CN108011638B - 一种数字射频脉冲调制方法和调制器 - Google Patents

一种数字射频脉冲调制方法和调制器 Download PDF

Info

Publication number
CN108011638B
CN108011638B CN201710548911.1A CN201710548911A CN108011638B CN 108011638 B CN108011638 B CN 108011638B CN 201710548911 A CN201710548911 A CN 201710548911A CN 108011638 B CN108011638 B CN 108011638B
Authority
CN
China
Prior art keywords
pulse
bit
bit data
pulse modulation
radio frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710548911.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108011638A (zh
Inventor
陈剑斌
张江
陈章
周强
朱蕾
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
National University of Defense Technology
Original Assignee
National University of Defense Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by National University of Defense Technology filed Critical National University of Defense Technology
Priority to CN201710548911.1A priority Critical patent/CN108011638B/zh
Publication of CN108011638A publication Critical patent/CN108011638A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108011638B publication Critical patent/CN108011638B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M3/324—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement
    • H03M3/346—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by suppressing active signals at predetermined times, e.g. muting, using non-overlapping clock phases
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本申请公开了一种实现数字射频脉冲调制的方法及调制器，包括：对接收K比特数字射频信号进行位宽压缩处理，获得N比特数据Amp；根据Amp值输出脉冲调制信号ETDM1和ETDM2；将脉冲调制信号ETDM1和脉冲调制信号ETDM2分别用开关功放进行功率放大后合并输出。本发明首先通过位宽变换模块对接收数字射频信号进行处理，将K比特数据压缩为N比特，降低了后级所需工作时钟速率，减小了射频频率下调制器实现难度。在此基础上基于面积等效和重心重合原理，将N比特数据映射为相应的脉冲调制信号，在简化调制器硬件实现的同时保证了调制信号性能。进一步，通过生成两路具有反向噪声的脉冲调制信号，经过简单逻辑加合并实现噪声抵消，调制器编码效率得到提升。

Description

一种数字射频脉冲调制方法和调制器
技术领域
本发明涉及数字信号处理技术，具体涉及一种实现射频信号脉冲调制的方法和调制 器。
背景技术
作为无线通信系统的重要组成部分，射频功率放大器(简称功放)直接决定了无线通信装备输出信号的质量和工作效率。传统模拟功能(如A类、B类及AB类功放等， 统称模拟功放)可以实现对恒包络调制信号的高效放大。但随着当前无线传输速率需求 的不断提升，高带宽、高峰均比(peak-to averagepower ratio，PAPR)信号得到越来越多的 应用。在处理这些复杂调制信号时，模拟功放为保证放大信号的线性性能，往往通过回 退以保证功放工作在线性区域。因此，功放的线性性能和放大效率相互矛盾，制约了无 线通信装备综合性能的提升。另一方面，当前无线通信业务类型快速增长，新的通信体 制不断涌现。通信终端在减少体积功耗的同时要求兼容更多的频段、标准及功能。这对 通信系统可集成、可配置的能力提出更高的挑战。在上述背景下，射频开关功放技术得 到越来越多的关注。
与传统线性功放通过减小导通角提高效率的方法不同，开关模式功放(SMPA，Switched-Mode Power Amplifier)，如D类、E类功放等，通过驱动晶体管工作于截止/ 饱和状态，使得电压和电流在时域上没有重叠。此时晶体管集电极耗散为零，理论上可 以获得100％效率。
为了实现SMPA的开关工作，前端数字射频调制需要产生脉冲调制信号。产生脉冲信号的经典方式是脉宽调制器(PWM，Pulse-Width Modulator)和Delta-Sigma调制器(DSM，Delta-Sigma Modulator)。其中PWM将信号包络与特定参考信号进行比较来产生调制脉 冲信号，结构简单，适合于模拟域实现。但在数字域实现时，由于数字电路的离散特性， 为了保证其SNR性能系统需要极高的过采样率，从而增加了硬件实现难度。相比PWM，DSM具有内在的噪声整型特性，可以获得更高的带内SNR。但其缺点是需要高的过采 样频率，从而增加了系统硬件实现压力。同时由于DSM内部结构存在大量的反馈结构， 系统最高工作频率受限，因而限制了其在宽带信号中的应用。此外DSM的噪声整形会 产生大量的带外噪声，从而使其编码效率(有用信号占总信号能量的比例)非常低，从而 影响了最终的系统工作效率。
发明内容
本发明的目的是提供一种数字射频脉冲调制方法和调制器，以解决PWM数字域下实现时精度不足和DSM结构复杂、编码效率低的问题，在简化系统硬件实现的同时提 升调制器的带内信噪比和编码效率性能，以实现对开关功放的有效驱动，从而提升调制 器的整体效率。
为了达到本发明的目的，本申请提供一种实现数字射频脉冲调制的方法，所述方法 包括以下步骤：
对接收的K比特数字射频信号进行位宽压缩处理，以获得N比特数据Amp；
根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM1，ETDM1的极性与N比特数据 Amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，其脉冲宽带为：W＝T*AmpN-2：0/2N-1；
根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM2，ETDM2的极性与N比特数据 Amp幅度极性相一致且位于采样周期起始和终止位置，其脉冲宽带为：W′＝T*AmpN-2：0/2N；
将脉冲调制信号ETDM1和脉冲调制信号ETDM2分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
所述K比特数字射频信号数据和N比特数据为带符号数据；
所述N为大于2且小于K的整数；
所述T为系统时钟周期。
进一步地，对接收的K比特数字射频信号进行的位宽压缩处理为：采用整形函数和量化器对信号进行处理。
进一步地，所述整形函数采用一阶、二阶或高阶整形函数，所述量化器为N比特均匀量化器。
进一步地，根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM1采用查找映射方式 实现。
进一步地，根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM2采用查找映射方式 实现。
进一步地，所述开关功放为D类开关功放或E类开关功放。
本发明还可以通过以下技术方案进一步实现一种数字射频脉冲调制器，包括：位宽 变换模块、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器以及放大合路模块；其中，
位宽变换模块，接收K比特数字射频信号并进行位宽压缩处理，以获得N比特数 据Amp，输出分别耦合到第一脉冲发生器和第二脉冲发生器的输入端；
第一脉冲发生器，接收位宽变换模块输出的N比特数据Amp值，生成脉冲调制信 号ETDM1，输出耦合到放大合路模块的第一输入端，ETDM1脉冲的极性与N比特数 据Amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，其脉冲宽带为：W＝T*AmpN-2：0/2N-1；
第二脉冲发生器，接收位宽变换模块输出的N比特数据Amp值，生成脉冲调制信 号ETDM2，输出耦合到放大合路模块的第二输入端，ETDM2脉冲的极性与N比特数 据Amp幅度极性相一致且位于采样周期起始和终止位置，其脉冲宽带为：W′＝T*AmpN-2：0/2N；
放大合路模块，接收第一脉冲发生器输出的脉冲调制信号ETDM1和第二脉冲发生器输出的脉冲调制信号ETDM2，将脉冲调制信号ETDM1和脉冲调制信号ETDM2分别 用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
所述K比特数字射频信号数据和N比特数据为带符号数据；
所述N为大于2且小于K的整数；
所述T为系统时钟周期。
进一步地，所述位宽变换模块为具有一阶、二阶或高阶整形函数的N比特均匀量化BPDSM。
进一步地，所述第一脉冲发生器采用查找表结构实现N比特数据Amp值到输出脉冲调制信号ETDM1的映射。
进一步地，所述第一脉冲发生器采用查找表结构实现N比特数据Amp值到输出脉冲调制信号ETDM2的映射。
进一步地，所述开关功放为D类开关功放或E类开关功放。
与现有技术相比，本发明提供的技术方案，具有以下优势：
1、本发明采用BPDSM对接收数字射频信号进性行过采样和噪声整形处理。相比 一般DSM，采用BPDSM方案能够大大减小系统所需的工作频率，因而提高了脉冲调 制器在射频应用的可实现性；
2、通过BPDSM处理，将接收K比特数据的比特位数压缩为N比特，降低了后级 脉冲发生器所需的最大工作频率，进一步减轻了系统在射频下实现难度；
3、基于面积等效和重心重合原理，采用查找表的方式将N比特原始数据序列直接映射为脉冲调制信号，在简化射频脉冲调制器硬件实现结构的同时提升了调制信号的精度和性能。
4、通过设计两种不同的脉宽模式，同时生成两路具有反向调制噪声的脉冲调制信号。通过将两路脉冲调制信号简单合并实现噪声抵消，有效提升信号了幅度较小情况下 调制信号的编码效率；
5、对两路脉冲信号的放大采用开关功放完成，此时功率晶体管工作在开关状态下， 有效降低了功放自身的能量损耗，从而大幅提升了调制器的工作效率；
6、射频信号在数字域实现功率放大，使系统数字化进一步将向天线口延伸，提高了系统的可重构性，有利于软件无线电架构的实现。
附图说明
图1为本发明脉冲调制信号ETDM1的生成示意图；
图2为本发明脉冲调制信号ETDM2的生成示意图；
图3为本发明实现射频脉冲调制方法的流程图；
图4为本发明射频脉冲调制器的结构框图；
图5(a)为本发明第一脉冲发生器的内部结构框图；
图5(b)为本发明第二脉冲发生器的内部结构框图；
图6(a)为本发明第一脉冲发生器的内部数据波形变化示意图；
图6(b)为本发明第二脉冲发生器的内部数据波形变化示意图；
图7为本发明极性调整单元的内部结构框图；
图8为本发明极性调整单元内部的脉冲极性翻转处理过程波形变化示意图；
图9为本发明放大合路模块内部结构框图；
图10(a)为本发明脉冲调制信号ETDM1的频谱示意图；
图10(b)为本发明脉冲调制信号ETDM2的频谱示意图；
图10(c)为本发明脉冲调制信号ETDM1、ETDM2合并后的频谱示意图；
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图，对本发明作进一步 详细描述。本发明的示意性实施方式及其说明适用于帮助理解本发明的创新方案，并不 应理解为对本发明保护范围的不必要的限定。
图3为本发明实现脉冲调制方法的流程图，包括：
步骤300，对接收的K比特数字射频信号进行位宽压缩处理，以获得N比特数据Amp。
K比特数字射频信号数据和N比特数据为带符号数据。
N为大于2且小于K的整数。
对接收的K比特数字射频信号进行的位宽压缩处理为：采用一阶、二阶或高阶整形函数和N比特均匀量化器对信号进行处理。
需要说明的是，K比特数据通过采样处理，压缩了数据位宽，从而降低了后级脉冲发生器的工作压力。噪声整形函数为本领域技术人员公知的处理函数，量化器为本领域 技术人员公知的结构单元，在此不再赘述。
步骤301，根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM1，如图1所示。对于 N比特数据Amp，对应输出的脉冲调制信号ETDM1的极性与N比特数据Amp幅度极 性相一致且位于采样周期中心，且脉冲宽度为：
W＝T*AmpN-2：0/2N-1
步骤302，根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM1，如图2所示。对于 N比特数据Amp，对应输出的脉冲调制信号ETDM2的极性与N比特数据Amp幅度极 性相一致且位于周期起始和终止位置，且脉冲宽度为：
W′＝T*AmpN-2：0/2N
需要说明的是，对于N比特数据Amp，采用查找映射方式生成对应的脉冲调制信号ETDM1和ETDM2。根据上述方法得到的脉冲调制信号ETDM1、脉冲调制信号ETDM2 脉冲与原始信号脉冲之间满足面积相等和中心重合两个条件。且脉冲调制信号ETDM1 和脉冲调制信号ETDM2具有反向的调制噪声。另外，在进行N比特数据Amp到脉冲 调制信号ETDM1、脉冲调制信号ETDM2的变换过程中，数据传输速率提升到原系统 频率的2N-1倍。
T为系统时钟周期。
步骤303，将脉冲调制信号ETDM1和脉冲调制信号ETDM2分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
开关功放为D类开关功放或E类开关功放。
需要说明的是，D类开关功放或E类在脉冲信号驱动下，晶体管工作在饱和开关状态，能够大大提升功放的效率。对于其他适用于本发明的开关功放也可以应用于本发明。
图4为本发明调制器的结构框图，包括：位宽变换模块400、第一脉冲发生器401、第二脉冲发生器402以及放大合路模块403；其中，
位宽变换模块400，接收K比特数字射频信号并进行位宽压缩处理，以获得N比特数据Amp，输出分别耦合到第一脉冲发生器401和第二脉冲发生器402的输入端。K比 特数字射频信号数据和N比特数据为带符号数据。N为大于2且小于K的整数。
第一脉冲发生器401，接收位宽变换模块400输出的N比特数据Amp值，生成脉冲 调制信号ETDM1，输出耦合到放大合路模块403第一输入端，ETDM1脉冲的极性与N 比特数据Amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，其脉冲宽带为：W＝T*AmpN-2：0/2N-1。 T为系统时钟周期。
第二脉冲发生器402，接收位宽变换模块400输出的N比特数据Amp值，生成脉冲 调制信号ETDM2，输出耦合到放大合路模块403第二输入端，ETDM2脉冲的极性与N 比特数据Amp幅度极性相一致且位于采样周期起始和终止位置，其脉冲宽带为： W′＝T*AmpN-2：0/2N。
放大合路模块403，接收第一脉冲发生器输出的脉冲调制信号ETDM1和第二脉冲发生器输出的脉冲调制信号ETDM2，将脉冲调制信号ETDM1和脉冲调制信号ETDM2 分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
进一步地，位宽变换模块的功能采用具有一阶、二阶或高阶整形函数的N比特均匀量化BPDSM实现。开关功放为D类开关功放或E类开关功放。
图5(a)为本发明第一脉冲发生器401的内部结构框图，包括：第一幅度-脉冲映射表 411和极性调整单元412。
第一幅度-脉冲映射表411采用查找表结构实现，接收N比特数据Amp的低N-1比 特幅度数据，并将N-1比特幅度数据映射为对应的1比特脉冲。具体转换形式如图6(a) 所示。
极性调整单元412根据数据Amp的最高位，调整对应脉冲的极性，如图6(a)所示。
图5(b)为本发明第二脉冲发生器402的内部结构框图，包括：第二幅度-脉冲映射表 413、极性调整单元412。
第一幅度-脉冲映射表411采用查找表结构实现，接收N比特数据Amp的低N-1比 特幅度数据，并将N-1比特幅度数据映射为对应的1比特脉冲。具体转换形式如图6(b) 所示。
极性调整单元412根据数据Amp的最高位，调整对应脉冲的极性，如图6(b)所示。
图7为极性调整单元412的内部结构框图，包括第一选路开关421、第二选路开关422、反相器423、加法器424。
当N比特数据Amp的最高位为0时，代表对应数值为正，此时第一选路开关421、 第二选路开关422共同作用，输入1比特脉冲信号直通输出；当N比特数据Amp的最 高位为1时，代表对应数值为负，输入1比特脉冲信号依次通过反相器423、加法器424， 实现脉冲的极性翻转。具体实现过程的波形变化如图8所示。
图9为放大合路模块403的内部结构框图，包括第一功率放大器431、第二功率放大器432、功率合成器433。
第一功率放大器431利用开关功放对第一脉冲器401输出的脉冲信号ETDM1进行功率放大；
第二功率放大器432利用开关功放对第一脉冲器402输出的脉冲信号ETDM2进行功率放大；
功率合成器433对第一功率放大器431和第二功率放大器432的输出信号进行逻辑加的功率合成。
开关功放为D类开关功放或E类开关功放。
需要说明的是，D类开关功放或E类在脉冲信号驱动下，晶体管工作在饱和开关状态，能够大大提升功放的效率。对于其他适用于本发明的开关功放也可以应用于本发明。功率合成器可以采用合路器或变压器耦合的方式实现，对于其他适用于本发明的功率合成器方法也可以应用于本发明。
以下进一步通过具体实施例，对本发明进行清楚详细的说明，实施例并不用于限定 本发明的保护范围。
以K＝16，N＝4为例，K比特数字射频信号的带宽为5MHz，过采样率为OSR＝30， 对应的过采样频率为fs＝300Msps。相比常规DSM，采用BPDSM可以有效降低系统所 需的工作频率，利用现有数字工艺能够容易实现。经过BPDSM处理后，位宽压缩到4 比特，在保证输出信号性能的情况下，压缩了处理数据位宽，从而降低了后级脉冲发生 器模块的处理压力。
脉冲发生器模块通过查找映射表的方式获得对应的脉冲调制信号。N比特数据的共 有2N-1种幅度值。根据图6(a)所示关系，将2N-1种幅度值分别映射为对应的脉冲波形， 保存到第一幅度-脉冲映射表411中；根据图6(b)所示关系，将2N-1种幅度值分别映射为 对应的脉冲波形，保存到第二幅度-脉冲映射表413中。实际工作时，以N比特数据的 低N-1位作为查找表地址，输出对应的位宽为2N-1的脉冲波形数据。经过查找映射表后， 输出的1比特数据采样率提高为fs*2N-1＝2400Msps。在最终输出时，进一步通过符号判 单元还原脉冲的极性。当N比特数据Amp的最高位为0时，代表对应数值为正，此时 符号判单元直接将输入1比特脉冲信号输出；当N比特数据Amp的最高位为1时，代 表对应数值为负，输入1比特脉冲信号依次通过反相器进行相位翻转、加法器进行直流 偏移，最终实现脉冲的极性翻转。
本发明通过设计两种具体幅度-脉冲映射关系，利用查找表映射的结构实现了ETDM1、ETDM2脉冲调制信号。这两路脉冲调制信号具有反向的调制噪声。通过将两 路脉冲调制信号执行逻辑加合并可以实现噪声抵消，从而有效提升调制信号的编码效率， 如图10所示。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有效效果进行了进一步详 细说明，应当理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，一些实施例可利用根据任意因素而改变结构来实施，因素例如期望功率 等级、半导体制造过程以及其它约束性能，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何 修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种实现数字射频脉冲调制的方法，包括：
步骤300，对接收的K比特数字射频信号进行位宽压缩处理，获得N比特数据Amp；
步骤301，根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM1，ETDM1的极性与N比特数据Amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，其脉冲宽带为：W＝T*AmpN-2：0/2N-1；
步骤302，根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM2，ETDM2的极性与N比特数据Amp幅度极性相一致且位于采样周期起始和终止位置，其脉冲宽带为：W′＝T*AmpN-2：0/2N；
步骤303，将脉冲调制信号ETDM1和脉冲调制信号ETDM2分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
所述K比特数字射频信号数据和N比特数据为带符号数据；
所述N为大于2且小于K的整数；
所述T为系统时钟周期。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对K比特数字射频信号进行的位宽压缩处理为：采用整形函数和量化器对信号进行处理。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述整形函数为一阶、二阶或高阶整形函数，所述量化器为N比特均匀量化器。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM1采用查找表映射方式实现。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据N比特数据Amp值输出脉冲调制信号ETDM2采用查找表映射方式实现。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述开关功放为D类开关功放或E类开关功放。
7.一种数字射频脉冲调制器，包括：位宽变换模块400、第一脉冲发生器401、第二脉冲发生器402以及放大合路模块403；其中，
位宽变换模块400，接收K比特数字射频信号并进行位宽压缩处理，获得N比特数据Amp，输出分别耦合到第一脉冲发生器401和第二脉冲发生器402的输入端；
第一脉冲发生器401，接收位宽变换模块400输出的N比特数据Amp值，生成脉冲调制信号ETDM1，输出耦合到放大合路模块403的第一输入端，ETDM1脉冲的极性与N比特数据Amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，其脉冲宽带为：W＝T*AmpN-2：0/2N-1；
第二脉冲发生器402，接收位宽变换模块400输出的N比特数据Amp值，生成脉冲调制信号ETDM2，输出耦合到放大合路模块403的第二输入端，ETDM2脉冲的极性与N比特数据Amp幅度极性相一致且位于采样周期起始和终止位置，其脉冲宽带为：W′＝T*AmpN-2：0/2N；
放大合路模块403，接收第一脉冲发生器401输出的脉冲调制信号ETDM1和第二脉冲发生器402输出的脉冲调制信号ETDM2，将脉冲调制信号ETDM1和脉冲调制信号ETDM2分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
所述K比特数字射频信号数据和N比特数据为带符号数据；
所述N为大于2且小于K的整数；
所述T为系统时钟周期。
8.根据权利要求7所述的调制器，其特征在于，所述位宽变换模块为具有一阶、二阶或高阶整形函数的N比特均匀量化带通Delta-Sigma调制器(BPDSM，Band Pass Delta-SigmaModulator)。
9.根据权利要求7所述的调制器，其特征在于，所述第一脉冲发生器401采用查找表结构实现N比特数据Amp值到输出脉冲调制信号ETDM1的映射。
10.根据权利要求7所述的调制器，其特征在于，所述第一脉冲发生器402采用查找表结构实现N比特数据Amp值到输出脉冲调制信号ETDM2的映射。
11.根据权利要求7所述的调制器，其特征在于，开关功放为D类开关功放或E类开关功放。
CN201710548911.1A 2017-07-03 2017-07-03 一种数字射频脉冲调制方法和调制器 Active CN108011638B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710548911.1A CN108011638B (zh) 2017-07-03 2017-07-03 一种数字射频脉冲调制方法和调制器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710548911.1A CN108011638B (zh) 2017-07-03 2017-07-03 一种数字射频脉冲调制方法和调制器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108011638A CN108011638A (zh) 2018-05-08
CN108011638B true CN108011638B (zh) 2021-09-28

Family

ID=62047585

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710548911.1A Active CN108011638B (zh) 2017-07-03 2017-07-03 一种数字射频脉冲调制方法和调制器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108011638B (zh)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101662284A (zh) * 2008-08-29 2010-03-03 凌通科技股份有限公司 低成本模数转换器以及模数转换方法
CN106817138A (zh) * 2017-01-09 2017-06-09 东南大学 一种射频发射机及其信号产生方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8629913B2 (en) * 2010-09-30 2014-01-14 Apple Inc. Overflow control techniques for image signal processing
EP2622779B1 (en) * 2010-10-01 2015-01-21 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for transmitting pilot on multiple antennas

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101662284A (zh) * 2008-08-29 2010-03-03 凌通科技股份有限公司 低成本模数转换器以及模数转换方法
CN106817138A (zh) * 2017-01-09 2017-06-09 东南大学 一种射频发射机及其信号产生方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN108011638A (zh) 2018-05-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105814801B (zh) 发送机、用于数字rf发送机的功率编码器以及用于发送数据的方法
JP6261821B2 (ja) マルチ帯域信号を生成するシステム及び方法
CN109510633B (zh) 特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法及调制器
EP3028387B1 (en) Level de-multiplexed delta sigma modulator based transmitter
Stauth et al. A 2.4 GHz, 20dBm class-D PA with single-bit digital polar modulation in 90nm CMOS
CN108011638B (zh) 一种数字射频脉冲调制方法和调制器
US10142050B2 (en) Encoding modulation method and transmitter
US20200119704A1 (en) Audio amplifier having multiple sigma-delta modulators to drive an output load
Grosso et al. A 250 W audio amplifier with straightforward digital input-PWM output conversion
CN211127730U (zh) 一种基于fpga的宽带异相功放发射系统
Markert et al. Phase-modulated DSM-PWM hybrids with pulse length restriction for switch-mode power amplifiers
Morales et al. An RF Modulation Based on $ k $-th Order PWM Harmonic
Wentzel et al. The digital power amplifier for the wireless infrastructure: Status and prospects
Singh et al. Performance analysis of multilevel delta sigma modulators for 3G/4G communication
EP2533421A1 (en) A method for amplification of a signal using a multi-level modulator, and an amplifying device therefor
TWI220814B (en) RF digital transmitter
Zhu et al. A 5-level efficient IFPWM power coding approach encoding LTE for class-S digital-RF transmitter with distortion correction
Erfanimajd et al. Coding efficiency and bandwidth enhancement in polar delta sigma modulator transmitter
Dooley et al. A practical class S power amplifier for high frequency transmitters
US10651795B2 (en) Method of amplifying an input signal
Yapti Wideband Analog-to-Digital Converter (ADC) design for power amplifiers linearization
Ruotsalainen et al. Evaluation of quadrature PWM modulator performance for digital wideband transmitters
Shen et al. A digital power amplifier with FIR-embedded 1-Bit high-order ΔΣ modulation for WBAN polar transmitters
Li et al. Hybrid quadrature polar modulator-based transmitter with digital predistorter for simultaneous enhancement of adjacent channel power ratios and power added efficiency (PAE)
CN116527465A (zh) 一种主动谐波消除的射频脉宽调制方法、调制器及发信机

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB02 Change of applicant information

Address after: 210007 post battalion, Qinhuai District, Nanjing, Jiangsu Province, No. 18

Applicant after: National University of Defense Technology

Address before: No.18 houbiaoying Road, Qinhuai District, Nanjing City, Jiangsu Province, 210007

Applicant before: NATIONAL University OF DEFENSE TECHNOLOGY OF THE PLA THE 63RD INSTITUTE

CB02 Change of applicant information
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant