KR20190126877A - 무선 주파수(rf) 송신기 및 노이즈 완화 디바이스 - Google Patents

무선 주파수(rf) 송신기 및 노이즈 완화 디바이스 Download PDF

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Abstract

무선 통신을 위한 무선 주파수 송신기는 복수의 분리된 주파수 대역 상에서 송신되는 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 수신하는 복수의 입력 포트와, 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 반송하는 상기 복수의 분리된 주파수 대역을 포함하는 부호화된 다중 대역 신호를 생성하기 위해 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 변조 및 부호화화는 전력 부호화기와, 상기 부호화된 다중 대역 신호를 증폭하여 증폭된 부호화된 다중 대역 신호를 생성하는 제 1 전력 증폭기와, 상기 부호화된 다중 대역 신호 및 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스로부터 제 1 노이즈 완화 신호를 생성하는 제 1 노이즈 제거기와, 상기 증폭된 부호화된 다중 대역 신호와 상기 제 1 노이즈 완화 신호를 결합하여 RF 다중 대역 신호를 생성하는 제 1 전력 결합기와, 상기 RF 다중 대역 신호를 송신하는 안테나를 포함한다.

Description

무선 주파수(RF) 송신기 및 노이즈 완화 디바이스
본 발명은 대역 간(inter-band) 캐리어 어그리게이션(CA : carrier aggregation) 디지털 송신기에 관한 것이고, 보다 구체적으로는 다단계 대역 외 노이즈 제거기를 갖는 대역 간 CA 디지털 송신기에 관한 것이다.
무선 통신을 위한 무선 주파수(RF : radio frequency) 디지털 송신기(DTX : digital transmitter)는 디지털 기저대역(baseband)과 아날로그/RF 프론트 엔드로 구성되는 종래의 무선 송신기에 비하여 몇 가지 장점을 갖는다. DTX는 디지털-아날로그 인터페이스를 안테나 가까이로 이동시키므로, 더 적은 수의 아날로그 구성요소가 포함된다. DTX는 또한 디지털 신호 처리에 의해 가능하게 되는 다중 모드 동작 및 다중 대역 동작을 통해 시스템 유연성을 향상시킨다. 따라서, DTX는 무선 기지국 및 모바일 애플리케이션 모두에 이점을 갖는다.
효율적인 스펙트럼의 사용으로 무선 데이터 레이트를 높이고 네트워크 범위를 개선하기 위해, 동시 다중 대역(CMB : concurrent multi-band) 송신 방법이 개발되었다. 예컨대, 롱 텀 에볼루션(LTE : long-term evolution) 통신 표준은 송신기와 수신기의 사이에서 다수의 분리된 주파수 대역을 동시에 송신 및 수신하기 위한 비인접 대역 간 캐리어 어그리게이션(IB-CA : inter-band carrier aggregation)을 정의한다. 최근, 비인접 CMB 송신을 위한 IB-CA DTX에 대한 관심이 높아지고 있으며, 시스템 설계자들은 실험 구현에서 중대한 과제에 직면하고 있다.
델타 시그마 변조 기반 CMB(CMB-DSM : Delta-Sigma modulation based CMB) 기술은 IB-CA DTX가 스퓨리어스 톤(spurious tone) 없는 탁월한 다이내믹 레인지를 달성할 수 있게 하지만, CMB-DSM 기술은 많은 양의 대역 외 노이즈로 인해 어려움을 겪는다.
미국 특허 9,294,079에서 비인접 CMB-DSM을 갖는 IB-CA DTX에 대하여 노이즈 제거 기술이 논의되었지만, 대역 외 노이즈의 억제는 고차 다중 대역 RF 출력 필터(MB-RFOF : multi-band RF output filter)의 필요성을 없애거나 MB-RFOF 설계 요구를 크게 완화하기에 충분하지 않다.
따라서, MB-RFOF를 사용하지 않고서 대역 외 노이즈를 충분히 감소시키기 위해 노이즈 제거기를 갖는 무선 주파수(RF) 디지털 송신기를 실현할 필요가 있다.
일부 실시예는 무선 통신의 노이즈 신호가, 복수의 분리된 주파수 대역 상에서 송신되는 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 수신하는 복수의 입력 포트와, 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 반송하는 상기 복수의 분리된 주파수 대역을 포함하는 부호화된 다중 대역 신호를 생성하기 위해 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 변조 및 부호화화는 전력 부호화기와, 상기 부호화된 다중 대역 신호를 증폭하여 증폭된 부호화된 다중 대역 신호를 생성하는 제 1 전력 증폭기와, 상기 부호화된 다중 대역 신호 및 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스로부터 제 1 노이즈 완화 신호를 생성하는 제 1 노이즈 제거기와, 상기 증폭된 부호화된 다중 대역 신호와 상기 제 1 노이즈 완화 신호를 결합하여 RF 다중 대역 신호를 생성하는 제 1 전력 결합기와, 상기 RF 다중 대역 신호를 송신하는 안테나를 포함하는 무선 주파수(RF) 송신기에 의해 실현될 수 있다는 사실의 인식에 기초한다.
또한, 일부 실시예는 무선 통신의 노이즈 신호가 노이즈 완화 디바이스에 의해 감소된다는 사실의 인식 및 이해에 기초한다. 따라서, 하나의 실시예는 노이즈 완화 신호를 생성하는 노이즈 완화 디바이스를 개시한다. 노이즈 완화 디바이스는 디지털 상향 변환(up-conversion) 믹싱을 사용하여 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 미리 결정된 캐리어 주파수 신호로 변조하는 이중 대역 직교 변조기와, 상기 미리 결정된 캐리어 주파수 신호와 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 반송하는 복수의 분리된 주파수 대역을 포함하는 부호화된 다중 대역 신호를 결합하여 제 1 결합 신호를 생성하는 제 1 디지털 가산기와, 미리 결정된 출력 범위에서 상기 제 1 디지털 가산기의 상기 제 1 결합 신호를 제어하는 제 1 디지털 이득 유닛과, 상기 제 1 디지털 이득 유닛으로부터의 상기 제 1 결합 신호를 제 1 미리 결정된 비트를 갖는 제 1 양자화 신호로 양자화하는 제 1 거친(coarse) 양자화기와, 상기 제 1 양자화 신호를 증폭하고 증폭된 제 1 양자화 신호를 제 1 노이즈 완화 신호로서 송신하는 제 1 전력 증폭기를 포함한다.
본 개시의 실시예는 첨부된 도면을 참조하여 추가로 설명될 것이다. 도시된 도면은 반드시 축척대로 도시된 것은 아니며, 대신에 본 개시의 실시예의 원리를 설명하기 위해 일반적으로 강조된다.
도 1은 대역 간 CA 디지털 송신기(IB-CA DTX : inter-band CA digital transmitter)의 블록도이다.
도 2는 IB-CA DTX의 출력 스펙트럼에 대한 시뮬레이션 결과이다.
도 3은 본 개시의 실시예에 따른, 다단계 대역 외 노이즈 제거기(MSOB-NC : multi-stage out-of-band noise canceller)를 갖는 IB-CA DTX의 블록도이다.
도 4는 본 개시의 실시예에 따른, MSOB-NC를 이용한 IB-CA DTX의 출력 스펙트럼에 대한 시뮬레이션 결과이다.
도 5는 본 개시의 실시예에 따른, MSOB-NC의 1단계 구현이다.
도 6은 본 개시의 실시예에 따른, MSOB-NC의 2단계 구현이다.
도 7은 본 개시의 실시예에 따른, MSOB-NC의 3단계 구현이다.
이하 도면을 참조하여 본 발명의 다양한 실시예가 설명된다. 도면은 유사한 구조의 요소를 축척하기 위해 도시되지 않았으며, 도면 전체에 걸쳐 비슷한 참조 번호로 기능이 표시됨에 유의해야 한다. 도면은 단지 본 발명의 특정한 실시예의 설명을 가능하게 하도록 의도되는 것임에 또한 유의해야 한다. 그들 도면은 본 발명의 완전한 설명으로서 또는 본 발명의 범위에 대한 제한으로서 의도되는 것이 아니다. 또한, 본 발명의 특정한 실시예와 관련하여 설명된 측면은 반드시 그 실시예로 제한되지 않으며 본 발명의 임의의 다른 실시예에서 실행될 수 있다.
실시예의 철저한 이해를 제공하기 위해 다음의 설명에서 특정한 상세가 주어진다. 그러나, 당업자는 실시예가 이러한 특정한 상세 없이도 실행될 수 있다는 것을 이해할 수 있다. 예컨대, 개시된 주제의 시스템, 프로세스 및 다른 요소는 실시예를 불필요한 상세로 모호하게 하지 않기 위해 블록도 형태의 구성요소로서 도시될 수 있다. 다른 경우에, 실시예를 모호하게 하는 것을 피하기 위해 잘 알려진 프로세스, 구조 및 기술이 불필요한 상세 없이 도시될 수 있다. 또한, 다양한 도면에서 비슷한 참조 번호 및 명칭은 비슷한 요소를 나타냈다.
또한, 개별 실시예는 프로세스로서 기술될 수 있고, 이는 플로차트, 흐름도, 데이터 흐름도, 구조도 또는 블록도로서 도시된다. 플로차트는 동작들을 순차적 프로세스로서 설명할 수 있지만, 많은 동작들이 병렬로 또는 동시에 실행될 수 있다. 또한, 동작의 순서가 재배열될 수 있다. 프로세스는 그 동작이 완료될 때 종료 될 수 있지만, 논의되지 않거나 도면에 포함되지 않은 추가 단계를 가질 수 있다. 또한, 특별히 설명된 프로세스에서의 모든 동작이 모든 실시예에서 발생하는 것은 아니다. 프로세스는 방법, 함수, 절차, 서브루틴, 서브프로그램 등에 해당할 수 있다. 프로세스가 함수에 해당하는 경우, 함수의 종료는 함수를 호출 함수 또는 기본 함수로 리턴하는 것에 해당할 수 있다.
본 개시의 실시예에 따르면, 비인접 대역 간 캐리어 어그리게이션 디지털 송신기(IB-CA DTX)는 다중 대역 RF 출력 필터(MB-RFOF) 없이 제공된다.
본 개시는 델타 시그마 변조(DSM : delta-sigma modulation)를 위한 다단계 노이즈 쉐이핑(MASH) 기술에 대하여 논의하여 도 1 및 도 2를 사용하는 대역 외 노이즈에 관한 MASH 기술의 문제를 언급할 것이다.
도 1은 대역 간 캐리어 어그리게이션 디지털 송신기(IB-CA DTX)(100)의 블록도를 나타낸다. IB-CA DTX(100)는 고 대역 동상/직각 위상(I/Q : inphase/quadrature phase) 심볼(110) 및 저 대역 I/Q 심볼(115)을 수신하는 입력 포트와, 디지털 변조기(120)와, 전력 부호화기(130)와, 클래스 S 디지털 전력 증폭기(PA : power amplifier)(140)와, 다중 대역 RF 필터(150)와, 송신 안테나(160)를 포함한다.
IB-CA DTX(100)는 디지털 변조기(120)를 사용하여 고 대역 I/Q 심볼(110) 및 저 대역 I/Q 심볼(115)의 시퀀스를 고 분해능 디지털 RF 신호(125)의 시퀀스로 변환한다.
디지털 변조기(120)는 2개의 입력 포트를 통해 고 대역 I/Q 심볼(110) 및 저 대역 I/Q 심볼을 수신하고, 신호 변환 프로세스 후에 고 분해능 디지털 RF 신호(125)를 전력 부호화기(130)에 송신한다. 전력 부호화기(130)는 고 분해능 디지털 RF 신호(125)의 시퀀스를 저 분해능 디지털 RF 신호(다중 레벨 디지털 신호)(135)로 변환한다.
전력 부호화기(130)는 델타 시그마 변조(DSM), 펄스 폭 변조(PWM : pulse-width modulation), 펄스 위치 변조(PPM : pulse-position modulation) 및 아웃페이징 변조의 회로 모듈을 포함한다.
클래스 S DPA(Digital Power Amplifier)(140)는 넓은 대역폭을 갖는 입력 정합 네트워크(도시하지 않음)를 갖고, 고효율 클래스 S 동작이 달성될 수 있도록 좁은 대역폭을 갖는 출력 정합 네트워크를 갖는다. 높은 전력 효율을 위해, 클래스 S DPA(140)는 GaN HEMT 및 InGaAs HBT와 같은 화합물 반도체로 구현된다.
다중 대역 RF 출력 필터(MRFOF : multi-band RF output filter)(150)는 클래스 S DPA(140)로부터의 대역 외 방출을 감쇠시킨다. 송신 안테나(160)는 추가적인 대역 외 감쇠를 제공하지만, 무선 통신 표준에 필요한 송신 스펙트럼 마스크를 충족시키기 위해, 추가 노이즈 감소가 필요할 것이다. MRFOF(150)는 클래스 S DPA 출력(145)을 처리하기 때문에, 삽입 손실이 최소화되어야 한다. 따라서, 전력 부호화기(130)의 하나의 설계 목표는 대역 외 방출을 최소화하여 삽입 손실이 낮은 저차(low-order) MRFOF가 사용될 수 있도록 하는 것이다.
IB-CA DTX로부터 MB-RFOF를 제거하거나 MB-RFOF를 1극 또는 2극 저역 통과 RF 필터로 교체하기 위해, IB-CA DTX는 노이즈 제거(NC : noise cancellation) 기술을 사용할 수 있다. 본 개시의 일부 실시예는 MSOB-NC CMB-DSM에 기초한 비인접 IB-CA DTX로 상당한 양의 대역 외 노이즈 제거를 달성할 수 있다는 사실의 인식에 기초한다.
다중 레벨 CMB-DSM에서, MSOB-NC는 반위상(anti-phased) 대역 외 양자화 노이즈를 생성하고, 이는 비대칭 전력 결합기(APC : asymmetric power combiner)에 의해 클래스 S 디지털 전력 증폭기(DPA) 출력에 추가된다. 종래의 대칭형 Wilkinson 전력 결합기와 비교하여, APC는 보다 높은 전력 효율로 노이즈 제거를 달성한다.
본 개시의 실시예에 따르면, MSOB-NC와의 설계 고려사항은 단계의 수 및 각 단계에서의 양자화기의 분해능에 있다. 이론적으로, 2단계 MSOB-NC는 고 분해능 양자화기 및 고 분해능 RF DAC를 사용하여 완벽한 노이즈 제거를 달성할 수 있다. 양자화기 분해능을 2~3비트로 선택하면, RF DAC 설계가 완화될 수 있다. 노이즈 제거기의 추가 단계를 부가함으로써, 저 분해능 양자화기로 탁월한 노이즈 제거 성능이 달성될 수 있다.
또한, 대역 외 노이즈 제거기의 모듈식 구현은 동일한 노이즈 제거기를 연결함으로써 다단계 아키텍처로 캐스케이드 될 수 있다. 이 경우, OB-NC의 다단계 구현은 고 분해능 양자화기를 사용하는 1단계 OB-NC 구현에 비하여 전력 소비를 절약할 수 있다. 예컨대, 10비트 양자화기를 갖는 1단계 OB-NC는 각각 5비트 양자화기를 갖는 2단계 OB-NC와 동일하다. 이는 노이즈 제거 신호를 생성하기 위한 1개의 10비트 디지털-아날로그 변환기(DAC : digital-to-analog converter) 대신에, 2단계 OB-NC가 2개의 5비트 DAC를 사용한다는 것을 의미한다. 2개의 5비트 DAC의 전력 소비는 1개의 10비트 DAC보다 훨씬 작고, 이것은 일반적으로 1비트 분해능을 높이려면 4배 더 많은 전력 소비가 필요하기 때문이다.
본 개시의 실시예에 따르면, 비인접 IB-CA DTX를 갖는 MSOB-NC는 대역 내(in-band) 노이즈 억제 기술의 동시 적용을 제한하지 않는다. 따라서 IB-CA DTX는 대역 내 노이즈 억제 및 대역 외 노이즈 제거를 모두 포함하여 설계될 수 있고, 이는 대역 내 SNR을 개선하고 동시에 RF 출력 필터 요구사항을 완화할 수 있다.
도 2는 IB-CA DTX(100)에서의 MRFOF(150)의 출력 포트(155)에서 획득된 출력 스펙트럼에 대한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 클래스 S DPA(140)는 저 대역 채널(215) 및 고 대역 채널(225)을 동시에 송신한다. 도면에 나타낸 바와 같이, 노이즈 레벨은 MRFOF(150)에 의해 저 대역 채널(215) 및 고 대역 채널(225)의 대역 내 영역에서 감소된다. 그러나, 대역 외 방출(210, 220, 230)은 SNR을 개선하기 위해 여전히 추가적인 감쇠가 필요하다.
따라서, 본 개시의 일부 실시예는 MRFOF(150)의 설계 복잡성 및 삽입 손실을 감소시키면서 대역 외 방출(210, 220, 230)을 상당히 감소시키는 시스템 및 방법을 제공한다. 본 개시의 일부 실시예에서, MRFOF(150)는 IB-CA DTX(100)로부터 생략될 수 있다.
본 개시의 실시예에 따르면, 무선 통신을 위한 무선 주파수(RF) 송신기는 복수의 분리된 주파수 대역 상에서 송신되는 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 수신하는 복수의 입력 포트와, 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 반송하는 상기 복수의 분리된 주파수 대역을 포함하는 부호화된 다중 대역 신호를 생성하기 위해 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 변조 및 부호화화는 전력 부호화기와, 상기 부호화된 다중 대역 신호를 증폭하여 증폭된 부호화된 다중 대역 신호를 생성하는 제 1 전력 증폭기와, 상기 부호화된 다중 대역 신호 및 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스로부터 제 1 노이즈 완화 신호를 생성하는 제 1 노이즈 제거기와, 상기 증폭된 부호화된 다중 대역 신호와 상기 제 1 노이즈 완화 신호를 결합하여 RF 다중 대역 신호를 생성하는 제 1 전력 결합기와, 상기 RF 다중 대역 신호를 송신하는 안테나를 포함한다. 상기 구성의 예는 다음 도면을 사용하여 논의될 것이다.
도 3은 본 개시의 실시예에 따른 IB-CA DTX(300)의 블록도를 나타낸다. IB-CA DTX(300)는 동시 다중 대역 델타 시그마 변조(CMB-DSM) 전력 부호화기(320), 다단계 대역 외 노이즈 제거기(MSOB-NC)(325), 디지털 지연 유닛(회로)(335), 클래스 S 디지털 PA(340), 비대칭 전력 결합기(355) 및 듀플렉서/다이플렉서 안테나(360)를 포함한다. MSOB-NC(325)는 하나 이상의 단계의 대역 외 노이즈 제거기(회로)에 의해 형성될 수 있다.
전력 부호화기(320)는 동시 다중 대역 델타 시그마 변조(CMB-DSM)에 기초하여 입력 심볼(신호)을 부호화한다. 이 경우, 전력 부호화기(320)는 고 대역 I/Q 심볼(310) 및 저 대역 I/Q 심볼(315)의 시퀀스를 포함하는 입력 신호를 저 분해능 디지털 RF 심볼(330)의 시퀀스로 변환한다. 저 분해능 디지털 RF 심볼(330)은 디지털 지연 유닛(335) 및 MSOB-NC(325)에 송신된다.
MSOB-NC(325)는 고 대역 I/Q 심볼(310) 및 저 대역 I/Q 심볼(315)을 CMB-DSM 전력 부호화기(320)로부터 수신된 저 분해능 디지털 RF 심볼(330)과 비교하고, 노이즈 제거 신호(350)를 생성한다. 노이즈 제거 신호는 노이즈 완화 신호라고 불릴 수 있다.
예컨대, MSOB-NC(325)는 역 연산에 기초하여 저 분해능 디지털 RF 심볼(330)을 반대의 부호(sign)를 갖도록 변환하고, 반대 부호의 저 분해능 디지털 RF 심볼을 고 대역 I/Q 심볼(310) 및 저 대역 I/Q 심볼(315)의 시퀀스와 결합한다. 변환된 저 분해능 디지털 RF 심볼은 반대 부호의 저 분해능 디지털 RF 심볼(330')(도시하지 않음)이라고 불릴 수 있다. 이 경우에, 반대 부호의 저 분해능 디지털 RF 심볼(330')은 고 대역 및 저 대역 I/Q 심볼(310, 315)의 시퀀스의 반대 부호의 신호 성분 및 CMB-DSM 전력 부호화기(320)에 의해 초래되는 노이즈 신호의 반대 부호의 노이즈 성분을 포함한다.
따라서, 반대 부호의 저 분해능 디지털 RF 심볼(330')이 고 대역 및 저 대역 I/Q 심볼(310, 315)의 시퀀스에 추가(결합)될 때, CMB-DSM 전력 부호화기(320)에 의해 초래된 노이즈 신호에 대한 반대 부호의 노이즈 성분이 추출(획득)될 수 있다. 결과적으로, 노이즈 제거 신호(350)는 CMB-DSM 전력 부호화기(320)에 의해 초래되는 노이즈 신호의 반대 부호의 노이즈 성분을 포함한다.
클래스 S 디지털 PA의 출력(345)은, 출력(345)이 APC에 의해 노이즈 제거 신호(350)와 결합될 때, 저 분해능 디지털 RF 심볼(330)의 시퀀스 및 CMB-DSM 전력 부호화기(320)에 의해 생성된 노이즈 신호를 포함하고, CMB-DSM 전력 부호화기(320)에 의해 초래된 노이즈 신호의 노이즈 성분은 저 분해능 디지털 RF 심볼(330)의 시퀀스의 신호 성분에 영향을 미치지 않으면서 실질적으로 감소될 수 있다.
이 프로세스에서, MSOB-NC(325)는 저 분해능 디지털 RF 심볼(330)의 하향 변환 또는 기저대역 IQ 심볼의 2개의 시퀀스의 상향 변환의 비교를 행할 수 있다. 이 변환이 시간 지연을 도입함에 따라, 노이즈 제거 신호(350)는 클래스 S DPA 뒤의 시간 지연을 포함한다.
디지털 지연 유닛(335)은 MSOB-NC(325)에 의해 도입된 시간 지연이 보상되도록 저 분해능 디지털 RF 심볼(330)에 미리 결정된 지연 시간을 적용함으로써 노이즈 제거 신호(350)를 클래스 S DPA(340)의 출력(345)에 맞추도록 구성된다. 시간 지연은 고정된 것이고(상수 값) 디지털 클록에 의해 정확하게 정의되기 때문에, 시간 지연(335)의 교정은 필요하지 않다. MSOB-NC(325)의 설계로부터, 디지털 지연 유닛(335)에서의 시간 지연은 플립플롭 기반 레지스터 파일을 이용한 간단한 구현이 허용되도록 고정된 설계를 가질 수 있다.
도 2에서 논의된 바와 같이, 클래스 S DPA(140)와 유사하게, 클래스 S DPA(340)의 출력(345)은 APC(355)에 들어가기 전의 바람직하지 않은 대역 외 방출(신호 레벨)(210, 220, 230)뿐만 아니라 동시 이중 대역 채널(채널 신호)(215, 225)을 포함한다. APC(355)는 상이한 전력 레벨을 갖는 신호를 결합할 수 있음에 유의해야 한다. 노이즈 제거 신호(350)가 APC(355)에 의해 클래스 S DPA(340)의 출력(345)과 결합될 때, 대역 외 방출(210, 220, 230)은 실질적으로 감소될 수 있고, 이는 도 4에서 논의될 것이다.
본 개시의 실시예에 따르면, 노이즈 제거가 APC 출력(356)에 충분히 적용되기 때문에 APC(355)의 출력(356)(APC 출력(356))은 듀플렉서, 다이플렉서 또는 안테나(360)에 직접 연결될 수 있다. 이 회로 구성은 SNR 특성을 개선하고 IB-CA DTX 회로를 단순화하는 데 탁월한 이점을 제공할 수 있다.
도 4는 본 개시의 실시예에 따른, IB-CA DTX(300)에서의 APC(355)의 출력 포트(356)에서의 출력 스펙트럼에 대한 시뮬레이션 결과를 나타내는 실험 결과이다. 클래스 S DPA(340)는 저 대역 채널(415)과 고 대역 채널(425)을 동시에 송신하는 것을 볼 수 있다. 도 2의 대역 외 방출(210, 220, 230)과 비교하여, 대역 외 방출(410, 420, 430)은 MSOB-NC(325)에 의해 생성되는 노이즈 제거 신호(350)에 의해 실질적으로 억제된다. 노이즈는 대략 20㏈만큼 낮아지고, 도면에 도시된 바와 같이 우수한 SNR을 초래한다.
도 3에 도시된 바와 같이, IB-CA DTX(300)는 MSOB-NC(325)의 1단계를 포함하지만, 2단계 또는 3단계 MSOB-NC를 사용함으로써, 노이즈 억제 효과가 더 개선될 수 있고, 따라서 APC(355)는, 도 1의 경우와 달리, APC(355)의 출력에서 MRFOF(Multi-Band RF Filter) 없이 듀플렉서, 다이플렉서 또는 안테나(360)를 구동할 수 있다. 또한, 일부 경우에, 송신 스펙트럼 마스크의 통신 표준 요구사항에 따라, IB-CA DTX(300)의 비대칭 전력 결합기(355)와 듀플렉서/다이플렉서/안테나(360) 사이에 추가적인 MRFOF(도시하지 않음)가 추가될 수 있지만, MSOB-NC(325)에 의한 대역 외 방출의 억제 덕분에 MRFOF의 복잡성과 삽입 손실이 현저하게 감소될 수 있다.
도 3의 다단계 대역 외 노이즈 제거기(MSOB-NC)는 도 5를 사용하여 아래에서 보다 상세하게 논의될 것이다. 설명의 편의를 위해 도 3에 도시된 동일한 구성요소는 상이한 번호로 표시되어 있음에 유의해야 한다.
도 5는 본 개시의 실시예에 따른 IB-CA DTX(500)의 블록도를 나타낸다. IB-CA DTX(500)는 CMB-DSM 전력 부호화기(520), 이중 대역 디지털 직교 변조기(DB-DQM : dual-band digital quadrature modulator)(525), MSOB-NC(530), 디지털 지연 유닛(535), 클래스 S 디지털 PA(545), 비대칭 전력 결합기(555) 및 듀플렉서/다이플렉서 안테나(560)를 포함한다. 도 3에서 논의된 다단계 대역 외 노이즈 제거기의 동작은 DB-DQM(525) 및 MSOB-NC(530)를 사용하여 보다 상세하게 설명된다. MSOB-NC(530)는 1단계 대역 외 노이즈 제거기(530)(1단계 OB-NC(530))라고 불릴 수 있는 단일 OB-NC를 포함한다. MSOB-NC(530)는 디지털 가산기(532), 디지털 이득 유닛(534), 거친 양자화기(536), 및 저 전력 PA(538)를 포함하고, 디지털 이득 유닛(534) 및 거친 양자화기(536)는 디지털 논리 회로로 형성될 수 있다.
이중 대역 디지털 직교 변조기(DB-DQM)(525)는 디지털 상향 변환 믹싱(디지털 상향 변환 믹싱 방법)을 사용하여 고 대역(510)의 기저대역 I/Q 심볼 및 저 대역(515)의 기저대역 I/Q 심볼을 대응하는 캐리어 주파수 신호 Y0으로 변조한다. 디지털 믹싱의 하드웨어 구현은 시간 지연을 도입하는 승수(multiplier)를 포함한다.
1단계 OB-NC(530)는 다중 대역 기저대역 심볼(변조된 고 대역 및 저 대역 I/Q 심볼)(510, 515)을 CMB-DSM 전력 부호화기(520)에 의해 생성된 저 분해능 디지털 RF 심볼(522)(출력 V0)과 비교함으로써 노이즈 제거 신호(540)를 생성한다. OB-NC(530)는 먼저 디지털 가산기(532)를 사용하여 CMB-DSM 전력 부호화기(520)의 출력 V0을 DB-DQM(525)으로부터의 출력 Y0과 비교한다. 예컨대, 디지털 가산기(532)는 저 분해능 디지털 RF 심볼(522)을 역 연산에 의해 반대 부호를 갖도록 변환하여, 반대 부호의 저 분해능 디지털 RF 심볼을 생성한다. 이 변환(역 연산)은 도면에서 마이너스 부호로 표시된다.
반대 부호의 저 분해능 디지털 RF 심볼은 반대 부호를 갖는 변조된 고 대역 및 저 대역 I/Q 심볼(510, 515)의 신호 성분을 포함하고, CMB-DSM 전력 부호화기(520)에 의해 초래되는 노이즈 신호에 대하여 반대 노이즈 성분을 포함한다.
출력 신호 Y0이 고 기저대역 및 저 기저대역 I/Q 심볼(510, 515)의 신호 성분을 포함하기 때문에, 반대 부호의 저 분해능 디지털 RF 심볼(522')이 디지털 가산기(532)에서 출력 신호에 추가될 때, 반대 부호의 출력(522)의 반대 부호의 노이즈 성분이 획득될 수 있다. 따라서, 노이즈 제거 신호(540)는 저 분해능 디지털 RF 심볼(522)에 대하여 반대 부호의 노이즈 성분을 포함한다.
양자화기(536)로의 데이터의 오버플로를 피하기 위해 디지털 가산기(532)의 출력이 양자화기(536)의 미리 결정된 입력 범위에서 제어되도록 양자화기(536)에 대하여 디지털 이득 유닛(534)의 디지털 이득이 선택된다. 저 전력 PA(538)의 이득은 노이즈 제거가 최대화될 수 있도록 선택된다. 이 경우, 클래스 S 디지털 PA(545)의 출력 전력은 저 전력 PA(538)의 출력 전력보다 크다. 또한, 저 전력 PA(538)의 분해능은 클래스 S 디지털 PA(545)의 분해능보다 크다. 노이즈 제거 신호(540)는 비대칭 전력 결합기(555)에 송신되므로, 클래스 S 디지털 PA(545)로부터의 출력 신호(550)의 노이즈 신호는 노이즈 제거 신호(540)와 결합됨으로써 실질적으로 감소(보상)된다. 노이즈 제거된 신호는 비대칭 전력 결합기(555)로부터 듀플렉서/다이플렉서 안테나(560)로 송신된다. 일부 경우에, 회로 설계의 요구사항에 따라 비대칭 전력 결합기(555)와 듀플렉서/다이플렉서 안테나(360)의 사이에 다중 대역 RF 필터(도시하지 않음)가 추가될 수 있다.
본 개시의 실시예에 따르면, 노이즈 완화 신호를 생성하는 노이즈 완화 디바이스는 디지털 상향 변환(up-conversion) 믹싱을 사용하여 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 미리 결정된 캐리어 주파수 신호로 변조하는 이중 대역 직교 변조기와, 상기 미리 결정된 캐리어 주파수 신호와 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 반송하는 복수의 분리된 주파수 대역을 포함하는 부호화된 다중 대역 신호를 결합하여 제 1 결합 신호를 생성하는 제 1 디지털 가산기와, 미리 결정된 출력 범위에서 상기 제 1 디지털 가산기의 상기 제 1 결합 신호를 제어하는 제 1 디지털 이득 유닛과, 상기 제 1 디지털 이득 유닛으로부터의 상기 제 1 결합 신호를 제 1 미리 결정된 비트를 갖는 제 1 양자화 신호로 양자화하는 제 1 거친(coarse) 양자화기와, 상기 제 1 양자화 신호를 증폭하고 증폭된 제 1 양자화 신호를 제 1 노이즈 완화 신호로서 송신하는 제 1 전력 증폭기를 포함한다.
본 개시의 실시예에 따르면, 노이즈 완화 신호를 생성하는 노이즈 완화 디바이스는 디지털 상향 변환(up-conversion) 믹싱을 사용하여 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 미리 결정된 캐리어 주파수 신호로 변조하는 이중 대역 직교 변조기와, 상기 미리 결정된 캐리어 주파수 신호와 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 반송하는 복수의 분리된 주파수 대역을 포함하는 부호화된 다중 대역 신호를 결합하여 제 1 결합 신호를 생성하는 제 1 디지털 가산기와, 미리 결정된 출력 범위에서 상기 제 1 디지털 가산기의 상기 제 1 결합 신호를 제어하는 제 1 디지털 이득 유닛과, 상기 제 1 디지털 이득 유닛으로부터의 상기 제 1 결합 신호를 제 1 미리 결정된 비트를 갖는 제 1 양자화 신호로 양자화하는 제 1 거친(coarse) 양자화기와, 상기 제 1 양자화 신호를 증폭하고 증폭된 제 1 양자화 신호를 제 1 노이즈 완화 신호로서 송신하는 제 1 전력 증폭기를 포함한다.
일부 경우에, 디지털 가산기는 부호화된 다중 대역 신호를 미리 결정된 캐리어 주파수 신호와 결합하기 전에 역 연산에 의해 반대 부호를 갖는 반대 부호의 부호화된 다중 대역 신호로 변환한다.
또한, 노이즈 완화 디바이스는 제 1 거친 양자화기와 제 1 전력 증폭기의 사이에 배치되는 제 1 디지털 지연 유닛과, 제 2 노이즈 완화 신호를 생성하는 제 2 단계 노이즈 제거기를 포함할 수 있고, 제 1 디지털 지연 유닛은 제 1 양자화 신호에 미리 결정된 지연 시간을 부가한다. 이 경우, 제 2 단계 노이즈 제거기는 제 1 디지털 이득 유닛의 출력 신호와 제 1 양자화 신호를 결합하여 제 2 결합 신호를 생성하는 제 2 디지털 가산기와, 제 2 미리 결정된 출력 범위에서 제 1 디지털 가산기로부터의 제 2 결합 신호를 제어하는 제 2 디지털 이득 유닛과, 제 2 디지털 이득 유닛으로부터의 제 2 결합 신호를 제 2 미리 결정된 비트를 갖는 제 2 양자화 신호로 양자화하는 제 2 거친 양자화기와, 제 2 양자화 신호를 증폭하고 증폭된 제 2 양자화 신호를 제 2 노이즈 완화 신호로서 송신하는 제 2 전력 증폭기와, 제 1 및 제 2 노이즈 완화 신호를 결합하는 비대칭 전력 결합기를 포함한다. 상기 구성의 예는 도 6을 사용하여 설명될 것이다.
도 6은 본 개시의 실시예에 따른 MSOB-NC(600)의 2단계 구현의 블록도를 나타낸다. MSOB-NC(600)의 2단계 구현은 이중 대역 디지털 직교 변조기(620)(DB-DQM(620)), 저 전력 APC(665), CMB-DSM 전력 부호화기(670), 디지털 지연 유닛(674), 클래스 S 디지털 PA(676)(메인 클래스 S 디지털 전력 증폭기), 및 메인 APC(680)를 이용하여 행하여진다.
MSOB-NC(600)는 제 1 단계 OB-NC(630) 및 제 2 단계 OB-NC(660)를 포함한다. 메인 APC(680)의 출력은 듀플렉서/다이플렉서 안테나(도시하지 않음)에 연결되어 노이즈 제거된 신호를 송신한다.
디지털 지연 유닛(674) 및 클래스 S 디지털 PA(676)는 670에 의해 생성된 신호(672)를 조작하는데 사용된다. 디지털 지연 유닛(674)은 미리 결정된 지연 신호(675)를 생성하고 CMB-DSM 전력 부호화기(670)의 출력 신호(672)에 인가하여 저 전력 APC(665)로부터의 노즈 제거 신호(675)에 맞춘다. 지연 신호(675)는 678의 강화된 진폭 신호로 디지털 PA(676)에 의해 증폭되고, 이는 APC(680)에서 신호(675)와 결합된다.
MSOB-NC(600)는 다중 대역 기저대역 I/Q 심볼(610, 615)을 CMB-DSM 전력 부호화기(670)에 의해 생성된 저 분해능 디지털 RF 심볼 V0과 비교함으로써 노이즈 제거 신호(675)를 생성한다. 제 1 단계 OB-NC(630)는 디지털 가산기(632), 디지털 이득 유닛(636), 거친 양자화기(638), 디지털 지연 유닛(634), 및 저 전력 PA(640)를 포함하고, 여기서 디지털 지연 유닛(634), 디지털 이득 유닛(636), 및 거친 양자화기(638)는 디지털 논리 회로로 형성된다. 또한, 제 2 단계 OB-NC(660)는 디지털 가산기(652), 디지털 이득 유닛(656), 거친 양자화기(658), 디지털 지연 유닛(654), 및 저 전력 PA(650)를 포함하고, 여기서 디지털 지연 유닛(654), 디지털 이득 유닛(656), 및 거친 양자화기(658)는 디지털 논리 회로로 형성된다. 또한, MSOB-NC의 다음 단계에 대하여 디지털 지연 유닛(654)의 프로세스가 수행됨에 따라, MSOB-NC가 OB-NC의 2단계만을 포함하는 경우에 디지털 지연 유닛(654)의 프로세스가 생략될 수 있거나 디지털 지연 유닛(654)이 생략될 수 있다.
디지털 지연 유닛(회로)(634)을 제외하고, 제 1 단계 OB-NC(630)는 도 5의 1단계 OB-NC(530)와 동일한 방식으로 동작한다. 디지털 지연 유닛(634)은 제 1 단계 OB-NC(630)의 출력(645)을 지연시켜 출력(645)이 제 2 단계 OB-NC 출력(660)의 출력(655)에 맞추어지도록 한다.
제 2 단계 OB-NC(660)는 제 1 단계 OB-NC(630)로부터 초래되는 양자화 노이즈를 감소시킨다. 양자화 노이즈는 거친 양자화기(638)에서 초래되기 때문에, 거친 양자화기(638)에 들어가기 전의 디지털 이득 유닛(636)으로부터의 신호 출력 Y1 및 거친 양자화기(638)로부터의 신호 출력 V1이 제 2 단계 OB-NC(660)의 디지털 가산기(652)에서 사용(추가)되어 제 1 단계 OB-NC(630)의 신호로부터 반대 부호의 양자화 노이즈 성분으로서 양자화 노이즈 성분을 추출한다. 디지털 가산기(652)에서, 신호 출력 V1은 음의 부호를 갖도록 변환되고 Y1의 신호 출력과 함께 추가된다. 신호 Y1이 거친 양자화기(638)에 의해 초래된 노이즈 성분을 포함하지 않기 때문에, 양자화 노이즈의 반대 부호의 노이즈 성분이 디지털 가산기(652)에서의 처리 후에 획득될 수 있다. 반대 부호의 노이즈 성분은 디지털 이득 유닛(656), 거친 양자화기(658), 디지털 지연 유닛(654), 및 저 전력 PA(650)를 통해 처리되어, 양자화 노이즈 제거 신호 출력(655)이 된다. 양자화 노이즈 제거 신호 출력(655)은 제 2 출력(655)이라고 불릴 수 있다.
제 2 단계 OB-NC(660)는 디지털 이득 유닛(656) 및 거친 양자화기(658)와 같은 디지털 산술 연산의 고속 구현이 파이프라인된 디지털 로직(도시하지 않음)에 의해 수행될 수 있기 때문에 추가적인 시간 지연을 도입한다. 저 전력 PA(650)가 양자화기(658)와 인터페이스하기 위해 디지털-아날로그 변환기(DAC) 프로세스를 필요로 하는 경우, DAC 프로세스는 또한 추가적인 시간 지연을 도입한다. 제 2 단계 OB-NC(660)에서 초래되는 디지털 지연 및 아날로그 지연은 모두 제 1 단계 OB-NC(630)의 디지털 지연 유닛(634)에 의해 교정된다.
저 전력 APC(665)는 제 1 단계 OB-NC(630)의 제 1 출력(645)을 제 2 단계 OB-NC(660)의 제 2 출력(655)과 결합한다. 결과적으로, 저 전력 APC(665)는 APC(680)에서 결합될 때 메인 클래스 S DPA(676의 출력 신호(678)와 함께 보다 효과적인 노이즈 제거를 달성할 수 있는 출력(675)을 송신한다. 또한, APC(680)에서의 노이즈 제거 신호(도시하지 않음)가 구동되어 메인 고 전력 APC(680)로부터 출력된다.
도 7은 본 개시의 실시예에 따른, 3단계 MSOB-NC(770)를 포함하는 IB-CA DTX(700)의 블록도를 나타낸다.
IB-CA DTX(700)는 CMB-DSM 전력 부호화기(720), 디지털 지연 유닛(730), 메인 클래스 S 디지털 PA(740), 메인 고 전력 비대칭 전력 결합기(고 전력 APC)(750), 및 듀플렉서/다이플렉서 안테나(760)를 포함한다. 3단계 MSOB-NC(770)는 이중 대역 디지털 직교 변조기(DB-DQM)(771), 제 1 단계 OB-NC(772), 제 2 단계 OB-NC(773), 제 3 OB-NC(774), 제 1 저 전력 APC(776), 및 제 2 저 전력 APC(777)를 포함한다.
3단계 MSOB-NC(770)의 각 OB-NC가 N비트 양자화기(도시하지 않음)를 갖는 경우, OB-NC 단계의 수가 1씩 증가함에 따라, 양자화 노이즈로 인한 대역 외 방출이 6N㏈만큼 억제되는 것으로 추정될 수 있다. 예컨대, 2비트 양자화기가 사용되는 경우, 추가적인 OB-NC 단계가 추가됨에 따라 대역 외 양자화 노이즈에 대한 12㏈의 추가 억제를 얻을 수 있다. 디지털 지연 유닛(730)은 3단계 MSOB-NC로부터의 노이즈 제거 신호(775)가 클래스 S DPA(740)의 출력(745)에 맞추어지도록 조정된다. OB-NC 단계의 수가 증가함에 따라, 디지털 지연 유닛(730)은 동기화를 위한 추가 시간 지연을 추가하도록 선택된다. 그러므로, 메인 클래스 S DPA(740) 이전의 디지털 지연 τ, 제 1 단계 OB-NC의 디지털 지연 τ1, 제 2 단계 OB-NC의 디지털 지연 τ2, 및 제 3 단계 OB-NC의 디지털 지연 τ3에 대하여 다음 관계 (1)이 유지된다.
τ3<τ2<τ1<τ … (1)
이 경우, 제 1 단계 OB-NC(772)는 APC(776)에서 제 1 단계 OB-NC(772)의 출력 신호와 APC(776)의 출력 신호를 맞추기 위한 제 1 단계 디지털 지연 유닛(도시하지 않음)을 포함한다. 또한, 제 2 OB-NC(773)는 APC(777)에서 제 2 단계 OB-NC(773)의 출력 신호와 제 3 OB-NC(774)의 출력 신호를 맞추기 위한 제 2 단계 디지털 지연 유닛(도시하지 않음)을 포함한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 이 관계는 3개보다 많은 단계를 갖는 MSOB-NC로 확장될 수 있다. 도 1의 CMB-DSM에 기초한 IB-CA DTX를 사용하면, MRFOF(150)는 상당한 삽입 손실을 초래할 수 있다. 따라서, MSOB-NC에서 단계의 수를 결정하는 한 가지 방법은 최소의 단계의 수를 선택하는 것인데, 이는 메인 고 전력 APC(750)의 출력에서 대역 외 방출을 충분히 제거하므로 MRFOF가 필요하지 않다.
몇몇 경우에, 그러한 최소의 MSOB-NC 단계의 수를 결정하기 위해, 양자화기 분해능이 미리 결정될 수 있다. 양자화기 분해능을 결정하는 한 가지 방법은 주어진 시스템 전력 예산이 충족될 수 있도록 최대의 양자화기 분해능을 선택하는 것이다. CMB-DSM의 오버샘플링 레이트가 제공되면, 1비트 분해능을 높이려면 노이즈 제거 신호를 생성하는 저 전력 PA에 양자화기 출력을 인터페이스하는 디지털-아날로그 변환기(DAC)의 전력 소비를 4배로 늘려야 할 수 있다.
본 개시의 실시예에 따르면, 노이즈 제거를 위해 클래스 AB 저 전력 PA를 구동하기 위해 DAC를 사용할 필요를 없애는 것이 가능하다. 이 경우, 저 전력 PA 자체는 다른 클래스 S DPA로 구현될 수 있다. IB-CA DTX를 위한 MSOB-NC는 매우 넓은 대역폭을 필요로 하기 때문에, 저 전력 클래스 S DPA의 분해능도 제한되지만, 분해능은 메인 고 전력 클래스 S DPA의 분해능보다 높을 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예는 임의의 많은 방식으로 구현될 수 있다. 예컨대, 실시예는 하드웨어, 소프트웨어 또는 그들의 조합을 사용하여 구현될 수 있다. 소프트웨어로 구현될 때, 소프트웨어 코드는 1대의 컴퓨터에 마련되는지 다수의 컴퓨터에 분산되어 있는지에 관계없이 임의의 적합한 프로세서 또는 프로세서의 집합에서 실행될 수 있다. 그러한 프로세서는 집적 회로 구성요소 내에 하나 이상의 프로세서를 갖는 집적 회로로서 구현될 수 있다. 그러나, 프로세서는 임의의 적절한 포맷의 회로를 사용하여 구현될 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예는 방법으로서 구현될 수 있고, 그 예가 제공되었다. 방법의 일부로서 수행되는 동작은 임의의 적절한 방식으로 순서지어질 수 있다. 따라서, 동작이 예시된 것과 상이한 순서로 수행되는 실시예가 구성될 수 있고, 이는 예시적인 실시예에서 순차적인 동작으로서 도시되어 있더라도 일부 동작을 동시에 수행하는 것을 포함할 수 있다.
청구항 요소를 수식하기 위해 청구범위에서 "제 1", "제 2"와 같은 서수 용어를 사용하는 것은 그 자체로 다른 것보다 우선하는 하나의 청구항 요소의 우선도, 우선순위, 또는 순서나, 방법의 동작이 수행되는 시간적 순서를 함축하는 것이 아니고, 청구항 요소를 구별하기 위해 특정 명칭을 갖는 하나의 청구항 요소를 동일한 명칭을 갖는 (그렇지만 서수 용어를 사용하는) 다른 요소와 구별하기 위한 라벨로서 단지 사용된다.

Claims (17)

  1. 무선 통신을 위한 무선 주파수(RF : radio frequency) 송신기로서,
    복수의 분리된 주파수 대역 상에서 송신되는 복수의 기저대역(baseband) 심볼의 시퀀스를 수신하는 복수의 입력 포트와,
    상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 반송하는 상기 복수의 분리된 주파수 대역을 포함하는 부호화된 다중 대역 신호를 생성하기 위해 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 변조 및 부호화화는 전력 부호화기와,
    상기 부호화된 다중 대역 신호를 증폭하여 증폭된 부호화된 다중 대역 신호를 생성하는 제 1 전력 증폭기와,
    상기 부호화된 다중 대역 신호 및 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스로부터 제 1 노이즈 완화 신호를 생성하는 제 1 노이즈 제거기와,
    상기 증폭된 부호화된 다중 대역 신호와 상기 제 1 노이즈 완화 신호를 결합하여 RF 다중 대역 신호를 생성하는 제 1 전력 결합기와,
    상기 RF 다중 대역 신호를 송신하는 안테나
    를 포함하는 무선 주파수 송신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 증폭된 부호화된 다중 대역 신호와 상기 제 1 노이즈 완화 신호를 상기 제 1 전력 결합기에서 맞추기 위해 상기 전력 부호화기와 상기 제 1 전력 증폭기의 사이에 제 1 디지털 지연 유닛이 배치되는 무선 주파수 송신기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 디지털 지연 유닛은 상기 제 1 노이즈 제거기에서 초래된 미리 결정된 지연 시간을 보상하기 위해 상기 부호화된 다중 대역 신호에 상기 미리 결정된 지연 시간을 적용하는 무선 주파수 송신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 전력 결합기는 상기 증폭된 부호화된 다중 대역 신호와 상기 제 1 노이즈 완화 신호를 결합하기 위한 비대칭 전력 결합기이고,
    상기 증폭된 부호화된 다중 대역 신호의 전력 레벨과 상기 제 1 노이즈 완화 신호의 전력 레벨은 상이한
    무선 주파수 송신기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 노이즈 제거기는 제 1 디지털 가산기를 포함하고,
    상기 디지털 가산기는 상기 부호화된 다중 대역 신호를 역 연산에 의해 반대 부호(sign)를 갖는 반대 부호의 부호화된 다중 대역 신호로 변환하고, 상기 반대 부호의 부호화된 다중 대역 신호를 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스와 결합하는
    무선 주파수 송신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 노이즈 제거기는 디지털 이득 유닛과, 상기 디지털 이득 유닛에 연결된 거친 양자화기(coarse quantizer)를 포함하고,
    상기 디지털 이득 유닛은 데이터 오버플로를 피하기 위해 상기 거친 양자화기의 미리 결정된 입력 범위에서 이중 대역 직교 변조기의 출력을 제어하고,
    상기 거친 양자화기는 상기 제 1 디지털 가산기의 출력 신호를 양자화하는
    무선 주파수 송신기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 노이즈 제거기는 제 2 전력 증폭기를 포함하고,
    상기 제 2 전력 증폭기는 상기 거친 양자화기의 출력 신호를 증폭하고,
    상기 제 2 전력 증폭기의 출력 전력은 상기 제 1 전력 증폭기의 출력 전력보다 낮은
    무선 주파수 송신기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 2 전력 증폭기의 분해능은 상기 제 1 전력 증폭기의 분해능보다 큰 무선 주파수 송신기.
  9. 제 1 항에 있어서,
    디지털 상향 변환(up-conversion) 믹싱 방법을 사용하여 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 미리 결정된 캐리어 주파수 신호로 변조하기 위해 상기 제 1 디지털 가산기에 연결된 이중 대역 직교 변조기를 더 포함하는 무선 주파수 송신기.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 노이즈 제거기는 상기 전력 부호화기로부터 초래되는 노이즈 신호를 감소시키는 무선 주파수 송신기.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 노이즈 완화 신호는 상기 전력 부호화기로부터 초래되는 노이즈 신호의 반대 부호의 노이즈 성분을 포함하는 무선 주파수 송신기.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 노이즈 제거기를 사용하여 생성되는 제 2 노이즈 완화 신호를 생성하는 제 2 노이즈 제거기와,
    상기 제 1 노이즈 완화 신호와 상기 제 2 노이즈 완화 신호를 결합하는 제 2 전력 결합기
    를 더 포함하는 무선 주파수 송신기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 노이즈 제거기를 사용하여 생성되는 제 3 노이즈 완화 신호를 생성하는 제 3 노이즈 제거기와,
    상기 제 2 노이즈 완화 신호와 상기 제 3 노이즈 완화 신호를 결합하는 제 3 전력 결합기
    를 더 포함하는 무선 주파수 송신기.
  14. 노이즈 완화 신호를 생성하는 노이즈 완화 디바이스로서,
    디지털 상향 변환(up-conversion) 믹싱을 사용하여 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 미리 결정된 캐리어 주파수 신호로 변조하는 이중 대역 직교 변조기와,
    상기 미리 결정된 캐리어 주파수 신호와 상기 복수의 기저대역 심볼의 시퀀스를 반송하는 복수의 분리된 주파수 대역을 포함하는 부호화된 다중 대역 신호를 결합하여 제 1 결합 신호를 생성하는 제 1 디지털 가산기와,
    미리 결정된 출력 범위에서 상기 제 1 디지털 가산기의 상기 제 1 결합 신호를 제어하는 제 1 디지털 이득 유닛과,
    상기 제 1 디지털 이득 유닛으로부터의 상기 제 1 결합 신호를 제 1 미리 결정된 비트를 갖는 제 1 양자화 신호로 양자화하는 제 1 거친(coarse) 양자화기와,
    상기 제 1 양자화 신호를 증폭하고 증폭된 제 1 양자화 신호를 제 1 노이즈 완화 신호로서 송신하는 제 1 전력 증폭기
    를 포함하는 노이즈 완화 디바이스.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 디지털 가산기는 상기 부호화된 다중 대역 신호를 상기 미리 결정된 캐리어 주파수 신호와 결합하기 전에 역 연산에 의해 반대 부호를 갖는 반대 부호의 부호화된 다중 대역 신호로 변환하는 노이즈 완화 디바이스.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 거친 양자화기와 상기 제 1 전력 증폭기의 사이에 배치되는 제 1 디지털 지연 유닛으로서, 상기 제 1 양자화 신호에 미리 결정된 지연 시간을 부가하는 제 1 디지털 지연 유닛과,
    제 2 노이즈 완화 신호를 생성하는 제 2 단계 노이즈 제거기
    를 더 포함하고,
    상기 제 2 단계 노이즈 제거기는,
    상기 제 1 디지털 이득 유닛의 출력 신호와 상기 제 1 양자화 신호를 결합하여 제 2 결합 신호를 생성하는 제 2 디지털 가산기와,
    제 2 미리 결정된 출력 범위에서 상기 제 1 디지털 가산기로부터의 상기 제 2 결합 신호를 제어하는 제 2 디지털 이득 유닛과,
    상기 제 2 디지털 이득 유닛으로부터의 상기 제 2 결합 신호를 제 2 미리 결정된 비트를 갖는 제 2 양자화 신호로 양자화하는 제 2 거친 양자화기와,
    상기 제 2 양자화 신호를 증폭하고 증폭된 제 2 양자화 신호를 제 2 노이즈 완화 신호로서 송신하는 제 2 전력 증폭기와,
    상기 제 1 및 제 2 노이즈 완화 신호를 결합하는 비대칭 전력 결합기
    를 포함하는
    노이즈 완화 디바이스.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 2 전력 증폭기의 출력 전력은 상기 제 1 전력 증폭기의 출력 전력보다 낮은 노이즈 완화 디바이스.
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