TWI568172B - 功率編碼器及功率編碼方法 - Google Patents

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TWI568172B
TWI568172B TW104124352A TW104124352A TWI568172B TW I568172 B TWI568172 B TW I568172B TW 104124352 A TW104124352 A TW 104124352A TW 104124352 A TW104124352 A TW 104124352A TW I568172 B TWI568172 B TW I568172B
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朱秋耀
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坤好 張
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三菱電機股份有限公司
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Description

功率編碼器及功率編碼方法
本發明大致係關於功率放大器之線性化，並且更尤其關於多位準數位脈寬調變編碼器之線性化。
直接數位射頻(RF)傳送器(TX)相較於數位類比射頻傳送器具有數項優點。直接數位射頻傳送器靠近天線配置數位類比介面，因此牽涉到較少的類比組件。典型的類比問題像是同相位(I)與正交相位(Q)信號不匹配、局部振盪器漏損、以及影像失真等，大都能獲得減輕且甚至獲得迴避。直接數位射頻傳送器亦透過藉由靈活的數位信號處理所啟用之多模式及多頻帶操作來增強系統彈性。此外，直接數位射頻傳送器本質上親近數位，故有利於提升數位處理之速度與密度、以及高階整合。因此，直接數位射頻傳送器有利於無線基地台及行動應用。
直接數位射頻傳送器包括運用諸如DSM(三角積分調變)、PWM(脈寬調變)及PPM(脈波位置調變)等特定功率編碼方案之諸如D類或S類功率放大器等切換模式功率放大器(SMPA)、以及重建帶通濾波器(BPF)。
為了符合現代無線通訊系統嚴格的線性要求，習用的SMPA型傳送器大都將DSM當作功率編碼器使用。此類調變器之實施例包括以帶通三角積分調變(BPDSM)為主之S類功率放大器。請參閱例如專利文獻1-4。DSM為具有回授迴路之雜訊成形函數，其可對帶外頻譜(out-of-band spectrum)增加帶內雜訊(in-band noise)。帶內信號雜訊比(SNR)可大於60dB。
雖然期望得到高帶內SNR，但近頻帶量化雜訊仍會突然增加。因此，BPF需要極高的品質因子(Q)以令已濾波射頻信號符合頻譜發射遮罩(spectrum emission mask)。再者，以DSM為主之直接數位射頻傳送器會由於功率編碼器之低功率編碼效率而造成整體功率無效率。
就功率而言，射頻功率放大器(PA)在傳送器中消耗大部分能量。這種傳送器的主要優點在於SMPA總是介於ON(飽和)與OFF(截止)操作區之間，達到高峰效率。然而，第3代(3G)及第4代(4G)蜂巢式行動通訊系統共用的非恆定包絡信號若編碼成單一位元數位化信號，則如功率編碼效率所定義之整個數位化信號功率的帶內功率是低的，這是因為量化雜訊之產生是不可避免的，且會由於系統線性規格所需的雜訊成形函數而廣布於整個頻域。由於這種雜訊信號亦由SMPA放大，所以多餘的雜訊功率變為浪費，同時造成過多的功率損耗及總TX效率退化。
低功率編碼效率來自三角積分功率編碼方 案中的雜訊成形。或者，某些習用的編碼方案使用各種PWM技術以處理功率編碼效率。舉例而言，以PWM為主之某些新高效率功率編碼方案包括RFPWM及3位準極性PWM架構。由於PWM量化固有的非線性，所以線性效能在編碼器中退化。兩種功率編碼方案都是以類比高速比較器來建置，其將較高頻率之三角形或鋸齒波形作為待比較之參考信號使用。
專利文獻5揭示用於3位準PWM功率編碼方案之預強調線性化區塊。預強調區塊使用RFPWM功率編碼之轉移函數之反函數。預強調區塊之輸出係遞交至RFPWM編碼器之輸入。理論上，預強調可藉由RFPWM編碼器來校正非線性。然而，這只在反函數存在並且可分析推導時才有可能。
舉例而言，專利文獻5使用相對簡單的3位準PWM，所以可決定反函數。然而，對於多於3位準，例如5位準的RFPWM編碼而言，轉移函數可能變得複雜到其反函數推導不出解答，導致難以建置預強調區塊。因此，這種方法不適用於需要複數編碼之高頻傳輸。
[引用清單] [專利文獻]
[PTL 1]
美國2003/0210746
[PTL 2]
美國2006/0188027
[PTL 3]
EP 2063536
[PTL 4]
美國7,825,724
[PTL 5]
EP2575309
因此，需要一種新的線性化方法，尤其需要高功率編碼效率功率編碼器。
本發明之某些具體實施例之一個目的是要補償直接數位射頻傳送器之非線性，舉例而言，用以符合寬頻寬高峰均功率比(PAPR)無線通訊信號之規格。
本發明之某些具體實施例係基於認知脈寬調變器(PWM)用於調變調變器之信號限制能力以補償信號非線性及高頻雜訊所使用的電壓臨界值之值的均勻分布。某些具體實施例係基於進一步了解並且對應證實功率編碼效率不僅取決於信號的統計性質，還取決於正或負電壓臨界值的比率。舉例而言，在某些具體實施例中，兩個電壓臨界值之比率係介於0.3與0.4之間。在一項具體實施例中，比率為0.35。
除了電壓臨界值之非均勻分布之外或替代 電壓臨界值，本發明之某些具體實施例係基於另一認知：由切換模式功率放大器(SWPA)之不同開關裝置所產生用於放大已調變信號之電流之值的非均勻分布亦可改善功率編碼器之效率。舉例而言，在某些具體實施例中，已調變信號為多位準PWM信號，並且為已調變信號之一個位準所產生之電流對為已調變信號之下一個位準所產生之電流的比率係包含性地介於0.2與0.4之間。
一項具體實施例同時使用電壓臨界值及產生之電流的非均勻分布。這項具體實施例提供最佳化電壓與電流分布及預強調線性化的方法，並且改善功率編碼效率超過5%。
因此，本發明之一項具體實施例揭示一種功率編碼器，其包括：脈寬調變器，根據包括至少兩個正電壓臨界值之一組臨界值來調變信號以產生脈寬調變(PWM)信號；以及切換模式功率放大器，用於藉由根據該PWM信號之振幅來切換開關裝置之狀態從而放大該PWM信號，其中該組中之該等電壓臨界值之值的分布及藉由不同開關裝置所產生之電流之值的分布之至少一者或其組合為非均勻者。
另一具體實施例揭示一種用於功率編碼之方法，其包括根據包括至少兩個正電壓臨界值之一組臨界值來調變信號以產生脈寬調變(PWM)信號；以及藉由根據該PWM信號之振幅而切換開關裝置之狀態來放大該PWM信號，其中該組中之該等電壓臨界值之值的分布及藉由不 同開關裝置所產生之電流之值的分布之至少一者或其組合為非均勻者。
10‧‧‧功率編碼器
11‧‧‧振幅相位分割器
12‧‧‧預失真單元
13‧‧‧數位轉換器
14‧‧‧PWM
15‧‧‧SMPA
21‧‧‧正規化
22‧‧‧索引
23‧‧‧振幅對振幅轉移函數
24‧‧‧LUT
25‧‧‧增益區塊
30‧‧‧直接數位射頻發信器線性化方法
31‧‧‧振幅相位分割器
32‧‧‧LUT
33‧‧‧升頻轉換器
34‧‧‧數位編碼器
35‧‧‧多位準功率編碼器
36‧‧‧升頻轉換器
37‧‧‧SMPA
38‧‧‧數位降頻轉換器
39‧‧‧加法器
40‧‧‧處理器
41‧‧‧基頻輸入資料
42‧‧‧記憶體
43‧‧‧決定
44‧‧‧機率密度函數
45‧‧‧積分
46‧‧‧CDF曲線
48‧‧‧臨界值
49‧‧‧以可調適方式反復進行
50‧‧‧直接數位射頻傳送器
51‧‧‧坐標旋轉數位電腦區塊
52‧‧‧LUT預失真單元
53‧‧‧中頻數位升頻轉換器
54‧‧‧非線性ML-IFPWM
55‧‧‧組合器
56‧‧‧相位調變器
57‧‧‧映射器
58‧‧‧緩衝驅動器
59‧‧‧功率放大器
105‧‧‧變換函數
100‧‧‧處理器
109‧‧‧相位調變信號
110‧‧‧輸入
111‧‧‧包絡信號
115‧‧‧資料點
120‧‧‧套用
121‧‧‧已失真包絡信號
125‧‧‧輸出資料
130‧‧‧決定
131‧‧‧已失真輸入信號
135‧‧‧LUT
136‧‧‧資料點y’
137‧‧‧映射
138‧‧‧值x’
140‧‧‧選擇
141‧‧‧已調變信號
145‧‧‧已失真資料
151‧‧‧功率編碼信號
310‧‧‧延遲區塊
391‧‧‧下組合器
392‧‧‧誤差資料
393‧‧‧上組合器
394‧‧‧已校正資料
400‧‧‧流程圖
401‧‧‧決定
402‧‧‧提取
403‧‧‧PDF
404‧‧‧CDF
405‧‧‧選擇
406‧‧‧振幅對振幅轉移函數
407‧‧‧LUT
408‧‧‧預失真
409‧‧‧誤差
410‧‧‧回授
411‧‧‧功率放大器
412‧‧‧功率編碼器
600‧‧‧功率編碼器
610‧‧‧脈寬調變器
615‧‧‧脈寬調變(PWM)信號
620‧‧‧一組電壓臨界值
630‧‧‧信號
640‧‧‧切換模式功率放大器
645‧‧‧輸出信號
650‧‧‧開關裝置
710‧‧‧信號
715‧‧‧一組電壓臨界值
720‧‧‧五位準PWM信號
730‧‧‧距離
740‧‧‧距離
810‧‧‧SMPA
815‧‧‧已放大輸出信號
820‧‧‧開關裝置
830‧‧‧映射器
910‧‧‧比率
920‧‧‧組合
1001‧‧‧輸入信號資料
1002‧‧‧擬合
1003‧‧‧決定
1004‧‧‧計算
1005‧‧‧模型化
1006‧‧‧模型化
1007‧‧‧決定
1008‧‧‧分割
1009‧‧‧最小化總信號功率
1010‧‧‧最佳臨界值比率
1011‧‧‧更多位準功率編碼效率
第1A圖為根據本發明之某些具體實施例運用線性化之功率編碼器的方塊圖；第1B圖為根據某些具體實施例之預強調線性化方法的方塊圖；第1C圖為根據一項具體實施例之線性化映射的實施例；第2圖為建置並搜尋查詢表的方塊圖；第3圖為基於如第2圖中所示查詢表之此直接數位射頻傳送器線性化方法的電路圖；第4A圖為根據本發明之某些具體實施例決定該組固定臨界值的示意圖；第4B圖為此直接數位射頻發信器線性化方法的流程圖；第5圖為根據本發明之某些具體實施例之直接數位射頻傳送器的方塊圖；第6圖為根據本發明之某些具體實施例之功率編碼器的方塊圖；第7圖為根據本發明之某些具體實施例調變具有一組電壓臨界值之信號的示意圖；第8圖為根據本發明之某些具體實施例用於產生已放 大輸出信號之功率編碼器的方塊圖；第9圖為展示根據本發明之某些具體實施例對於PWM信號不同位準之電壓臨界值與產生之電流的比率之不同組合的表；以及第10圖為根據本發明之某些具體實施例用於動態選擇該組電壓臨界值之方法的流程圖。
例如S類放大器之進階切換模式功率放大器(SMPA)已變為關鍵功率放大器架構中的一種。高理論功率效率及操作彈性的好處在於可實現行動通訊系統中類似軟體定義無線電(SDR)之下一代直接數位射頻(RF)傳送器(TX)。
直接數位射頻傳送器利用S類放大器放大經由如三角積分調變器(DSM)、脈寬調變器(PWM)、或脈位調變器(PPM)等功率編碼器產生之高速脈衝列。高Q(>500)帶通濾波器(BPF)通常用於將信號重建回類比射頻。尤其是，近來隨著氮化鎵(GaN)射頻電晶體技術的進步，這種架構正獲得更多的注意，對於微微(pico)級/宏巨(macro)級基地台蜂巢式應用尤其如此。
脈寬調變器(PWM)係用於高效率切換功率放大器，其係用於放大待透過無線或有線通訊網路中的空氣介面傳送之無線電信號。原則上，PWM允許將具有連續振幅及有限頻寬之信號理想轉換成時間連續信號。
然而，PWM固有為非線性，會導致已調變 信號失真。因此，為了維持所需的信號完整性/線性，尤其是為了抑制帶內雜訊底(noise floor)及帶外影像複製，本發明之某些具體實施例使資料信號在量化之前先預失真。
第1A圖展示根據本發明之某些具體實施例具有預強調線性化之功率編碼器的示意圖10。振幅相位分割器11將輸入信號11分割成包絡信號111及相位調變信號109。包絡信號111表示輸入信號之振幅，並且相位調變信號109表示輸入信號之相位。預失真單元12使用查詢表(LUT)使包絡信號111失真以產生已失真包絡信號121。
本發明之某些具體實施例係基於認知到PWM的變換函數為非線性，但例如包絡信號之輸入信號必須藉由功率編碼器來線性映射。再者，映射之非線性取決於變換函數，並且無法總是以分析方式決定。
某些具體實施例係基於了解到映射之非線性可藉由將變換函數套用至輸入資料、並且在輸入至功率編碼器之資料與功率編碼所輸出之資之料間建置映射(例如，LUT)而實驗性地決定。進一步了解有可能基於預定非線性映射使輸入資料預失真，使得PWM之變換函數將預失真資料轉換成與輸入資料呈線性關係之值。為達到那樣的目的，LUT儲存PWM 14用於調變之變換函數之非線性映射，如下文有更詳細的說明。
由於輸入信號僅振幅必須校正，所以數位轉換器13組合已失真包絡信號121與相位調變信號109以 產生已失真輸入信號131。其次，PWM 14根據變換函數調變已失真輸入信號以產生已調變信號141，並且SMPA 15放大已調變信號141以產生功率編碼信號151。已失真輸入信號與已調變信號之間的關係係非線性。然而，由於已失真輸入信號的失真係基於PWM之變換函數，所以原始輸入信號與已調變信號之間的關係變為實質線性。
在一項具體實施例中，PWM為射頻(RF)PWM(RFPWM)，而數位轉換器以射頻載波信號升頻轉換(up-convert)已失真包絡信號及相位調變信號，使得已調變信號成為射頻脈衝列。在替代具體實施例中，PWM為中頻(IF)PWM(IFPWM)，而數位轉換器以中頻載波信號升頻轉換已失真包絡信號及相位調變信號，使得已調變信號成為中頻脈衝列。此具體實施例亦可包括用於將中頻脈衝列轉換成射頻脈衝列、並將射頻脈衝列遞交至SMPA的第二數位升頻轉換器。
第1B圖展示根據某些具體實施例之預強調線性化方法的方塊圖。本方法可藉由處理器100來進行。例如LUT 135之映射係藉由套用變換函數至一組輸入資料點，使用向前映射來決定130。舉例而言，處理器套用120變換函數105至輸入之該組資料點115以產生輸出資料125。轉移函數可為振幅對帪幅(AM-AM)轉移函數。決定130 LUT 135為此變換之輸入110與輸出125之間的映射。
相比之下，已失真資料係使用LUT 135選擇140對應於等於包絡信號之資料點之變換函數之輸出之 變換函數之輸入，藉由包絡信號之資料點之向後映射來決定。
舉例而言，經接收供功率編碼器處理之輸入資料係使用LUT 135使其失真140以產生已失真資料。已失真資料145隨後藉由功率編碼器編碼以產生與輸入資料呈線性關係之已編碼資料。針對輸入信號之一組資料點進行向後映射，使得已失真輸入信號145之各資料點等於對應於變換函數之輸出之變換函數之輸入，變換函數之輸出等於輸入信號之資料點。
第1C圖展示根據一項具體實施例使用LUT 135之向後映射的實例。LUT 135將變換之輸入X與輸出Y映射。本發明之各項具體實施例將LUT 135用於在功率編碼之前使輸入信號預失真。舉例而言，包絡信號資料點y’136係映射137至值x’138。值138為已失真包絡信號之對應資料點之預失真值，並且係以在包絡信號之資料點136與已調變信號之對應點之間產生線性映射為目標來調變。
第2圖描述根據本發明之某些具體實施例用於決定LUT 24之方法的圖。在某些具體實施例中，LUT 24係對於例如訊框之輸入信號之各部分以可調適方式來決定。為了建置LUT 24，多位準量化器之振幅對振幅轉移函數23必須先被推導出來。對於一般(2N+1)位準量化器，振幅對帪幅(AM-AM)轉移函數可為 其中a(t)為輸入資料之包絡，並且V thi 為第i個臨界值V thi <V thj ，條件為1i<jN.
其次，這項具體實施例為離散LUT編製索引。輸出向量Y為計算自振幅對振幅函數之結果，其具有經定義之輸入向量X，例如自Vth1至1具有例如0.001之固定步級。這個程序係於包絡之正規化21之後，藉由建置索引22來完成。現在，以包絡輸入Y’反向搜尋LUT 24以選擇最靠近的預失真輸出X’。另一增益區塊25可再正規化該預失真輸出以成為後級功率編碼器之輸入。
LUT 24可經編製以描述編碼器之非線性之反行為，請參見方程式(1)中的描述。預失真程序可根據所搜尋之LUT值來施用。此LUT搜尋演算法理論上對量化位準之數沒有限制，這對以分析性反函數為主之預失真方案是個優點。
第3圖展示根據本發明之具體實施例用於考慮SMPA非線性之方法的方塊圖。直接數位射頻傳送器線性化方法30包括多位準功率編碼器35及SMPA 37兩者之線性化。這種傳送器失真校正之主要部分是藉由高速數位邏輯積體電路(較佳為特定應用積體電路：ASIC)來實現，其包括兩個加法器39、振幅相位分割器31、LUT 32、數位編碼器34、以及數位降頻轉換器(DDC)38。在數位編碼器34裡，有兩個升頻轉換器33與36、以及多位準IFPWM (ML-IFPWM)35。
本發明之某些具體實施例係基於藉由將PWM輸入載波降至中頻、並接著以PWM編碼中頻信號來實現擴展時域量化、並增加量化之量級。因此，現有數位處理器之可存取的時脈速率可實施這種功率編碼演算法，並且可實現直接數位輸出至SMPA。
第一升頻轉換器33將預失真包絡轉換到中頻，並且接著送進ML-IFPWM 35。編碼結果係進一步藉由第二升頻轉換器36來升頻轉換到射頻。在較佳的傳送器30具體實施例中，功率放大器37為切換功率放大器(較佳為S類PA模組)，其接受多位準脈衝列作為輸入，並且放大包括必要帶內資訊之高速脈衝列信號。
SMPA 37輸出之一部分係經耦合並數位化回到數位降頻轉換器(DDC)38，數位降頻轉換器將射頻信號降頻轉換回到基頻作為回授資料。輸入資料可透過延遲區塊310而與回授對準。下組合器391決定誤差資料392，誤差資料392係由上組合器393事先自輸入資料減去以產生已校正資料394。這種回授迴路校正SMPA 37之失真。已校正資料之包絡係藉由振幅相位分割器31(較佳為坐標旋轉數位電腦：CORDIC)來計算。區塊LUT 32使包絡預失真以校正ML-IFPWM 35之失真。
第4A圖展示用於決定該組固定臨界值之方法的示意圖，該組固定臨界值係根據本發明之某些具體實施例適應於各個傳送之訊框或子訊框。本方法可藉由連接 至記憶體42之處理器40來實施。訊框之基頻輸入資料41係以向量或陣列儲存於記憶體42中。接著，處理器40自訊框中的資料決定43機率密度函數(PDF)44。PDF係經積分45以產生累積分布函數(CDF)之曲線46。從CDF曲線46選出一組臨界值48，例如：CDF曲線為等間隔。這個過程係以可調適方式逐訊框而反復進行49，以確保該組臨界值48維持最佳。
第4B圖展示根據本發明之另一具體實施例之線性化方法的流程圖400。這項具體實施例藉由將輸入資料與使用回授410決定之誤差409相減來決定401已校正資料，並且提取402已校正資料之包絡。決定包絡之PDF 403及CDF 404。給定CDF，自CDF曲線選擇405各量化位準之一組臨界值。振幅對振幅轉移函數406及LUT 407係如上述來決定，並且用於透過搜尋LUT 407使輸入資料之包絡預失真408。該等步驟係以可調適方式逐訊框而反復進行，以確保功率編碼效率總是最佳。功率編碼器412編碼預失真資料並且輸出至功率放大器411用於傳送。小部分功率亦可經迴授410以計算因功率放大器411所導致的失真誤差。
第5圖展示根據某些具體實施例之直接數位射頻傳送器50之方塊圖。在這些具體實施例中，基於LUT之預失真區塊係配置於於編碼器之前以進一步補償非線性。在編碼器後，運用4相位LO將中頻IF IQ信號升頻轉換成RF頻帶。因此，這項具體實施例為取樣速率降低 時之兩級數位升頻轉換。由於這是一種管線架構，這項具體實施例可將並聯實作用於增加取樣速率，使時域量化更高以達到所欲線性。
輸入資料為複數，並且包括同相位(I)及正交相位(Q)兩路徑。此複數輸入係由坐標旋轉數位電腦(CORDIC)區塊51處理以將直角坐標資料轉換到極坐標資料(亦即，包絡(ENV)及相位θ)。LUT預失真單元52係經啟用以使ENV預失真，以用於非線性ML-IFPWM 54功率編碼器之線性校正。此輸出係標註為PRE。相位調變器56於中頻載波頻率(例如：LTE應用之100-MHz)產生相位調變(PM)IQ信號(LOIFI及LOIFQ)。兩個中頻數位升頻轉換器(DUC)53分別將PRE與LOIFI及LOIFQ混頻。
IF DUC 53之輸出IFI及IFQ係藉由兩個ML-IFPWM功率編碼器54來編碼，例如：第3圖所示。產生之脈衝列為PWMI及PWMQ。另一組數位升頻轉換器分別將PWMI及PWMQ與LORFI{1,0,-1,0,…}及LORFQ{0,1,0,-1,…}混頻。乘積係由組合器55相加以輸出RFin(亦即，RFin=PWMI．LORFI+PWMQ．LORFQ)，然後映射器57將多位準RFin轉換成控制位元信號。
(2M-1)位準脈衝列通常需要M個控制位元，例如，3位準信號需要2個位元，而5位準IFPWM信號需要3個位元。這M個控制位元為用以控制59中的功率放大器(例如：S類PA)之開關(例如：使用GaN電晶體)的二進位切換信號SW(0：M-1)。若要擬合多位元輸入， 功率放大器可組構成3位準信號之H橋、或5或更多位準信號之並聯H橋。
亦可有來自功率放大器之輸出的回授。此回授將少量功率耦合回到輸入，用於特徵化功率放大器引來的非線性。在功率放大器前，需要有緩衝驅動器58來同步化多位元輸入，並且亦提供某些放大作用以達到功率放大器之輸入功率要求。在59裡，帶通重建濾波器(BPF)亦可被包括在SMPA模組中，用於濾波帶外量化雜訊，以便傳送純淨的類比RFout，並且舉例而言，BPF或另一附加設計之能量回收區塊(例如：寬頻RF-DC整流器)可回收與回到SMPA DC供應器之那些非所欲頻譜成分相關的射頻功率。RFout適用於藉由天線傳送。其它習用的傳送器及接收器組件，(例如)隔離器，亦可用於消除功率反射之效應。
功率編碼效率之非均勻分布值
第6圖展示根據本發明之某些具體實施例之功率編碼器600的方塊圖。功率編碼器600包括脈寬調變器610，用於根據具有包括至少兩個正電壓臨界值之一組電壓臨界值620來調變信號630以產生脈寬調變(PWM)信號615。在一項具體實施例中，調變器為射頻(RF)調變器，並且PWM信號為射頻脈衝列。在替代具體實施例中，調變器為中頻(IF)調變器，並且PWM信號為中頻脈衝列。
功率編碼器600亦包括用於放大PWM信號 615以產生輸出信號645之切換模式功率放大器(SMPA)640。輸出信號645係根據PWM信號之振幅，藉由切換SMPA之開關裝置650之狀態來產生。在本發明之各項具體實施例中，電壓臨界值620之值的分布、及不同開關裝置650所產生之電流之值的分布之至少一者或組合為非均勻。
本發明之某些具體實施例係基於認知藉由脈寬調變器用於調變調變器之信號限制能力以補償信號非線性及高頻雜訊所使用的電壓臨界值之值的均勻分布。某些具體實施例係基於進一步了解並且對應證實功率編碼效率不僅取決於信號的統計性質，還取決於正或負電壓臨界值的比率。舉例而言，在某些具體實施例中，兩個電壓臨界值之比率係介於0.3與0.4之間。在一項具體實施例中，比率為0.35。
第7圖展示描述具有包括五個值(-V2、-V1、V0、V1及V2)之一組電壓臨界值715之信號710，其根據本發明之某些具體實施例產生五位準PWM信號720之調變的示意圖。如第7圖所示，電壓臨界值之值之選擇支配PWM信號720之恆定幅度值之出現及長度，例如：W1及W2。
在本發明之某些具體實施例中，電壓臨界值715之值的分布為非均勻。具體而言，相鄰電壓臨界值之間的距離不同。舉例而言，對於兩個正臨界值而言，亦即第一電壓臨界值V1及第二電壓臨界值V2，相鄰電壓臨界值V0與V1間之值的距離740不等於相鄰電壓臨界值V2 與V1之值間的距離730。舉例而言，比率a v =V1/V2可包含性地介於0.3與0.4之間，例如：a v =0.35。
除了電壓臨界值之非均勻分布之外或替代電壓臨界值，本發明之某些具體實施例係基於另一認知：由SWPA之不同開關裝置所產生用於放大已調變信號之電流之值的非均勻分布亦可改善功率編碼器之效率。舉例而言，在某些具體實施例中，已調變信號為多位準PWM信號，並且為已調變信號之一個位準所產生之電流對為已調變信號之下一個位準所產生之電流的比率係包含性地介於0.2與0.4之間。
第8圖展示根據PWM信號之振幅，藉由切換開關裝置(例如：開關裝置820)之狀態，用於產生已放大輸出信號815之SMPA 810的方塊圖。在某些具體實施例中，SMPA 810中有些開關裝置的數量取決於該組715中之電壓臨界值數。舉例而言，在一項具體實施例中，PWM信號具有(2n+1)個位準，n為正自然數，其中該組臨界值包括n個非零值之電壓臨界值，並且SMPA包括具有用於PWM信號之n個非零位準之非均勻總電流能力的2n個開關裝置。
PWM信號720之振幅係由映射器830轉換成控制信號。舉例而言，對於五位準PWM信號，映射器830可包括用以將PWM信號映射或變換成控制位元信號之八個ON/OFF開關。若要擬合多位元輸入，功率放大器810可組態成3位準信號之H橋、或5或更多位準信號之並聯 H橋。
在某些具體實施例中，不同開關裝置所產生之電流之值的分布為非均勻。舉例而言，在某些具體實施例中，開關裝置820為具有不同尺寸以產生不同電流之電晶體。舉例而言，電晶體可為具有不同閘極寬度之GaN電晶體。
在一項具體實施例中，功率放大器包括用於PWM信號之n個非零位準以針對各個位準產生I n 電流之2n個開關裝置，其中比率a v =V n-1/V n 及比率a i =I n-1/(I n-1+I n )係包含性地介於0.2與0.4之間。舉例而言，功率放大器包括用於產生具有第一值I1之電流的第一開關裝置，使得功率放大器為PWM信號之第一位準產生I1電流，並且包括用於產生具有第二值I2之電流的第二開關裝置，使得功率放大器為PWM信號之第二位準產生I1+I2電流，其中比率a i =I1/(I1+I2)係包括地介於0.2與0.4之間。
第9圖展示對於PWM信號之不同位準具有電壓臨界值與產生之電流之比率910之不同組合的表格。根據這個表格，一項具體實施例以電壓臨界值及產生之電流之值之非均勻分布的組合920改善功率編碼效率。這項具體實施例改善功率編碼效率超過5%。
舉例而言，在一項具體實施例中，該組臨界值包括用於PWM信號之第一位準的第一電壓臨界值V1、以及用於PWM信號之第二位準的第二電壓臨界值V2，其中比率a v =V1/V2係包含性地介於0.3與0.4之間。功率放 大器亦包括用於產生具有第一值I1之電流的第一開關裝置，使得功率放大器為PWM信號之第一位準產生I1電流，其中功率放大器包括用於產生具有第二值I2之電流的第二開關裝置，使得功率放大器為PWM信號之第二位準產生I1+I2電流，其中比率a i =I1/(I1+I2)係包含性地介於0.2與0.4之間。
功率編碼效率之動態更新
對於3位準固定臨界值PWM，理論的功率編碼效率為： 其中x為原來的基頻信號振幅，為藉由Rayleigh分布擬合之x的PDF。
對於5位準固定臨界值PWM，理論的功率編碼效率為： 其中x為原來的基頻信號振幅，為Rayleigh分布擬合之x的PDF，a為預失真振幅，V 1與V 2為兩個臨界值(V 1<V 2)，其比率為，並且。
在方程式(1)中，η CODE 僅與輸入信號之f x (x)相關，因此，任何臨界值皆導致相同的功率編碼效率，對於此LTE基頻信號大約為46%。在方程式(2a)及(2b)中，η CODE 不僅有關於輸入信號之f x (x)，亦有關於臨界值比率α。並且存在有最佳解：當α=0.3~0.4時，功率編碼效率係最大化至大約77%。再者，更多分析顯示，只要分布之擬合之純量參數σ=0.1,0.2,...,0.9，對於五位準PWM，α=0.35則可套用至幾乎所有Rayleigh分散式信號圖樣，並且最大化功率編碼效率。
在本發明之具體實施例之某些數位實作中，選擇不會太大或太小之兩個臨界值之絕對值，以便獲得最佳的取樣解析度，並且不使線性效能退化。
3位準PWM信號之已調變脈寬W可表示成： 其中f c 為信號之載波頻率，a為各周期之瞬態包絡，並且V為該組715中的臨界值。對於具有穩態寬度W之任何PWM信號，其基諧波之振幅為
將方程式(3)帶入方程式(4)產生振幅對振幅函數
類似於3位準的例子，5位準固定臨界值PWM之振幅對振幅函數可發展為
這從而可在非均勻電流分布係用於開關裝置時變化，藉由預失真來線性化。
為了符合現代無線通訊之嚴格的線性要求，預失真可用於線性化PWM轉換之非線性。對於3位準PWM信號，預失真信號a可為 對於5位準PWM信號，預失真信號a可為 其中、並且。
由於輸入信號x I 及x Q 之同相位(I)及正交相位(Q)分量兩者皆為常態分布，所以傳送之信號係複數高斯變數。包絡為Rayleigh分布。Rayleigh擬合之輸入包絡信號的機率密度函數為PDF、CDF。純量參數σ係計算自。
為了便於進一步運算，將偏動差(partial moment)定義為 其中為不完全伽馬函數。經由(9)，得出 其中誤差函數erf(．)係定義為。
功率編碼效率函數為頻譜域中整個頻帶所欲帶內之功率比率。對於已調變信號，帶內信號x ps (t)=x cos(2πf c t)之平均功率為
總信號功率等於時域中的波形均方功率。 對於3位準及5位準，
平均編碼效率之一般式為
其中a系表示於(8)中。
P tot_5(x)可寫成
基於方程式(14)，3位準PWM信號之功率編碼效率僅取決於信號統計性質(即f x (x))。對於5位準 PWM信號，在方程式(15)及(16)中，除了信號統計性質f x (x)，功率編碼效率亦與另一參數相關，即電壓臨界值的比率α。f x (x)通常係由特定輸入信號來給定。比率α為設計參數，其可經最佳化以將P tot_5(x)最小化，根據方程式(15)導致最大功率編碼效率。
某些具體實施例進行決定編碼效率之數個近似，如下：考慮計量(16)之首項中的，第3階泰勒級數展開式(x=0時)係表示為：。因此，計量(16)之首項可近似為 考慮計量(16)之第二項中的，第3階泰勒級數展開式(x=0時)係表示為：
因此，計量(16)之第二項可近似為 考慮計量(16)之末項中的，第3階泰勒級數展開式(x=0時)係表示為：
因此，計量(16)之末項可近似為
近似之計量亦可藉由將(17)、(18)及(19)帶入(16)來形成，用以接收 其中M 1(．)、M 2(．)及M 3(．)係表示於(10)中。
運算顯示因比率α=0.3~0.4而有極小解(20)。此外，進一步運算證明，所有σ=0.1,0.2,...,0.9都存在此最佳點。因此，比率α=0.35可用於5位準固定臨界值PWM之各 種情節。最佳之臨界值比率一旦決定，某些具體實施例便選擇電壓臨界值之組以實施最佳LUT預失真單元及多位準功率編碼器。
第10圖展示根據本發明之某些具體實施例用於動態選擇該組電壓臨界值之方法的流程圖。輸入信號資料1001係由Rayleigh分布擬合1002以決定純量參數σ。機率密度函數(PDF)及累積分布函數(CDF)係使用純量參數σ來決定1003。接著，偏動差函數係使用PDF來計算1004。
固定臨界值PWM功率編碼器係藉由振幅對振幅函數來模型化1005。舉例而言，預失真區塊係藉由振幅對振幅函數之反函數來模型化1006。決定1007理論功率編碼效率目標函數。
在某些具體實施例中，本方法基於PWM信號之量化位準來分割1008。對於3位準的案例，可直接計算功率編碼效率1011。對於5位準的案例，目標函數1007係藉由最小化總信號功率1009來最佳化。決定最佳臨界值比率1010以產生5或更多位準功率編碼效率1011。在一項具體實施例中，處理器對於已失真輸入信號之各訊框決定該組固定臨界值、該變換函數、以及該LUT。
[產業利用性]
本發明之功率編碼器及用於功率編碼之方法適用於許多種領域。
10‧‧‧功率編碼器
11‧‧‧振幅相位分割器
12‧‧‧預失真單元
13‧‧‧數位轉換器
14‧‧‧PWM
15‧‧‧SMPA
109‧‧‧相位調變信號
110‧‧‧輸入
111‧‧‧包絡信號
121‧‧‧已失真包絡信號
131‧‧‧已失真輸入信號
141‧‧‧已調變信號
151‧‧‧功率編碼信號

Claims (18)

  1. 一種功率編碼器，其包含：脈寬調變器，其用於根據包括至少兩個正電壓臨界值之一組臨界值來調變信號以產生脈寬調變(PWM)信號；以及切換模式功率放大器，其用於藉由根據該PWM信號之振幅來切換開關裝置之狀態從而放大該PWM信號，其中該組中之該等電壓臨界值之值的分布及藉由不同開關裝置所產生之電流之值的分布之至少一者或其組合為非均勻者，其中，在該組中之該等電壓臨界值之值的分布是非均勻的情形中，該組臨界值包括用於該PWM信號之第一位準的第一電壓臨界值V1、及用於該PWM信號之第二位準的第二電壓臨界值V2，其中比率a v =V1/V2係包含性地介於0.3與0.4之間；以及其中，在由不同開關裝置所產生的電流的值的分布是不均勻的情形中，該功率放大器包括用於產生具有第一值I1之電流的第一開關裝置，使得該功率放大器產生用於該PWM信號之該第一位準的I1電流，並且該功率放大器包括用於產生具有第二值I2之電流的第二開關裝置，使得該功率放大器產生用於該PWM信號之該第二位準的I1+I2電流，其中比率a i =I1/(I1+I2)係包含性地介於0.2與0.4之間。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之功率編碼器，其中，該 組臨界值包括該第一電壓臨界值V1及該第二電壓臨界值V2，其中該第一電壓臨界值V1與該第二電壓臨界值V2之比率係介於0.3與0.4之間。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之功率編碼器，其中，該比率為0.35。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之功率編碼器，其中，該功率放大器之該等開關裝置包括具有不同尺寸之電晶體以產生不同電流。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之功率編碼器，其中，該PWM信號具有(2n+1)個位準，n為正自然數，其中該組臨界值包括n個非零值之電壓臨界值，並且其中該功率放大器包括對該PWM信號之n個非零位準具有非均勻總電流能力之2n個開關裝置。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之功率編碼器，其中，該PWM信號具有(2n+1)個位準，n為正自然數，其中該組臨界值包括該等n個非零值V n 之該等電壓臨界值，並且其中該功率放大器包括用於該PWM信號之該n個非零位準的2n個開關裝置以產生用於各位準之I n 電流，其中比率av=V n-1/V n 與比率a i =I n-1/(I n-1+I n )係包含性地介於0.2與0.4之間。
  7. 一種功率編碼器，其包含：脈寬調變器，其用於根據包括至少兩個正電壓臨界值之一組臨界值來調變信號以產生脈寬調變(PWM)信號； 切換模式功率放大器，其用於藉由根據該PWM信號之振幅來切換開關裝置之狀態從而放大該PWM信號，其中該組中之該等電壓臨界值之值的分布及藉由不同開關裝置所產生之電流之值的分布之至少一者或其組合為非均勻者；振幅相位分割器，其用於將輸入信號分割成包絡信號及相位調變信號；預失真單元，其用於使用查詢表(LUT)使該包絡信號失真以產生已失真包絡信號，其中該查詢表儲存變換函數之非線性映射；以及數位轉換器，其用於組合該已失真包絡信號與該相位調變信號以產生已失真輸入信號，其中該信號為該已失真輸入信號，使得該調變器利用該組臨界值根據變換函數調變該已失真輸入信號以產生該PWM信號，其中該已失真輸入信號與該PWM信號間的關係為非線性。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之功率編碼器，其中，該調變器為射頻(RF)調變器，並且該數位轉換器以射頻載波信號升頻轉換該已失真包絡信號及該相位調變信號，使得該PWM信號為射頻脈衝列。
  9. 如申請專利範圍第7項所述之功率編碼器，其中，該調變器為中頻(IF)調變器，並且該數位轉換器係以中頻載波信號升頻轉換該已失真包絡信號及該相位調變信號，使得該PWM信號為中頻脈衝列。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之功率編碼器，其更包含：第二數位升頻轉換器，其用於將該中頻脈衝列轉換成射頻(RF)脈衝列，並將該射頻脈衝列遞交至該切換模式功率放大器。
  11. 如申請專利範圍第7項所述之功率編碼器，其中，各臨界值之值係基於該輸入信號之一部分之機率密度函數(PDF)。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之功率編碼器，其更包含記憶體，其用於儲存該已失真輸入信號之訊框；處理器，其用於自該訊框中之資料決定該PDF、用於積分該PDF以產生累積分布函數(CDF)之曲線、以及用於基於該曲線選擇各固定臨界值之值。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之功率編碼器，其中，該處理器對於該已失真輸入信號之各訊框決定該組固定臨界值、該變換函數、以及該LUT。
  14. 一種用於功率編碼之方法，其包含根據包括至少兩個正電壓臨界值之一組臨界值來調變信號以產生脈寬調變(PWM)信號；以及藉由根據該PWM信號之振幅而切換開關裝置之狀態來放大該PWM信號，其中該組中之該等電壓臨界值之值的分布及藉由不同開關裝置所產生之電流之值的分布之至少一者或其組合為非均勻者；其中，在該組中之該等電壓臨界值之值的分布是非均勻的情形中，該組臨界值包括用於該PWM信號之 第一位準的第一電壓臨界值V1、及用於該PWM信號之第二位準的第二電壓臨界值V2，其中比率a v =V1/V2係包含性地介於0.3與0.4之間；以及其中，在由不同開關裝置所產生的電流的值的分布是不均勻的情形中，用以執行放大的功率放大器係包括用於產生具有第一值I1之電流的第一開關裝置，使得該功率放大器產生用於該PWM信號之該第一位準的I1電流，並且該功率放大器包括用於產生具有第二值I2之電流的第二開關裝置，使得該功率放大器產生用於該PWM信號之該第二位準的I1+I2電流，其中比率a i =I1/(I1+I2)係包含性地介於0.2與0.4之間。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其中，該組臨界值包括第一電壓臨界值V1及第二電壓臨界值V2，其中該第一電壓臨界值V1與該第二電壓臨界值V2之比率係介於0.3與0.4之間。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中，該比率為0.35。
  17. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中，係以具有不同尺寸之電晶體來進行該放大以產生不同電流。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其中，該PWM信號為中頻(IF)脈衝列，其更包含：將該中頻脈衝列轉換成射頻(RF)脈衝列以用於該放大。
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