CN114172768B - 一种基于移相控制的射频脉宽调制方法、调制器及发信机 - Google Patents

一种基于移相控制的射频脉宽调制方法、调制器及发信机 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种基于移相控制的射频脉宽调制方法、调制器及发信机，首先根据同相信号和正交信号生成两路参考相位信号；其次根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换获得两路相位调制参考信号；最后分别对两路相位调制参考信号进行过零比较获得两路射频脉宽调制信号。本发明通过对两路相位相差特定角度的相位调制信号进行过零比较，省去对幅度信号的预失真补偿和门限电平产生所需的相关电路，归一化幅度信号的最大幅值不再受限，有利于提高射频脉宽调制的编码效率。另外，本发明将两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期，因此可自动实现开关功率放大器中各开关功率管的功耗均衡，从而避免因各开关功率管热失配带来的各种问题。

Description

一种基于移相控制的射频脉宽调制方法、调制器及发信机
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种基于移相控制的射频脉宽调制方法、调制器及发信机。
背景技术
发信机是无线通信系统的重要组成部分之一，其作用是将已调基带信号上变频到射频(RF)，并将射频信号放大到足够天线发射的功率电平。它是决定无线通信系统输出信号质量和工作效率的主要因素，更小体积、更低功耗、更高通信速率、数字化及可重构是发信机的发展方向。近年来，直接数字射频调制(DDRFM)、开关模式功放(SMPA)和高效率的调谐滤波器、宽频段数字发信机(DTx)技术发展迅速，已成为无限通信领域的研究热点，其高效率、高线性以及灵活的可重构和可编程性能已成为软件定义无线电(SDR)最具吸引力的特性。
得益于氮化镓(QaN)高电子迁移率(HEMT)器件等高性能半导体器件技术的迅速发展，SMPA已可实现对几个Qbps速率的高速数字射频脉冲序列的高效放大。然而，该脉冲信号仅由2个或有限个离散的量化电平构成，不仅包含所需的RF信号，还存在大量的量化噪声。由于SMPA固有的强非线性，DDRFM不仅要实现基带信号的数字上变频，还要进行脉冲编码，将数字射频信号转换为适合开关放大的脉冲信号，同时将量化噪声移至带外，以提高输出信噪比。
综合考虑信号完整性、效率和频谱纯度，Raab提出的射频脉宽调制技术(RF-PWM)【F.H.Raab,“Radiofrequencypulsewidthmodulation,”IEEETrans.Commun.,vol.21,No.8,pp.958-966,1973】被认为是目前最适合DTx应用的高效脉冲编码技术之一。它在三个方面具有优势：一是具有更优的编码效率(所需RF信号与脉冲编码信号的功率之比)，而且可降低DSP的运算速率要求和设计复杂度；二是所需开关频率仅为射频载波频率的两倍，有利于降低SMPA的开关损耗；三是量化噪声被转换为谐波分量，仅需低通滤波器即可完成信号恢复。但该技术需要很高的采样频率，有限的时域分辨率将会产生大量的带内量化噪声及谐波并在数字上变频的过程中混入基带信号中导致频谱的混叠。
RF-PWM的主要思想是将已调射频信号转换为一个与射频载波同频且脉冲幅度固定而脉冲宽度可变的3电平脉冲序列(包含U、0和-U共3个信号电平)，已调射频信号的幅度和相位信息对应于脉冲的宽度和延时，脉冲编码引入的量化噪声被转为高次谐波分量，其输出频谱中的带外噪声相对较低。图1中的(a)图和(b)图分别为现有技术的一种基于固定比较门限的3电平RF-PWM的脉冲波形产生及其输出频谱示意图。如图1中(a)图所示，上变频后的已调射频信号Sin＝SA·cos(2πfct+SΦ)为输入信号，SA和SΦ分别表示该信号归一化的幅度和相位信号，fc为射频载波频率，t为调制域的时间变量，W为脉冲宽度，U为3电平RF-PWM信号SRFPWM的输出信号幅度。如图1中(a)图所示，SRFPWM由Sin和比较门限Vth及-Vth的交越点来定义，即满足如下关系：
因此，SRFPWM的频谱可利用傅里叶公式推出，如式(2)所示：
其中，ωc＝2πfc，n＝2L-1为谐波次数，L为大于1的任意整数。假设载波频率fc远大于SA的带宽，则已调射频信号Sin可以看做正弦信号，在一定射频周期内，其幅度可近似为恒定值。因此根据式(2)，SRF_3LPWM的第n次谐波幅值An_3L可表示为：
如图1中(b)图所示，S3LRF_PWM的波形具有半波对称性，因此仅含奇次谐波，且谐波幅值与脉宽宽度W相关。由图1中(a)图可知，脉冲宽带W(单位为弧度)由SA和Vth决定，可表示为：
因此，W∈[0,π]。SRFPWM的第一次谐波对应该信号的基波分量，其幅值A1_3L同样为SA和Vth的函数，根据式(3)和式(4)可得：
式(5)同时为RF-PWM的AM-AM传递函数。为减小RF-PWM的非线性，需使A1_3L正比于SA，可以有两种方法，一是根据SA实时改变比较门限Vth，二是固定比较门限Vth，同时采用预失真技术对SA进行校正。为易于实现，现有技术RF-PWM通常采用后一种方法【C.Haslach,etal.,“New efficient architectures for RF pulse width modulators,”2013IEEE MTT-S Int.Microw.Symp.DiQ.,pp.1-3,June 2013】，并要求校正后的SA'＝pe(SA)，可定义pe(SA)为：
式(6)为式(5)的反函数，将式(6)带入式(5)可得，A1_3L＝Q·SA，Q＝4/π为调制器增益。因此3电平RF-PWM的输出信号仅与输入的已调射频信号Sin相关，与门限电平Vth的具体取值无关。为提高编码效率，应尽量提高SA的最大幅值，但由于其最大值不能为1，因此其动态范围的上限制将受限，现有技术一般推荐其最大值为0.9～0.95。
由于射频脉宽调制信号SRFPWM包含U、0、-U共3个功率电平，为实现高效开关功率放大，后级SMPA需采用H桥D类功率放大器【Tsai-Pi HunQ,et al.“DesiQn of H-bridQeclass-D power amplifiers for diQital pulse modulation transmitters”.IEEEtransactions on microwave theory and techniques,vol.55,no.12,2007.】。在驱动后级SMPA时，现有技术是利用门限比较后的脉冲信号SRFPWM1和SRFPWM2分别驱动H桥D类功率放大器的2个桥臂中的开关功率管，如图6和图7中(a)图所示，由于SRFPWM1和SRFPWM2的脉冲宽度W与SA相关，SA越大则W相应增大且W∈[0,π]，同时对应脉冲宽度越宽，其后级驱动的开关功率管导通时间长，输出功率及功耗就越大。因此对于H桥D类功率放大器的2个桥臂共4个开关功率管而言，由于每个桥臂的2个开关功率管互补导通，因此总是使得2个桥臂的上开关功率管(Q1、Q2)的导通时间小于等于半周期，而下开关功率管(Q3、Q4)的导通时间大于等于半周期，即Q1、Q2的输出功率及功耗总是小于Q3、Q4，随着工作时间的积累，将造成H桥D类功率放大器中各开关功率管之间存在较大的损耗和温升差异，使得开关功率管出现热失配问题，并且由于功率管(如QaNHMET)的正温度特性，将使热失配问题更加严重，带来额外的损耗、非线性和器件失效问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于移相控制的射频脉宽调制方法、调制器及发信机，以实现自动均衡SMPA中各开关功率管的功率，避免开关功率管出现热失配问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种基于移相控制的射频脉宽调制方法，所述方法包括：
步骤S1：获得基带的同相信号和正交信号；
步骤S2：根据所述同相信号和所述正交信号生成两路参考相位信号；
步骤S3：根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号；
步骤S4：分别对两路相位调制参考信号进行过零比较，获得两路射频脉宽调制信号，以使利用两路射频脉宽调制信号直接驱动开关模式功率放大器；两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期。
可选地，所述根据所述同相信号和所述正交信号生成两路参考相位信号，具体包括：
步骤S21：采用幅相分离算法，根据所述同相信号和所述正交信号确定归一化幅度信号和归一化相位信号；
步骤S22：根据所述归一化幅度信号计算移相控制信号；
步骤S23：将所述归一化相位信号按照所述移相控制信号进行移相处理，获得两路参考相位信号。
可选地，所述采用幅相分离算法，根据所述同相信号和所述正交信号确定归一化幅度信号和归一化相位信号，具体计算公式为：
其中，I表示同相信号，Q表示正交信号，SA表示归一化幅度信号，SΦ表示归一化相位信号，A表示包络。
可选地，所述根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号，具体计算公式为：
SPM1＝cos(2πfct-SΦ+Sθ)
SPM2＝cos(2πfct-SΦ-Sθ)
其中，SPM1和SPM2分别表示相位调制参考信号，SΦ表示归一化相位信号，Sθ表示移相控制信号，fc表示射频载波频率。
可选地，两路射频脉宽调制信号的相位相差2倍移相控制信号，且两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期。
本发明还提供一种基于移相控制的射频脉宽调制器，所述射频脉宽调制器包括：
移相控制单元，用于根据同相信号和正交信号生成两路参考相位信号；
相位调制单元，与所述移相控制单元耦合连接，用于根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号；
过零比较单元，与所述相位调制单元耦合连接，用于分别对两路相位调制参考信号进行过零比较，获得两路射频脉宽调制信号，以使利用两路射频脉宽调制信号直接驱动开关模式功率放大器；两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期。
可选地，所述移相控制单元包括：
幅相分离子单元，用于采用幅相分离算法，根据所述同相信号和所述正交信号确定归一化幅度信号和归一化相位信号；
移相控制信号计算子单元，用于根据所述归一化幅度信号计算移相控制信号；
移相处理子单元，用于将所述归一化相位信号按照所述移相控制信号进行移相处理，获得两路参考相位信号。
可选地，所述根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号，具体计算公式为：
SPM1＝cos(2πfct-SΦ+Sθ)
SPM2＝cos(2πfct-SΦ-Sθ)
其中，SPM1和SPM2分别表示相位调制参考信号，SΦ表示归一化相位信号，Sθ表示移相控制信号，fc表示射频载波频率。
本发明还提供一种全数字发信机，所述全数字发信机包括开关模式功率放大器、输出滤波器和上述的射频脉宽调制器；所述开关模式功率放大器与所述射频脉宽调制器耦合连接，所述开关模式功率放大器与所述输出滤波器耦合连接；所述射频脉宽调制器用于根据基带的同相信号和正交信号生成两路射频脉宽调制信号；
所述开关模式功率放大器用于接收射频脉宽调制器输出的两路射频脉宽调制信号，并根据接收的两路射频脉宽调制信号分别驱动控制开关功率放大，产生并输出数字射频功率信号；
所述输出滤波器用于接收所述开关模式功率放大器输出的数字射频功率信号，实现数字-模拟转换，产生用于通过天线进行射频传输的模拟射频功率信号。
可选地，所述开关模式功率放大器为H桥D类功率放大器。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明通过对两路相位相差特定角度的相位调制信号进行过零比较，可省去对幅度信号的预失真补偿和门限电平产生所需的相关电路，简化调制器构成，其归一化幅度信号的最大幅值不再受限，有利于提高射频脉宽调制的编码效率。另外，本发明将两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期，因此可自动实现开关功率放大器中各开关功率管的功耗均衡，从而避免因各开关功率管热失配带来的各种问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1中(a)图和图1中(b)图分别为现有的一种基于固定比较门限的射频脉宽调制信号产生和输出频谱示意图；
图2为本发明实施例的一种基于移相控制的射频脉宽调制方法流程图；
图3为本发明实施例的一种基于移相控制的射频脉宽调制信号产生示意图；
图4为本发明实施例的一种基于移相控制的射频脉宽调制器的结构示意图；
图5为本发明实施例的一种全数字发信机的结构示意图；
图6为本发明实施例的H桥D类功率放大器的结构示意图；
图7中(a)图和图7中(b)图分别为现有技术和本发明产生的射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2以及H桥D类功率放大器中4个开关功率管对应的脉冲驱动信号的波形对比图；
图8中(a)图和图8中(b)图为分别以相同调制参数的16QAM信号为输入时，在不同时钟抖动条件下，现有技术与本发明产生射频脉宽调制信号SRFPWM的EVM和ACPR性能的仿真对比图；
图9为现有技术的一种基于固定门限射频脉宽调制器结构示意图。
符号说明：
10、射频脉宽调制器，20、开关模式功放，30、输出滤波器，11、移相控制单元，12、相位调制单元，13、过零比较单元，131、第一过零比较器，132、第二过零比较器，21、第一桥臂，22、第二桥臂，23、巴伦。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种基于移相控制的射频脉宽调制方法、调制器及发信机，以实现自动均衡SMPA中各开关功率管的功率，避免开关功率管出现热失配问题。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
实施例1
如图2所示，本发明公开一种基于移相控制的射频脉宽调制方法，所述方法包括：
步骤S1：获得基带的同相信号和正交信号。
步骤S2：根据所述同相信号和所述正交信号生成两路参考相位信号。
步骤S3：根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号。
步骤S4：分别对两路相位调制参考信号进行过零比较，获得两路射频脉宽调制信号，以使利用两路射频脉宽调制信号直接驱动开关模式功率放大器；两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期。
下面对各个步骤进行详细论述：
步骤S1：获得基带的同相信号I和正交信号Q。
步骤S2：根据所述同相信号I和所述正交信号Q生成两路参考相位信号SΦ-Sθ和SΦ+Sθ，具体包括：
步骤S21：采用幅相分离算法，根据所述同相信号I和所述正交信号Q确定归一化幅度信号SA和归一化相位信号SΦ，具体计算公式为：
其中，I表示同相信号，Q表示正交信号，SA表示归一化幅度信号，SΦ表示归一化相位信号，A表示包络，
步骤S22：根据所述归一化幅度信号SA计算移相控制信号Sθ，具体计算公式为：
Sθ＝arccos SA (8)；
其中，SA表示归一化幅度信号，Sθ表示移相控制信号。
步骤S23：将所述归一化相位信号SΦ按照所述移相控制信号Sθ进行移相处理，获得两路参考相位信号SΦ-Sθ和SΦ+Sθ。
步骤S3：根据射频载波频率fc对两路参考相位信号SΦ-Sθ和SΦ+Sθ分别进行转换，获得两路相位调制参考信号SPM1和SPM2，具体计算公式为：
SPM1＝cos(2πfct-SΦ+Sθ) (9)；
SPM2＝cos(2πfct-SΦ-Sθ) (10)；
其中，SPM1和SPM2分别表示相位调制参考信号，SΦ表示归一化相位信号，Sθ表示移相控制信号，fc表示射频载波频率。
步骤S4：分别对两路相位调制参考信号SPM1和SPM2进行过零比较，获得两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2，具体计算公式为：
SRFPWM1＝sign(SPM1) (11)；
SRFPWM2＝sign(SPM2) (12)；
其中，SPM1和SPM2分别表示相位调制参考信号，SRFPWM1和SRFPWM2分别表示射频脉宽调制信号。
在本发明的一个实施例中，如图3所示，所述两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2的相位相差2倍Sθ，且SRFPWM1和SRFPWM2的脉冲宽度固定为半个射频周期，并可直接驱动开关模式功率放大器，实现高效开关功率放大，并自动实现各开关功率管的功率均衡。
步骤S5：将两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2相加，获得3电平射频脉宽调制信号SRFPWM，SRFPWM的脉冲宽度和脉冲位置分别对应归一化幅度信号SA和归一化相位信号SΦ。
在本发明的一个实施例中，所述过零比较可在数字域实现，也可通过模拟比较器实现。
实施例2
如图4所示，本发明公开一种基于移相控制的射频脉宽调制器，所述射频脉宽调制器具有3个输入端和2个输出端，所述射频脉宽调制器包括：
移相控制单元11，具有2个输入端和2个输出端，2个输入端用于接收基带的同相信号I和正交信号Q，2个输出端用于输出两路参考相位信号SΦ-Sθ和SΦ+Sθ。所述移相控制单元11用于根据所述同相信号I和所述正交信号Q生成两路参考相位信号SΦ-Sθ和SΦ+Sθ。
相位调制单元12，具有3输入端和2个输出端，其中，有2个输入端分别耦合到移相控制单元11的2个输出端，用于接收两路参考相位信号SΦ-Sθ和SΦ+Sθ，第3个输入端用于接收射频载波频率信息fc，2个输出端用于输出两路相位调制参考信号SPM1和SPM2。所述相位调制单元12用于根据射频载波频率fc对两路参考相位信号SΦ-Sθ和SΦ+Sθ分别进行转换，获得两路相位调制参考信号SPM1和SPM2。
过零比较单元13，包括2个过零比较器，分别为第一过零比较器131和第二过零比较器132，每个过零比较器具有2个输入端和1个输出端，各过零比较器的一个输入端分别耦合到相位调制单元12的2个输出端，用于接收相位调制参考信号SPM1和SPM2，另一个输入端接地，2个过零比较器(即第一过零比较器131和第二过零比较器132)的输出端分别输出过零比较后得到的两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2。所述过零比较单元13用于分别对两路相位调制参考信号SPM1和SPM2进行过零比较，获得两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2。
本实施例中，基带的同相信号I和正交信号Q与归一化幅度信号SA和归一化相位信号SΦ满足式(7)所示关系，所述归一化幅度信号SA与移相控制信号Sθ满足式(8)所示关系。为避免复杂的在线计算，将根据式(8)进行预先离线计算获得的不同SA幅值对应的二维数据表存入存储器中，工作时根据实时输入的SA幅值，采用查表插值法获取并输出对应的移相控制信号Sθ的幅值。
本实施例中，相位调制单元12的输入信号fc、SΦ-Sθ和SΦ+Sθ与输出的两路相位调制参考信号SPM1和SPM2分别满足式(9)和式(10)所示关系。
本实施例中，2个过零比较器的输入信号SPM1和SPM2与输出射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2分别满足式(11)和式(12)所示关系。
本实施例中，2个过零比较器输出的两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2的相位相差2倍Sθ，且SRFPWM1和SRFPWM2的脉冲宽度固定为半个射频周期，并可直接驱动开关模式功率放大器，实现高效开关功率放大，并自动实现各开关功率管的功率均衡。
过零比较单元13包括2个过零比较器，分别为第一过零比较器131和第二过零比较器132，每个过零比较器具有相同结构，各所述过零比较器可在数字域利用可编程逻辑器件实现，也可通过模拟比较器实现。
实施例3
如图5所示，本发明还公开一种全数字发信机，所述全数字发信机包括开关模式功率放大器20、输出滤波器30和实施例2中的射频脉宽调制器10。
所述射频脉宽调制器10用于根据基带的同相信号I和正交信号Q生成的两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2。
所述开关模式功率放大器20，耦合到射频脉宽调制器10的输出端，用于接收射频脉宽调制器10输出的两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2，并根据接收的两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2驱动控制开关功率放大，产生并输出满足发射功率的数字射频功率信号SDRF_POWER。
输出滤波器30，耦合到开关模式功率放大器20的输出端，用于接收开关模式功率放大器20输出的数字射频功率信号SDRF_POWER，并滤除带外杂散和谐波，实现数字-模拟转换，产生用于通过天线进行射频传输的模拟射频功率信号SARF_POWER。
本发明可以使用任何合适的开关模式功率放大器20来实现对两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2的高效开关功率放大。如图6所示，本实施例中，所述开关模式功率放大器20为H桥D类功率放大器，所述H桥D类功率放大器包含第一桥臂21、第二桥臂22和巴伦23，其中，第一桥臂21包括开关管Q1和开关管Q3，第二桥臂22包括开关管Q2和开关管Q4，第一桥臂21和第二桥臂22轮流导通，开关功率管Q1的源极与开关功率管Q3的漏极相连构成第一桥臂21的中点，开关功率管Q2的源极与开关功率管Q4的漏极相连构成第二桥臂22的中点，开关功率管Q1和开关功率管Q2的漏极均与直流电压源的正极相连接，开关功率管Q3的源极和开关功率管Q4的源极均接地，任何时刻每个桥臂仅有1个开关功率管导通，另1个开关管功率截止。将开关功率管Q1和开关功率管Q2称为上开关功率管，将开关功率管Q3和开关功率管Q4称为下开关功率管。
巴伦23具有2个输入端和2个输出端，其中，2个输入端分别与所述H桥D类功率放大器的第一桥臂21和第二桥臂22的中点连接，1个输出端接地，另一个输出端接输出滤波器30的输入端，用于实现对负载的平衡到不平衡变换与阻抗匹配，输出数字射频功率信号SDRF_POWER。本实施例中，所述巴伦23可用具有1个输入绕组和1个输出绕组的变压器代替。
本发明完全可以使用任何合适的驱动电路对两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2进行驱动放大，以达到能够驱动开关功率管工作在导通或截止状态。经驱动器放大到满足驱动开关功率管工作在导通和截止状态的电平幅值后，所述射频脉宽调制器10输出的两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2分别驱动H桥D类功率放大器的第一器桥臂21和第二桥臂22。
如图7中(a)图所示，对于现有技术采用固定门限比较的RF-PWM调制方法，其产生的两路射频脉宽调制信号SRFPWM1和SRFPWM2的脉冲宽度W均小于等于半个射频周期，对应使得H桥D类功率放大器2个桥臂的上开关功率管Q1、Q2的导通时间小于等于半个射频周期，而下开关功率管Q3、Q4的导通时间大于等于半个射频周期，即Q1、Q2的输出功率及功耗总是小于Q3、Q4，随着工作时间的积累，将造成H桥D类功率放大器中各开关功率管之间存在较大的损耗和温升差异，使得开关功率管出现热失配问题。
与现有技术相比，如图7中(b)图所示，本发明提供的基于移相控制的RF-PWM调制方法产生的两路射频脉宽调制信号相差2S的脉冲宽度固定为半个射频周期，即对应后级H桥D类功率放大器中各开关功率管的导通时间均等于半个射频周期，因此可自动实现开关功率放大器中各开关功率管的功耗均衡，从而避免因各开关功率管热失配带来的各种问题。
如图8中(a)图和图8中(b)图所示，射频载波频率fc为50MHz，采样速率fs为10QHz，比特率Rb为5MHz，以相同调制参数的16QAM信号为输入时，考虑工程实现过程中的时钟抖动与信号延时等影响，相比现有技术，本发明产生射频脉宽调制信号在误差矢量幅度(EVM)和邻信道抑制比(ACPR)等方面具有更优的输出频谱质量。
本发明提供的基于移相控制的射频脉宽调制方法、调制器及发信机与现有技术的射频脉宽调制方法、调制器及发信机相比具有如下技术优势：
1、与图9中现有的基于固定门限的射频脉宽调制方法及调制器相比，本发明通过对两路相位相差特定角度的相位调制信号进行过零比较，可省去对幅度信号的预失真补偿和门限电平产生所需的相关电路，简化调制器构成，其归一化幅度信号的最大幅值不再受限，可以为1，有利于提高射频脉宽调制的编码效率。
2、与图9中现有的基于固定门限的射频脉宽调制方法及调制器相比，考虑工程实现过程中的时钟抖动与信号延时等影响，本发明产生射频脉宽调制信号在误差矢量幅度(EVM)和邻信道抑制比(ACPR)等主要调制性能方面具有更优的输出频谱质量。
3、与图9中现有的基于固定门限比较射频脉宽调制的全数字发信机相比，本发明提供的基于移相控制的全数字发信机产生的两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期，因此可自动实现开关功率放大器中各开关功率管的功耗均衡，从而避免因各开关功率管热失配带来的各种问题。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (7)

1.一种基于移相控制的射频脉宽调制方法，其特征在于，所述方法包括：
步骤S1：获得基带的同相信号和正交信号
步骤S2：根据所述同相信号和所述正交信号生成两路参考相位信号；
所述根据所述同相信号和所述正交信号生成两路参考相位信号，具体包括：
步骤S21：采用幅相分离算法，根据所述同相信号和所述正交信号确定归一化幅度信号和归一化相位信号；
步骤S22：根据所述归一化幅度信号计算移相控制信号；
步骤S23：将所述归一化相位信号按照所述移相控制信号进行移相处理，获得两路参考相位信号；
步骤S3：根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号；
步骤S4：分别对两路相位调制参考信号进行过零比较，获得两路射频脉宽调制信号，以使利用两路射频脉宽调制信号直接驱动开关模式功率放大器；两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期；两路射频脉宽调制信号的相位相差2倍移相控制信号。
2.根据权利要求1所述的基于移相控制的射频脉宽调制方法，其特征在于，所述采用幅相分离算法，根据所述同相信号和所述正交信号确定归一化幅度信号和归一化相位信号，具体计算公式为：
其中，I表示同相信号，Q表示正交信号，SA表示归一化幅度信号，SΦ表示归一化相位信号，A表示包络。
3.根据权利要求1所述的基于移相控制的射频脉宽调制方法，其特征在于，所述根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号，具体计算公式为：
SPM1＝cos(2πfct-SΦ+Sθ)
SPM2＝cos(2πfct-SΦ-Sθ)
其中，SPM1和SPM2分别表示相位调制参考信号，SΦ表示归一化相位信号，Sθ表示移相控制信号，fc表示射频载波频率。
4.一种基于移相控制的射频脉宽调制器，其特征在于，所述射频脉宽调制器包括：
移相控制单元，用于根据同相信号和正交信号生成两路参考相位信号；
所述移相控制单元包括：
幅相分离子单元，用于采用幅相分离算法，根据所述同相信号和所述正交信号确定归一化幅度信号和归一化相位信号；
移相控制信号计算子单元，用于根据所述归一化幅度信号计算移相控制信号；
移相处理子单元，用于将所述归一化相位信号按照所述移相控制信号进行移相处理，获得两路参考相位信号；
相位调制单元，与所述移相控制单元耦合连接，用于根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号；
过零比较单元，与所述相位调制单元耦合连接，用于分别对两路相位调制参考信号进行过零比较，获得两路射频脉宽调制信号，以使利用两路射频脉宽调制信号直接驱动开关模式功率放大器；两路射频脉宽调制信号的脉冲宽度固定为半个射频周期；两路射频脉宽调制信号的相位相差2倍移相控制信号。
5.根据权利要求4所述的基于移相控制的射频脉宽调制器，其特征在于，所述根据射频载波频率对两路参考相位信号分别进行转换，获得两路相位调制参考信号，具体计算公式为：
SPM1＝cos(2πfct-SΦ+Sθ)
SPM2＝cos(2πfct-SΦ-Sθ)
其中，SPM1和SPM2分别表示相位调制参考信号，SΦ表示归一化相位信号，Sθ表示移相控制信号，fc表示射频载波频率。
6.一种全数字发信机，其特征在于，所述全数字发信机包括开关模式功率放大器、输出滤波器和权利要求4-5中任一项所述的射频脉宽调制器；所述开关模式功率放大器与所述射频脉宽调制器耦合连接，所述开关模式功率放大器与所述输出滤波器耦合连接；所述射频脉宽调制器用于根据基带的同相信号和正交信号生成两路射频脉宽调制信号；
所述开关模式功率放大器用于接收射频脉宽调制器输出的两路射频脉宽调制信号，并根据接收的两路射频脉宽调制信号分别驱动控制开关功率放大，产生并输出数字射频功率信号；
所述输出滤波器用于接收所述开关模式功率放大器输出的数字射频功率信号，实现数字-模拟转换，产生用于通过天线进行射频传输的模拟射频功率信号。
7.根据权利要求6所述的全数字发信机，其特征在于，所述开关模式功率放大器为H桥D类功率放大器。
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