，噪声消除器包括：具有第一输入端口和第二输入端口的比较器，其中，第一输入端口接收第一量化器的输入信号，第二输入端口接收第一量化器的输出信号，其中第一量化器的输入信号和输出信号相减以提取第一量化器的输入信号的噪声分量；噪声传递函数(NTF)块，其对输入信号的噪声分量应用噪声传递函数以生成NTF噪声信号；极性转换器，其将NTF噪声信号的极性反转为相反极性；以及第二量化器，其通过按N比特对经转换的NTF噪声信号进行量化来生成N比特量化噪声信号，其中，N是自然数。

附图说明

[图1]

图1是示出根据本公开的实施方式的包括带外噪声消除器功能的全数字发送机的框图的示例。

[图2]

图2是现有技术的带外噪声消除器的框图。

[图3]

图3是示出根据本公开的实施方式的带外NC的框图的示例。

[图4]

图4是示出根据本公开的实施方式的双频带ΔΣM架构的框图的示例。

[图5]

图5是示出根据本公开的实施方式的对于16-QAM在有和没有NC的情况下仿真的输出频谱的示例，每频带21.5MHz。

[图6]

图6是示出根据本公开的实施方式的针对不同级别的量化误差信号E(z)仿真的输出频谱的示例。

[图7]

图7是指示根据本公开的实施方式的对于16-正交幅度调制(QAM)在有和没有NC的情况下仿真的带内和带外FoM(品质因素)的表，每频带21.5MHz。

具体实施方式

尽管上面标识的附图阐述了当前公开的实施方式，但也可以想到其它实施方式，如讨论中指出的。本公开作为表示而非限制呈现了例示性实施方式。本领域技术人员可以设计出落入当前公开的实施方式的原理的范围和精神内的众多其它修改和实施方式。

以下参照附图描述本发明的各种实施方式。要注意的是，附图未按比例绘制，贯穿附图，相似结构或功能的元件由相似标号表示。还应该注意的是，附图仅旨在方便本发明的特定实施方式的描述。它们并非旨在作为本发明的详尽描述或作为对本发明的范围的限制。

以下描述仅提供了示例性实施方式，而非旨在限制本公开的范围、适用性或配置。相反，示例性实施方式的以下描述将向本领域技术人员提供允许实现一个或更多个示例性实施方式的描述。在不脱离如所附权利要求中阐述的所公开的主题的精神和范围的情况下，可以想到可在元件的功能和布置方面进行的各种改变。

在以下描述中给出具体细节以提供实施方式的彻底理解。然而，本领域普通技术人员可理解，实施方式可在没有这些具体细节的情况下实践。例如，所公开的主题中的系统、过程和其它元件可作为组件以框图形式示出，以免在不必要的细节方面模糊实施方式。在其它情况下，熟知过程、结构和技术可在没有不必要的细节的情况下示出，以避免模糊实施方式。

另外，各个实施方式可作为过程描述，其被描绘为流程图、数据流程图、结构图或框图。尽管流程图可将操作描述为顺序过程，但许多操作可并行或同时执行。另外，操作次序可重新布置。过程在其操作完成时可终止，但是可具有未讨论或附图中未包括的附加步骤。此外，并非任何具体描述的过程中的所有操作可出现在所有实施方式中。过程可对应于方法、函数、程序、子例程、子程序等。当过程对应于函数时，函数的终止可对应于函数返回到调用函数或主函数。

下面将描述用于减少量化噪声的新优化技术，以通过ΔΣM量化噪声的数字估计来降低带外NC的复杂度。本公开以仿真证明，这种低复杂技术在主要FoM方面展示出显著改进，同时可导致无模拟滤波器ADT，而不管频带的数量如何。

本公开的一些实施方式基于这样的认识：一种数字发送机包括：基带接口，其以基带频率生成数字基带信号；数字上变频级，其将基带频率上变频为具有预定频率范围的第一射频(RF)；M频带ΔΣM调制器，其基于噪声整形过程和噪声量化过程来调制经上变频的信号；延迟寄存器，其使经调制的上级信号的相位对准；噪声消除器，其生成具有转换的极性的噪声消除信号；开关模式功率放大器(SMPA)，其将相位对准的经调制的上变频信号放大直至预定功率级别；线性功率放大器(线性PA)，其将噪声消除信号放大直至预定功率级别；功率组合器，其通过将放大的相位对准的经调制的上级信号与放大的噪声消除信号组合来组合以生成发送信号；以及天线，其发送发送信号，其中，噪声消除器包括：具有第一输入端口和第二输入端口的比较器，其中，第一输入端口接收第一量化器的输入信号，第二输入端口接收第一量化器的输出信号，其中第一量化器的输入信号和输出信号相减以提取第一量化器的输入信号的噪声分量；噪声传递函数(NTF)块，其将噪声传递函数应用于输入信号的噪声分量以生成NTF噪声信号；极性转换器，其将NTF噪声信号的极性反转为相反极性；以及第二量化器，其通过按N比特对经转换的NTF噪声信号进行量化来生成N比特量化噪声信号，其中，N是自然数。

图1是示出根据本公开的一些实施方式的全数字发送机(ADT)100的架构的示例。ADT 100可包括基带接口10(指示基带编号的#1～#M)、数字上变频级20(#1～#M)、M频带ΔΣ(delta sigma)调制器30、延迟寄存器40、带外噪声消除器50、开关模式功率放大器(SMPA)60、线性功率放大器61(线性PA)、功率组合器70和天线80。基带接口10的信号I(同相位)和Q(正交相位)分别被输入到数字上变频级20。数字上变频级20处的经上变频的信号由M频带ΔΣ调制器30接收，M频带ΔΣ调制器30生成具有噪声整形的信号Y(Y(z))和脉冲波形Y_q(具有量化噪声的ΔΣM脉冲波形Y_q(z))。此外，M频带ΔΣ调制器30将信号Y发送到带外噪声消除器50，并将脉冲波形Y_q分别发送到延迟寄存器40和带外噪声消除器50。通过利用信号Y和脉冲波形Y_q，带外噪声消除器50通过从信号Y提取量化噪声来生成第二信号E(z)，并将第二信号E(z)发送到线性PA 61。在这种情况下，应该注意的是，根据本公开的实施方式，在将第二信号E(z)发送到线性PA 61之前，由包括在带外噪声消除器50中的极性转换器(未示出)执行极性反转。在功率组合器70处，来自SMPA60的放大的数字信号P和来自线性PA61的放大的第二信号E(z)被组合，以使得从信号Y大大减少量化噪声并且经由天线80发送低噪输出信号。

如图中看到的，SMPA60用于将传入数字信号(脉冲波形Y_q)有效地放大为具有特定幅度的数字信号P以进行可靠的无线通信。基于设计细节，数字信号P可为双电平或多电平。数字信号P为矩形波形以作为控制信号打开和关闭SMPA 60。这些数字信号通过功率编码级(未示出)生成并从基带接口10的基带I(同相)/Q(正交)信号调制为射频(RF)信号。取决于SMPA60的输入，功率编码和数字调制二者可在数字域中以高灵活性实现。

(量化噪声消除架构)

根据本公开的一些实施方式，下面更详细地描述量化噪声消除架构。图2是现有技术的带外噪声消除器200的框图。带外噪声消除器200包括数字下变频器210、减法器220和221、功率放大器230和231以及N比特M频带ΔΣ调制器240。

图3是示出根据本公开的一些实施方式的带外NC 300的框图的示例。应该注意的是，本公开的带外NC 300的电路配置远比现有技术的带外噪声消除器200的电路配置简单。这对于降低制造成本和降低发送机电路中的功耗可非常有利。

带外NC 300包括比较器310、M频带ΔΣ噪声传递函数(NTF)模块320、极性转换器模块330和N比特量化器模块350。设置在M频带ΔΣ噪声传递函数(NTF)模块320之前的比较器310从M频带ΔΣ调制器30接收信号Y和脉冲波形Y_q并执行数据处理以提取包含在信号Y中的噪声分量。M频带ΔΣ模块320对所提取的噪声分量应用M频带ΔΣ噪声传递函数。这使得可计算表示量化噪声的变量。在极性转换器模块330处，由M频带ΔΣNTF模块320生成的变量的极性被转换为相反极性。此外，N比特量化器模块350将所转换的变量的级数减少为N比特，并且从带外NC 300输出N比特量化变量作为带外NC 300的输出信号S_nc。在一些情况下，根据电路设计计划，极性转换器330可布置在N比特量化器350之后。如图1所示，脉冲波形Y_q经由延迟寄存器40延迟并由SMPA 60放大，并被发送到功率组合器70。此外，输出信号S_nc被发送到线性PA61和功率组合器70，功率组合器70将来自SMPA 60和线性PA 61的信号组合。然后，经由天线80发送来自功率组合器70的经组合的信号。

因此，本公开的一些实施方式提供了一种数字发送机100，数字发送机100包括：基带接口10，其以基带频率生成数字基带信号；数字上变频级20，其将基带频率上变频为具有预定频率范围的射频(RF)；M频带ΔΣ调制器30，其基于噪声整形过程和噪声量化过程来调制上级信号；延迟寄存器40，其使经调制的上级信号的相位对准；噪声消除器50(带外NC300)，其生成具有转换的极性的噪声消除信号；开关模式功率放大器60(SMPA 60)，其将相位对准的经调制的上级信号放大直至预定功率级别；线性功率放大器61(线性PA 61)，其将噪声消除信号放大直至预定功率级别；功率组合器70，其通过将放大的相位对准的经调制的上级信号与放大的噪声消除信号组合来组合以生成发送信号；以及天线80，其发送发送信号。

功率组合器70可使用组合器电路或使用天线接口在空中进行空间组合来实现，或者功率放大器架构可具有放大和组合二者(例如，H桥拓扑)。例如，功率组合器70可被集成到SMPA 60或天线80中。这提供了减少消除器的级数的优点。此外，功率组合器70可与天线80集成。通过使用上述配置，消除器的级数变少。结果，可去除线性PA61和功率组合器70，从而允许更简单的电路配置并降低功耗。此外，可在SMPA中(通过扩展的H桥等)进行两个波形之间的组合。这对于设计更简单的电路和降低电路中的功耗也是有效的。

在一些情况下，噪声消除器50可以是带外NC 300，其包括具有第一输入端口和第二输入端口的比较器310，其中，第一输入端口接收第一量化器的输入信号，第二输入端口接收第一量化器的输出信号。此外，第一量化器可以是M频带ΔΣ调制器30。第一量化器的输入信号和输出信号相减以提取第一量化器的输入信号的噪声分量。带外NC 300还包括噪声传递函数(NTF)块(或模块)320以对输入信号的噪声分量应用噪声传递函数以生成NTF噪声信号。带外NC 300还包括：极性转换器330，其将NTF噪声信号的极性反转为相反极性；以及第二量化器350，其通过按N比特对经转换的NTF噪声信号进行量化来生成N比特量化噪声信号，其中，N是自然数。第二量化器350可被称为N比特量化器350。

为了将包络变化信号转换为低分辨率等同物，ΔΣM可采用信号过采样、量化和反馈回路来对量化误差进行整形。具体地，量化器减少输出级数(其固有地增加量化噪声)，过采样器针对所有频谱对量化噪声进行扩展，而反馈回路负责对误差进行整形以使带内噪声最小化。为此，应用于量化噪声(NTF(z))的噪声传递函数必须维持带内完整性。这种类型的调制器的正式建模方式基于通过噪声源(Eq(z))对非线性量化器的建模：

Y_Q(z)＝STF(z)X(z)+NTF(z)Eq(z) (1)

其中X(z)是包络变化传入信号，STF(z)是应用于输入信号的传递函数。因此，基于该一般方程，可定义第二信号(E(z))，其表示ΔΣM输出波形中出现的量化噪声：

E(z)＝-NTF(z)E_q(z)＝-NTF(z)(Y(z)-Y_Q(z)) (2)

考虑到在量化过程期间在ΔΣM量化器中引入E_q(z)，因此，仅通过对量化器的输入和输出之间的比较进行数字滤波就可计算该变量，如图3所示。

在估计之后，可使用ADT(图1)：粗略N比特量化器减少级数，线性放大器在与放大的脉冲波形组合之前增加信号功率级别。此后，带外噪声将大大减少，并且因此，不需要固定滤波机制。将指出此技术的多个优点。

首先，所提出的该技术的复杂度与现有技术(图2)相比大大不如。其次，它是一种可扩展技术，因为从1(单个)到M频带移动仅仅影响数字FIR/无限脉冲响应(IIR)滤波器的复杂度。第三，它对调制器的采样率没有负面影响。换言之，数字滤波器中可包括流水线寄存器以对逻辑加速，只要脉冲波形信号被数字延迟以确保两个分支之间的正确同步即可。最后，不需要额外的ΔΣM，这是主要的优点，因为不产生额外量化噪声，导致频谱的带外噪声整形的不准确预测。

(仿真结果)

(实现)

图4是示出根据本公开的实施方式的双频带ΔΣM架构400的框图的示例。

为了验证多频带场景中的量化噪声减少技术，ΔΣM架构400作为示例架构用作起点。双频带ΔΣM架构400包括比较器410和411、回路传递模块420和421、加法器模块430、1比特量化器440。可由于其独立地放置每一个频带的能力而选择架构400。

通过由随机噪声信号(E_q(z))对量化噪声进行建模，可推导以下传递函数：

其中

对于双频带调制器，并且N＝2。

然而，由于危及在线ADT中的未来集成的巨大固有关键路径，回路传递函数(L_i(z))未落入熟知的谐振器级联反馈形式(CRFB)中。

因此，为了对调制器的采样率进行加速，低复杂环路滤波器设计有2个复零点以定义陷波频率，以及2个复极点以控制噪声传递函数(NTF)的最大增益。

因此，可容易地推导每频带的NTF：

其中α＝-2cos((2πFc₁)/Fs)，β＝-2cos((2πFc₂)/Fs)

并且r控制各个零点与其对应极点之间的距离，并最终控制NTF的增益。遵循相同的推理，环路滤波器可被定义为：

最后，全局NTF也可按直接的方式推导：

其中A＝(α+β)，B＝(2+αβ)，C＝(α+β)，D＝(r(α+β))，E＝(2rαβ+2r²-αβ)，F＝(r²(α+β)+r(α+β)+(α+β))，并且G＝(2r²-1)。

为了评估所提出的技术，以856MHz和1450MHz在40MHz聚合带宽双频带传输中进行了仿真，采样率为6.25GSps。

图5表明，信号E(z)可如实地估计和预测脉冲波形(P(z))中出现的量化噪声。此外，除了能够改进带外频谱和品质因素(FoM)(例如ACPR：相邻信道功率比)之外，带内(NMSE，信噪比(SNR))也可略微改进，因为E(z)还估计残差带内量化噪声，因此导致更高带宽信号。

图6表明，在将不同的输出组合之后，可成功消除带外噪声。此外，可在缩放图中看出，误差信号中的级数定义了系统的噪声基底，并且最终，级数越高，总FoM将越好。

图7总结了针对不同量化级别获得的NMSE和ACPR FoM，指示对于16-正交幅度调制(QAM)在有NC和没有NC的情况下本发明技术的带内和带外FoM仿真结果(每频带21.5MHz)。如预期的，系统的性能显著改进。即使在5比特NC中，NMSE也略微不如没有NC的场景(因为粗略量化所导致的噪声基底更高)，输出频谱几乎是干净的，这导致滤波要求、干扰问题显著降低以及可能适应更高的带宽。

根据本公开的一些实施方式，可证明新优化的目标是通过ΔΣM量化噪声的数字估计来降低带外NC的复杂度。所进行的仿真证明，这种低复杂技术可在主要FoM方面展示出显著改进，同时可导致无模拟滤波器ADT，而不管频带的数量如何。

此外，所公开的主题的实施方式可至少部分地手动或自动实现。可通过使用机器、硬件、软件、固件、中间件、微码、硬件描述语言或其任何组合来执行或至少辅助手动或自动实现。当以软件、固件、中间件或微码实现时，执行所需任务的程序代码或代码段可被存储在机器可读介质中。处理器可执行所需任务。

要注意的是，电路可被称为系统，PWM(脉宽调制)载波信号可被称为PWM参考信号，PWM载波频率可被称为PWM参考频率，PWM阈值可被称为恒定PWM参考信号。

本发明的上述实施方式可按众多方式中的任一种来实现。例如，实施方式可使用硬件、软件或其组合来实现。当以软件实现时，软件代码可在任何合适的处理器或处理器集合(无论设置在单个计算机中还是分布于多个计算机)上执行。这些处理器可被实现为集成电路，在集成电路组件中具有一个或更多个处理器。但是，处理器可使用任何合适格式的电路来实现。

另外，本发明的实施方式可被具体实现为一种方法，已提供其示例。作为该方法的一部分执行的动作可按照任何合适的方式排序。因此，尽管在例示性实施方式中作为顺序动作示出，可构造以与所示不同的次序执行动作的实施方式，其可包括同时执行一些动作。

在权利要求中使用诸如“第一”、“第二”的序数词修饰权利要求元素本身并不暗示一个权利要求元素相比于另一权利要求元素的任何优先或次序或者方法动作执行的时间次序，而是仅用作标签以将具有特定名称的一个权利要求元素与具有相同名称(但使用序数词)的另一元素相区分，以区分权利要求元素。

尽管通过优选实施方式的示例描述了本发明，但是将理解，在本发明的精神和范围内，可进行各种其它调整和修改。

因此，所附权利要求的目的在于涵盖落在本发明的真实精神和范围内的所有变化和修改。

Claims

1.一种数字发送机，该数字发送机包括：

基带接口，所述基带接口以基带频率生成同相数字基带信号和正交相位数字基带信号；

数字上变频级，所述数字上变频级将所述基带频率上变频为具有预定频率范围的第一射频RF；

N比特M频带ΔΣ调制器，该N比特M频带ΔΣ调制器被配置为基于噪声整形过程和噪声量化过程来调制上级信号，其中，该N比特M频带ΔΣ调制器被配置为生成具有噪声整形的信号和具有量化噪声的脉冲波形；

延迟寄存器，所述延迟寄存器使具有量化噪声的所述脉冲波形的相位对准；

噪声消除器，该噪声消除器被配置为接收具有量化噪声的所述脉冲波形和具有噪声整形的所述信号以生成具有转换的极性的噪声消除信号；

开关模式功率放大器SMPA，该SMPA将所延迟的具有量化噪声的脉冲波形放大直至预定功率级别；

线性功率放大器PA，该线性PA将所述噪声消除信号放大直至所述预定功率级别；

功率组合器，该功率组合器通过将所放大和延迟的具有量化噪声的脉冲波形与所放大的噪声消除信号组合来组合以生成发送信号；以及

天线，该天线发送所述发送信号，

其中，所述噪声消除器包括：

比较器，该比较器具有第一输入端口和第二输入端口，其中，所述第一输入端口被配置为接收具有量化噪声的所述脉冲波形，并且所述第二输入端口被配置为接收具有噪声整形的所述信号，其中，所述比较器被配置为从具有噪声整形的所述信号减去具有量化噪声的所述脉冲波形以提取具有量化噪声的所述脉冲波形的噪声分量；

噪声传递函数NTF块，该NTF块将噪声传递函数应用于所述噪声分量；

第二量化器，该第二量化器被配置为通过按N比特对NTF噪声信号进行量化来生成N比特量化噪声信号，其中，N是自然数；以及

极性转换器，该极性转换器被配置为将所量化的NTF噪声信号的极性反转为相反极性，并且将所反转的经量化的NTF噪声信号作为所述噪声消除信号输出到所述线性功率放大器。

2.根据权利要求1所述的数字发送机，其中，所述N等于或大于2。

3.根据权利要求1所述的数字发送机，其中，N比特量化器生成均匀分布级别和非均匀分布级别中的一个。

4.根据权利要求3所述的数字发送机，其中，选择分布级别以减少比特数。

5.根据权利要求1所述的数字发送机，其中，所述功率组合器被集成在所述SMPA中。

6.根据权利要求1所述的数字发送机，其中，所述功率组合器被集成在所述天线中。