CN110945783B - 失真减轻量化器电路、减轻失真噪声的方法和数字发送机 - Google Patents

失真减轻量化器电路、减轻失真噪声的方法和数字发送机 Download PDF

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Abstract

一种失真减轻量化器电路包括：预量化器，其根据输入信号生成具有L个输出信号电平的第一量化信号；以及数字脉宽调制(PWM)电路，其使用具有PWM载波频率fp的M个调制载波并根据过采样比(OSR)N来调制第一量化信号以便生成第二量化信号。在这种情况下，调制载波的数量M基本上等于L/N的两倍。

Description

失真减轻量化器电路、减轻失真噪声的方法和数字发送机
技术领域
本发明涉及一种在可用于数字无线传输的数字脉宽调制电路中减少信号失真的噪声减轻量化器。
背景技术
在现代通信系统中，对高数据传输速率的需求已导致使用针对增强频谱效率的高级信号标准。采用开关模式操作的射频(RF)功率放大器(PA)的全数字发送机架构(ADT)已显示出在维持所发送的信号的良好线性的同时实现高功率效率的潜力。以高分辨率RF输入信号驱动开关模式功率放大器(SMPA)非常具有挑战性，并且实践中需要降低SMPA输入的振幅分辨率以针对开关模式操作进行调节。通常通过称为功率编码的过程来执行分辨率降低，其中高分辨率输入信号被转换为多电平分段恒定SMPA驱动信号。
脉宽调制(PWM)是用于降低PA驱动信号的分辨率的技术。PWM将基带输入信号映射到数字脉冲序列中，其中输入信号的振幅信息被编码为脉冲的时变宽度。在这种情况下，PWM的输出信号包括无穷数量的调制谐波作为噪声分量。此外，当数字地实现PWM时，由于输入信号和输出信号的时间采样本质所导致的频谱混叠效应，产生附加带内噪声。通常，通过调节电路中使用的参数(例如，输入信号的采样比)来减少这些噪声分量。然而，这种降噪方案针对电路设计而变化，并且不存在一致的方法来减少数字信号传输中的调制谐波的噪声分量。
因此，需要提供一种在维持高效率的同时用于数字无线传输的高级噪声整形量化方法和架构。
发明内容
一些实施方式基于这样的认识：频谱混叠效应在时域中表现为输入基带信号的附加(隐藏)量化，其中PWM不会感知真实输入信号，而是其量化版本。这种隐藏量化是所有数字PWM方案的固有性质，并且是由于由数字化脉冲PWM输出信号的采样导致的开关瞬时的位移。换言之，主要频谱失真完全是由于数字PWM输入信号的隐藏量化，并且如果数字PWM的输入信号被正确地量化，则预期不引入附加混叠失真并且数字PWM的输出可变得基本上无混叠。
为了基本上最小化数字脉宽调制(PWM)系统的频谱失真噪声，数字PWM系统包括：预量化器，其从任意分辨率的输入信号生成具有L个输出信号电平的第一量化信号；以及数字脉宽调制(PWM)电路，其使用具有PWM载波频率fp的M个调制载波并根据过采样比(OSR)N来调制第一量化信号以便生成第二量化信号，其中，调制载波的数量M基本上等于L/N的两倍。
另一实施方式公开了一种减轻可用于数字信号传输的数字脉宽调制电路中的失真噪声的方法。该方法包括以下步骤：根据输入信号生成具有L个输出信号电平的第一量化信号；以及使用数字脉宽调制(PWM)电路以使用具有PWM载波频率fp的M个调制载波并根据过采样比(OSR)N来调制第一量化信号以便生成第二量化信号，其中，调制载波的数量M基本上等于L/N的两倍。
此外，另一实施方式公开了一种减轻可用于信号传输的数字脉宽调制电路中的失真噪声的数字发送机。该数字发送机包括功率编码器，该功率编码器根据输入数据(输入信号的同相、正交分量或输入信号的大小)生成输入信号，该数字发送机包括：预量化器，其根据输入信号生成具有L个输出信号电平的第一量化信号；数字脉宽调制(PWM)电路，其使用具有PWM载波频率fp的M个调制载波并根据过采样比(OSR)N来调制第一量化信号以便生成第二量化信号，其中，调制载波的数量M基本上等于L/N的两倍。
当前公开的实施方式将参照附图进一步说明。所示的附图未必按比例，相反通常着重于示出当前公开的实施方式的原理。
附图说明
[图1A]图1A是示出根据本发明的实施方式的基于正交调制ADT架构的全数字发送机的示例的图。
[图1B]图1B是示出根据本发明的实施方式的基于突发模式ADT架构的全数字发送机的示例的图。
[图2A]图2A是示出模拟PWM系统的示例的框图。
[图2B]图2B是示出输入信号和输出信号的时域波形的示例的图。
[图3]图3是示出根据本发明的实施方式的数字PWM系统的示例的框图。
[图4A]图4A是示出根据本发明的实施方式的数字PWM输入基带信号的频谱的示例的图。
[图4B]图4B是示出根据本发明的实施方式的数字PWM输出信号的频谱的示例的图。
[图5]图5是示出根据本发明的实施方式的预量化器集成数字PWM系统的框图。
[图6A]图6A是示出根据本发明的实施方式的预量化器基带输入信号的频谱的示例的图。
[图6B]图6B是示出根据本发明的实施方式的预量化器集成数字PWM系统的输出信号的示例频谱的图。
[图7]图7是示出根据本发明的实施方式的对于预量化器输出信号电平L的不同选择，预量化器集成数字PWM系统的输出信号的频谱中的带内噪声的各种电平的图。
[图8]图8是示出根据本发明的实施方式的减少数字传输的噪声的噪声减轻方法的图。
[图9]图9是示出根据本发明的实施方式的全数字发送机的示例的图。
具体实施方式
尽管上面标识的附图阐述了当前公开的实施方式，但也可以想到其它实施方式，如讨论中指出的。本公开作为表示而非限制呈现了例示性实施方式。本领域技术人员可以设计出落入当前公开的实施方式的原理的范围和精神内的许多其它修改和实施方式。
以下参照附图描述本发明的各种实施方式。要注意的是，附图未按比例绘制，贯穿附图，相似结构或功能的元件由相似标号表示。还应该注意的是，附图仅旨在方便本发明的特定实施方式的描述。它们并非旨在作为本发明的详尽描述或作为对本发明的范围的限制。
以下描述仅提供了示例性实施方式，而非旨在限制本公开的范围、适用性或配置。相反，示例性实施方式的以下描述将向本领域技术人员提供允许实现一个或更多个示例性实施方式的描述。在不脱离如所附权利要求中阐述的所公开的主题的精神和范围的情况下，可以想到可在元件的功能和布置方面进行的各种改变。
在以下描述中给出具体细节以提供对实施方式的彻底理解。然而，本领域普通技术人员可理解，实施方式可在没有这些具体细节的情况下实践。例如，所公开的主题中的系统、过程和其它元件可作为组件以框图形式示出，以免在不必要的细节方面使实施方式模糊。在其它情况下，熟知过程、结构和技术可在没有不必要的细节的情况下示出，以避免使实施方式模糊。
另外，各个实施方式可作为过程描述，其被描绘为流程图、数据流程图、结构图或框图。尽管流程图可将操作描述为顺序过程，但许多操作可并行或同时执行。另外，操作次序可重新布置。过程在其操作完成时可终止，但是可具有未讨论或者附图中未包括的附加步骤。此外，并非任何具体描述的过程中的所有操作可出现在所有实施方式中。过程可对应于方法、函数、程序、子例程、子程序等。当过程对应于函数时，函数的终止可对应于函数返回到调用函数或主函数。
此外，所公开的主题的实施方式可至少部分地手动或自动实现。可通过使用机器、硬件、软件、固件、中间件、微码、硬件描述语言或其任何组合来执行或至少辅助手动或自动实现。当以软件、固件、中间件或微码实现时，执行所需任务的程序代码或代码段可被存储在机器可读介质中。处理器可执行所需任务。
要注意的是，电路可被称为系统，PWM载波信号可被称为PWM参考信号，PWM载波频率可被称为PWM参考频率，PWM阈值可被称为恒定PWM参考信号。
概述
本发明的实施方式涉及提供一种减少可用于数字无线传输的数字脉宽调制电路中的信号失真的噪声减轻量化器。
本公开基于这样的认识：频谱混叠效应在时域中表现为输入基带信号的附加(隐藏)量化，其中PWM不会感知真实输入信号，而是其量化版本。这种隐藏量化是所有数字PWM方案的固有性质，并且是由于由数字化脉冲PWM输出信号的采样导致的开关瞬时的位移。换言之，主要频谱失真完全是由于数字PWM输入信号的隐藏量化，并且如果数字PWM的输入信号被正确地量化，则预期不引入附加混叠失真并且数字PWM的输出可变得基本上无混叠。
根据本发明的各方面，提供了一种使用数字脉宽调制(PWM)方案将任意分辨率的离散时间基带信号转换为有限分辨率的离散时间信号的方法和量化器电路。还提供了一种将任意分辨率的离散时间基带信号转换为具有高编码效率和高带内信噪比的RF信号的发送机电路。
根据本发明的实施方式，一种噪声减轻量化器电路可包括：预量化器，其从任意分辨率的输入信号生成具有L个输出信号电平的第一量化信号；以及数字脉宽调制(PWM)电路，其使用M个调制PWM载波并根据过采样比(OSR)N来调制第一量化信号并生成具有(M+1)个输出电平的第二量化信号，其中，调制载波的数量M基本上等于L/N的两倍(2L/N)。
此外，信号电平的数量L和PWM载波的数量M和OSR N分别由不同的整数指示，并且L由确定，其中/>表示小于或等于MN/2的最大整数。
在这种情况下，一个或更多个PWM载波信号中的每一个可具有载波频率fp，并且PWM电路以采样频率fs操作，其中过采样比N由fs/fp表示。例如，OSR N可大于单位元。此外，当fs/fp之比包括小数时，N可以是fs/fp的整数部分。
在一些情况下，当一个或更多个PWM参考信号中的每一个是对称参考信号时，预量化器生成均匀量化信号。此外，当一个或更多个载波中的至少一个是不对称参考信号或恒定参考信号时，预量化器生成非均匀量化信号。例如，预量化器可以是离散Δ-Σ调制器，或者预量化器可以是脉冲位置调制器。
此外，一个或更多个PWM参考信号可以是基于单侧(下降沿或后沿)锯齿信号、双沿锯齿信号或正弦信号的周期性信号。数字脉宽调制(PWM)电路被配置为生成由下式表示的输出信号
其中，n是整数，并且表示第一量化输入信号。
根据本发明的一些实施方式，下面提供关于基于载波(CB)的双沿(DE)振幅切片多电平(ML)脉宽调制系统的示例。此外，根据本发明的实施方式的模型、过程和数学处理可被称为消除PWM序列中的非线性失真的方法。[该方法适用于本公开中的其它PWM方案。]
图1A是示出根据本发明的实施方式的正交调制全数字发送机(ADT)10的示例的图。发送机10包括功率编码器11、数字调制器12、开关模式功率放大器(SMPA)13、带通滤波器14和天线15。在这种情况下，根据本发明的实施方式，功率编码器11接收输入基带信号的同相(I)部分和正交(Q)部分并将经编码的同相信号和经编码的正交信号输出到数字调制器12。在接收到编码的I信号和Q信号之后，数字调制器12根据预先设计的调制格式生成并发送多电平数字RF信号到SMPA13。SMPA13将多电平数字RF信号放大并输出到带通滤波器14。通过经过带通滤波器14，根据预定频带范围过滤的放大的RF信号经由天线15发送。
图1B是示出根据本发明的实施方式的突发模式ADT发送机20的示例的图。突发模式ADT发送机20包括功率编码器21、数字调制器22、开关模式功率放大器(SMPA)23、带通滤波器24和天线25。在这种情况下，根据本发明的实施方式，功率编码器21接收输入基带信号的振幅(a)部分并输出经编码的振幅信号。经编码的振幅信号和相位信号被馈送到数字调制器22中。在接收到相位θ和经编码的a信号之后，数字调制器22根据预先设计的调制格式生成并发送多电平RF数字信号到SMPA 23。SMPA 23将多电平RF数字信号放大并输出到带通滤波器24。通过经过带通滤波器24，根据预定频带范围过滤的经放大的RF信号经由天线25发送。
在描述关于图1A和图1B中的功率编码器的更多细节之前，我们将讨论模拟脉宽调制器(PWM)的输出信号以用于检查关于模拟PWM中生成的噪声的主要来源。我们将展示生成3电平输出的示例，然后为(M+1)个输出电平给出解析公式，其中M是任意正整数。通过分析模拟PWM中处理的信号的行为，我们将通过对数字PWM电路应用模拟PWM的解析公式来推导数字PWM的高级噪声减轻方案。
图2A是指示模拟PWM系统的示例的框图。指示模拟PWM 200接收输入信号a(t)并生成输出x(t)。图2B是示出根据本发明的实施方式的输入信号和输出信号的时域波形的示例的图。
图中示出3电平模拟PWM的基本操作。在上面的时间轴上指示输入信号a(t)和载波信号c1(t)和c2(t)，在下面的时间轴上指示输出x(t)。PWM载波信号c1(t)和c2(t)可被称为PWM载波c1(t)和c2(t)。
峰峰振幅为0.5的对称双沿锯齿信号用作基线载波信号c1(t)和c2(t)。该信号的基本周期和基本频率分别被表示为Tp和fp。术语“载波频率”可与“脉冲频率”或“参考频率”互换使用。邻接载波c1(t)和c2(t)的相位移位载波周期的一半，振幅移位0.5。输入信号a(t)被假设为改变远慢于载波c1(t)和c2(t)，并且振幅被约束为区间(0,1)。通过如下比较输入信号和载波信号的振幅来生成PWM输出信号x(t)：在各个时刻t，如果输入信号a(t)大于载波c1(t)和c2(t)二者，仅大于c1(t)，或都不大于，则PWM输出分别等于1、0.5或0。这可被写为
输出信号x(t)也是图中的下坐标。可将此操作扩展至具有超过3个输出电平(即，超过2个载波)并且振幅被约束为0.5以外的值的脉宽调制器。我们现在考虑具有(M+1)而非3个输出电平(这意味着存在M个载波信号)的模拟PWM。可证明输出x(t)可被表示为
式(1)可被写为
其中
从式(1)得出，模拟PWM系统的输出可被描述为等于输入信号a(t)的基带分量x0(t)和PWM载波频率fp的整数倍处的调幅谐波xk(t)之和。因此显然，输出信号x(t)具有无穷大带宽，并且对这种信号进行采样(与采样频率有多大无关)将在基带中生成无穷量的频谱混叠，因为原始频谱的每一副本现在均对总混叠水平有贡献。
类似于以上讨论，我们将分析数字PWM电路的输入信号和输出信号以推导噪声减轻方案。在这种情况下，数字PWM被描述为模拟PWM的时间采样版本。
图3是示出根据本发明的实施方式的数字PWM系统300的示例的框图。与模拟PWM系统200不同，输入信号不同于模拟PWM系统200的基带连续时间输入信号a(t)。输入信号是通过以采样频率fs对输入信号a(t)均匀地采样而生成的离散时间信号(此步骤未示出)。在这种情况下，数字PWM系统300的输出信号/>也是通过以采样频率fs对模拟PWM系统200的输出信号x(t)均匀地采样而获得的离散时间信号。下面将如式(5)讨论输出信号在一些情况下，术语“采样频率”可被称为“采样率”。
在下文中，我们假设数字PWM系统300的采样频率fs由PWM载波频率fp的整数N倍表示。因此，采样频率由fs＝N·fp表示，其中N是大于1的整数。在一些情况下，采样比fs/fp可根据电路设计的要求为非整数值。在这种情况下，N的值取fs/fp之比的整数部分，其中N被称为数字PWM的过采样比(OSR)。数字PWM系统300的输入信号和输出信号现在给出为
其中Ts＝1/fs＝1/(N·fp)是采样周期。
从式(1)和式(4)推导出数字PWM输出信号可表示为
式(5)中的和为无穷和，但可能不同的谐波的数量是有限的，等于N。此外，由于是实值信号，所以其傅里叶变换共轭对称，并且独立谐波的数量等于/>(这里，表示小于或等于α的最大整数)。
我们如下定义信号
对于所有当/>时，/>
可以看出，信号是输入信号a[n]的均匀量化版本，其中该均匀量化在区间(0,1)上以/>个电平进行。
在重新排列(5)中的无穷和以及一些解析处理之后，输出信号可表示为
其中
并且取决于N是偶数还是奇数：
i)N奇数
ii)N偶数
这里，表示/>的基带分量，/>是高阶谐波，与(3)中给出的模拟PWM输出的描述类似。因此，连续时间式(1)的离散时间等同可写为如下
从式(10)可以看出，PWM输出信号不感知真实输入/>而是其均匀量化版本我们将此现象称为隐藏量化。必须强调的是，此隐藏量化是所有数字PWM方案的固有性质。PWM输出信号按定义是脉冲信号(其傅里叶级数系数是sinc函数)，因此无论一个或更多个PWM载波信号的选择如何，类似于(10)的公式可成立。在这种情况下量化处理的参数可改变，例如对于后沿PWM L＝MN可基本上成立，并且对于正弦载波，量化处理可能不均匀。看到这种情况的另一方式是注意到，隐藏量化是由于由数字化脉冲PWM输出信号的采样导致的开关瞬时的位移。因此，上面所讨论的关系(式)可类似地应用于所有其它数字PWM方案(单沿对双沿、自然对均匀采样、基于载波对基于阈值、正弦对锯齿载波等)。
如前所述，信号x(t)具有无穷大带宽，因此在通过采样处理从信号x(t)获得输出信号之后发生混叠。
图4A是示出发送到数字PWM 300的20MHz带宽输入基带信号的频谱的示例的图。指示具有足够信噪比(SNR)的合理低噪声信号作为输入信号被引入到数字PWM 300。
图4B是示出从数字PWM 300发送的输出信号的频谱的示例的图。在这种情况下，输出信号/>由式(5)给出。
仿真中示例性使用的参数和信号条件如下。通过以约55dB的动态范围对带宽20MHz的基带信号a(t)采样而获得的输入信号被馈送到数字脉宽调制器中，RF频率fc＝2GHz，M+1＝5个输出电平，OSR等于N＝4(因此采样率为fs＝N·fc＝8GHz)。
在图中可以看出，应该由占据的信号/>的基带部分中发生异常量的混叠。从低频区间(-50MHz,50MHz)被放大的频谱图可以看出，/>的基带分量具有约25dB的劣化动态范围，这是由于应用于信号/>的隐藏量化处理。通信标准对允许输出动态范围提出非常严格的要求，其大约为50-60dB。显然，当硬件规格给予参数M和N相对低的上界时，使用普通的数字PWM系统降低PA驱动信号的分辨率很难实现那些要求，特别是在大功率应用中。
直观上显然，增加PWM中的采样率和/或电平数量，由于混叠效应更小(采样率更高)或信号的振幅分辨率更好(数字PWM中的输出电平更多)，线性性能增加。为了在全数字发送机中使用数字PWM 300作为功率编码器，方法之一是采样频率被设定为比PWM的载波频率大几个数量级。
仿真结果指示，如果比率N＝fs/fp太小，则通过混叠引入高电平的带内失真(其中假设由于硬件约束，脉宽调制器的输出电平的数量相对小)。通常，如果要向数字PWM300中馈送在区间(0,1)中取任意值的信号，则就是如此。
我们现在考虑式(10)的结果来看这一问题。结果证明，频域中的混叠效应是由于时间中的采样并且在时域中表现为隐藏量化。因此，基带失真的主要部分完全是由于数字PWM输入信号的隐藏量化。这意味着如果数字PWM 300的输入信号/>已经被量化，则可实现数字PWM/>的输出而没有由隐藏量化引入的附加失真。换言之，数字PWM/>的输出将变得真正无混叠。必须强调的是，如果数字PWM 300的输入信号/>的振幅对应于均匀量化器的输出值，且电平的数量与隐藏量化完全匹配，则将不发生混叠。但在有或没有数字PWM的情况下，高分辨率真实输入信号的预量化本身将引入失真，因此可能削弱无混叠数字PWM的增益。但现在我们可控制此量化处理、模均匀性和量化电平的数量(二者均由数字PWM系统的参数指定)。因此，可利用例如Δ-Σ调制器(DSM)或脉冲位置调制器(PPM)或控制数字PWM输出/>的带内失真的任何其它噪声整形量化器将量化噪声整形至带外区域。这意味着利用特殊设计的噪声整形量化器的功率编码加随后的数字PWM可实现非常高的线性水平。
根据本发明的实施方式，与输出连续时间信号的由DSM和模拟PWM的串联连接组成的电路不同，包括DSM和数字PWM的串联连接的失真减轻量化器提供数字信号输出。换言之，根据本发明的数字PWM起到离散时间信号之间的映射的作用。
因此，在这些应用中所考虑的所有失真是由于从输入信号样本到脉冲输出占空比的固有非线性变换，或硬件分辨率约束。在数字PWM中，如本节中详细描述的，失真主要是通过采样和对应频谱混叠而生成的。尽管这两个PWM方案均出于相同的动机采用DSM：降低真实输入信号的分辨率并控制量化误差，以使得PWM系统的限制不会在附加带内失真方面表现在输出中，但它们依赖于基本上不同的操作。
图5是示出根据本发明的实施方式的预量化器集成数字PWM系统50的框图。预量化器集成数字PWM系统50可包括预量化器51和数字PWM电路52。在一些情况下，预量化器51和数字PWM电路52可作为不同的数字信号电路单独地配置，其中预量化器51和数字PWM电路52按串联连接配置。此外，集成数字PWM系统50可通过基于噪声减轻条件引入算法来由本领域已知的信号处理电路形成。例如，参见图5和图8以及本公开中的对应讨论。集成数字PWM系统50用于消除数字PWM信号中的频谱失真。例如，当数字PWM装置52被配置为具有M+1＝5个输出电平(即，M＝4个载波)时，可使用载波频率fp＝2GHz以及N＝4的过采样比。(与图3的情况相同)。为了减少输出信号中的频谱失真，Δ-Σ调制器用作预量化器并且Δ-Σ调制器的输出电平的数量等于
图6A是示出发送到预量化器51以与数字PWM 300进行比较的输入信号的频谱的示例的图，其中该输入信号与图4B的输入信号相同。
图6B是示出根据本发明的实施方式的预量化器集成数字PWM系统的输出信号的频谱的示例的图。
图6B示出对于上面定义的预量化器51和数字PWM 52的参数，图5中描绘其框图的系统的输出信号的频谱。用于激励预量化器集成数字PWM系统50的输入信号/>是与图3的示例相同的输入。可以看出，信号/>的基带部分具有与DSM输出信号/>相等的非常高的动态范围(约50dB)，这对于DSM的输出电平的数量的任何其它选择是无法实现的。
图7是示出对于预量化器51的不同输出信号电平L，带内噪声电平的频谱的图。在这种情况下，输出信号电平L按L＝3、8、15和100变化。要注意的是，在L＝8，带内失真最低。这指示当预量化器参数被优化时，带内失真最小化。换言之，通过正确选择DSM系统和PWM系统的参数，可生成低分辨率PWM序列而不牺牲动态范围。
图8是示出根据本发明的实施方式的减少数字传输的噪声的噪声减轻方法的图。噪声减轻方法80可使用图5中指示的预量化器集成数字PWM系统50的预量化器51和数字PWM电路52来执行。预量化器51在步骤S1中经由预量化器51的输入接口(未示出)接收输入信号，并在步骤S2中根据输入信号生成具有L个输出信号电平的第一量化信号。在步骤S3中将第一量化信号发送到数字PWM电路52，并且数字PWM电路52以采样频率fs根据过采样比N使用具有PWM载波频率fp的M个调制载波来生成第二量化信号。在一些情况下，采样频率fs可被称为采样率fs。在这种情况下，数字PWM电路52的输出信号电平的数量为M+1。要注意的是，预量化器集成数字PWM系统50被配置为使得调制载波的数量M、过采样比N和输出信号电平L的关系由表示。还要注意的是，这些量化电平可对应于均匀量化输入信号动态范围。在步骤S4中将第二量化信号发送到开关模式功率放大器(图5中未示出)。
此外，噪声减轻方法80可作为噪声减轻程序存储到连接到数字信号处理器(未示出)的存储器中，并且数字信号处理器可实现噪声减轻程序以根据方法80的步骤来减轻预量化器集成数字PWM系统50的数字信号噪声。
图9示出根据本发明的实施方式的全数字发送机90的示例。全数字发送机90包括预量化器91、数字预失真器92、功率编码器93、SMPA94、带通滤波器95和天线96。首先由预量化器91(例如，Δ-Σ调制器)将输入的同相信号I和正交信号Q预量化，然后数字预失真器92使预量化器91的输出预失真以改进信号线性性能。此外，功率编码器93如上所述执行功率编码以生成多电平数字信号。这些多电平数字信号用作驱动器以驱动SMPA(开关模式功率放大器)94。带通滤波器95用于从SMPA94所放大的数字信号重构模拟信号。重构的模拟信号从天线96发送到空中接口以用于无线通信。
本发明的上述实施方式可按照许多方式中的任一种来实现。例如，实施方式可使用硬件、软件或其组合来实现。当以软件实现时，软件代码可在任何合适的处理器或处理器集合(无论设置在单个计算机中还是分布于多个计算机)上执行。这些处理器可被实现为集成电路，在集成电路组件中具有一个或更多个处理器。但是，处理器可使用任何合适格式的电路来实现。
另外，本发明的实施方式可被具体实现为一种方法，已提供其示例。作为该方法的一部分执行的动作可按照任何合适的方式排序。因此，可构造以与所示不同的次序执行动作的实施方式，其可包括同时执行一些动作，尽管在例示性实施方式中作为顺序动作示出。
在权利要求中使用诸如“第一”、“第二”的序数词修饰权利要求元素本身并不暗示一个权利要求元素相比于另一权利要求元素的任何优先或次序或者方法动作执行的时间次序，而是仅用作标签以将具有特定名称的一个权利要求元素与具有相同名称(但使用序数词)的另一元素相区分，以区分权利要求元素。

Claims (17)

1.一种失真减轻量化器电路，该失真减轻量化器电路包括：
预量化器，该预量化器根据输入信号生成具有L个输出信号电平的第一量化信号；以及
数字脉宽调制电路，该数字脉宽调制电路使用具有脉宽调制载波频率fp的M个调制载波并根据过采样比N来调制所述第一量化信号以便生成第二量化信号，其中，所述调制载波的数量M基本上等于L/N的两倍；
其中，所述数字脉宽调制电路生成由下式表示的输出信号
其中，n是整数并且表示第一量化输入信号。
2.根据权利要求1所述的量化器电路，其中，一个或更多个载波信号中的每一个具有载波频率fp并且所述脉宽调制电路按采样频率fs对所述第一量化信号进行采样，并且所述过采样比N由fs/fp表示。
3.根据权利要求1所述的量化器电路，其中，当一个或更多个载波中的每一个是对称锯齿载波信号时，所述预量化器生成均匀量化信号。
4.根据权利要求1所述的量化器电路，其中，当一个或更多个载波中的每一个是不对称锯齿载波信号时，所述预量化器生成非均匀量化信号。
5.根据权利要求1所述的量化器电路，其中，所述预量化器是离散Δ-Σ调制器。
6.根据权利要求1所述的量化器电路，其中，所述预量化器是脉冲位置调制器。
7.根据权利要求1所述的量化器电路，其中，所述N大于单位元。
8.根据权利要求1所述的量化器电路，其中，所述N对应于fs/fp的整数部分。
9.根据权利要求1所述的量化器电路，其中，一个或更多个载波信号是基于单侧锯齿信号、双沿锯齿信号或正弦信号的周期性信号。
10.一种减轻数字信号传输的失真噪声的方法，该方法包括以下步骤：
根据输入信号生成具有L个输出信号电平的第一量化信号；以及
根据过采样比N使用具有脉宽调制载波频率fp的M个调制载波来调制所述第一量化信号以便生成第二量化信号，其中，所述调制载波的数量M基本上等于L/N的两倍；
其中，数字脉宽调制处理生成由下式表示的输出
其中，n是整数并且表示第一量化输入信号。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，当一个或更多个载波中的每一个是对称锯齿载波信号时，预量化器生成均匀量化信号。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，当一个或更多个载波中的每一个是不对称锯齿载波信号时，预量化器生成非均匀量化信号。
13.根据权利要求10所述的方法，其中，预量化器是离散Δ-Σ调制器。
14.一种数字发送机，该数字发送机包括：
功率编码器，该功率编码器根据输入数据生成输入信号，所述输入数据具有所述输入信号的同相分量和正交分量或所述输入信号的大小；
预量化器，该预量化器生成具有L个输出信号电平的第一量化信号；
数字脉宽调制电路，该数字脉宽调制电路使用具有脉宽调制载波频率fp的M个调制载波并根据过采样比N来调制所述第一量化信号以便生成第二量化信号，其中，所述调制载波的数量M基本上等于L/N的两倍；
数字调制器，该数字调制器将所述第二量化信号上变频至RF频率；
开关模式功率放大器，该开关模式功率放大器将经上变频的第二量化信号放大；
带通滤波器，该带通滤波器对经放大的经上变频的第二量化信号进行处理；以及
天线，该天线发送所处理的经放大的经上变频的第二量化信号；
其中，所述数字脉宽调制电路生成由下式表示的输出信号
其中，n是整数并且表示第一量化输入信号。
15.根据权利要求14所述的数字发送机，其中，当一个或更多个载波中的每一个是对称锯齿载波信号时，所述预量化器生成均匀量化信号。
16.根据权利要求14所述的数字发送机，其中，当一个或更多个载波中的每一个是不对称锯齿载波信号时，所述预量化器生成非均匀量化信号。
17.根据权利要求14所述的数字发送机，其中，一个或更多个载波信号是基于单侧锯齿信号、双沿锯齿信号或正弦信号的周期性信号。
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