CN109510633B - 特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法及调制器 - Google Patents

特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法及调制器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法及调制器。该方法基于特定谐波消除多电平RF‑PWM输出的多电平射频脉冲信号，利用面积等效原理，根据输出多电平RF‑PWM信号的脉冲上升和下降沿，将特定谐波消除多电平RF‑PWM信号分解为多个脉冲面积相等的3电平RF‑PWM信号，驱动后级的SMPA单元，在实现多电平RF‑PWM输出脉冲序列特定谐波消除的同时，实现后级SMPA单元之间以及单元内各功率管之间的功率均衡；该射频脉宽调制器基于上述功率均衡方法，利用数字延时线单元产生驱动后级5电平SMPA单元的移相控制信号，实现对3X次特定谐波的主动消除。本发明不需引入额外功率均衡控制电路，简化了调制器结构。

Description

特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法及调制器
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别是一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法及调制器。
背景技术
发信机是无线通信系统的重要组成部分之一，其作用是将已调基带信号上变频到射频(RF)，并将射频信号放大到足够天线发射的功率电平。它是决定无线通信系统输出信号质量和工作效率的主要因素。更小体积、更低功耗、更高通信速率、数字化及可重构是发信机的发展方向。近年来，结合直接数字射频调制(DDRFM)、开关模式功放(SMPA)和调谐滤波器的高效率、宽频段数字发信机(DTx)技术发展迅速，已成为无线通信领域的研究热点，其高效率、高线性以及灵活的可重构和可编程性能已成为软件定义无线电(SDR)最具吸引力的特性。
得益于氮化镓(GaN)高电子迁移率(HEMT)器件等高性能半导体器件技术的迅速发展，SMPA已可实现对几个Gbps速率的高速数字射频脉冲序列的高效放大。然而，由于该脉冲信号仅由2个或有限个离散的量化电平构成，不只包含所需的RF信号，还存在大量的量化噪声。由于SMPA固有的强非线性，DDRFM不仅要实现基带信号的数字上变频，还要进行脉冲编码，将数字射频信号转换为适合开关放大的脉冲信号，同时将量化噪声移至带外，以提高输出信噪比。
当前，增量求和调制(DSM)和脉宽调制(PWM)是DTx研究中主要采用的两种脉冲编码技术，其核心优势是可实现很高的信噪比。然而，DSM技术存在两个缺点，一是需要远高于载波频率的过采样频率，不仅要求数字信号处理器件(DSP)具有很高逻辑运算速率，增加了设计复杂度，而且使得SMPA的开关频率数倍(至少≥4倍)于射频载波频率；二是DSM存在很高的带外噪声，需要高品质因数的带通滤波器来抑制。相较于DSM，文献1(F.H.Raab,“Radiofrequency pulsewidth modulation,”IEEE Trans.Commun.,vol.21,No.8,pp.958-966,1973)提出的射频脉宽调制(RF-PWM)技术虽然也需要很高的采样频率，但在三个方面具有优势：一是具有更优的编码效率(所需RF信号与脉冲编码信号的功率之比)，而且可降低DSP的运算速率要求和设计复杂度；二是所需开关频率仅为射频载波频率的两倍，有利于降低SMPA的开关损耗；三是量化噪声被转换为谐波分量，仅需低通滤波器即可完成信号恢复。因此，综合考虑信号完整性、效率和频谱纯度，RF-PWM被认为是目前最适合DTx应用的高效脉冲编码技术。针对RF-PWM的谐波问题，文献2(周强,陈剑斌,朱蕾.基于RF-PWM的主动谐波消除方法[J].太赫兹科学与电子信息学报,2017,15(5):828-833)和文献3(Yao F Q,Zhou Q,Wei Z H.A Novel Multilevel RF-PWM Method With Active-Harmonic Elimination forAll-Digital Transmitters[J].IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques,2018,66(7):3360-3373)分别提出了针对恒包络和非恒包络的调制信号特定谐波消除的多电平RF-PWM方法。中国专利(申请号201711051727.2)公开了一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法及调制器，可实现对多电平RFPWM输出脉冲特定次谐波的主动消除，特别是通过优先消除低次谐波，可以显著降低对调谐滤波器的设计要求，有利于提高DTx的宽频段性能。
但在实际工程中，对于DTx应用，RF-PWM需要在数字域实现，由于数字信号的时间和幅度均离散的特性，对于上述方法和专利提出的特定谐波抑制多电平RF-PWM方法，其调制性能与采样时的时间分辨率(即最小离散采样时间间隔)直接相关，受限于RF-PWM的物理实现，其有限的采样时间将带来杂散、互调和底噪等非线性失真，为进一步减小时间分别率，文献4(P.A.J.Nuyts,et al.,“A fully digital delay line based GHz rangemultimode transmitter front-end in 65-nm CMOS,”IEEE J.Solid-State Circuits,2012,47(7):1681-1692；P.A.J.Nuyts,et al.“A fully digital PWM-based 1 to 3 GHzmultistandard transmitter in 40-nm CMOS,”in 2013 IEEE Radio FrequencyIntegrated Circuits Symposium,pp.419-422,2013)基于半导体工艺的高性能数字延时线(DDL)技术被广泛采用，其中基于40nm CMOS工艺的DDL技术，其时间分辨率最小可达到4ps。因此，利用高性能DDL技术，可实现数字RF-PWM，以提高调制器的整体性能。
对于多电平RF-PWM，由于包含多个量化电平，其输出脉冲序列无法直接驱动现有D类或E类等SMPA，如图1所示，需采用由多个SMPA单元构成的多电平SMPA，并通过功率合成实现多电平输出，如文献5(Chi S,Singerl P,Vogel C.“Coding efficiency optimizationfor multi-level PWM based switched-mode RF transmitters”.in 54th IEEEInternational Midwest Symposium on Circuits and Systems.Seoul:IEEE,2011.1-4；Chung S W,Ma R,Teo K H,et al.“Outphasing multi-level RF-PWM signals forinter-band carrier aggregation in digital transmitters”,in 2015 Radio&Wireless Symposium,2015,212-214.)。在驱动后级多电平SMPA时，现有技术是根据RF-PWM的输出电平的幅值产生驱动后级SMPA单元的多个3电平子脉冲信号，如图2所示，对应输出电平幅值越低，其子脉冲面积越大，对应SMPA单元的输出功率就越大，而对应输出电平幅值越高，则对应子脉冲面积越小，对应SMPA单元的输出功率就越小。因此在功率放大时，由于多电平SMPA中多个SMPA单元由于传递功率的不均衡以及单元内部各功率管工作状态(如开关频率)的不同，将造成各单元间或单元内部功率管之间存在较大的损耗和温升差异，使得功率管出现热失配问题，并且由于功率管(如GaN HMET)的正温度特性，将使热失配问题更加严重，带来额外的损耗、非线性和器件失效问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法及调制器，实现后级多电平SMPA中各SMPA单元及各功率管的功率均衡，并基于数字延时线单元实现一种基于上述功率均衡方法的特定谐波消除5电平RF-PWM调制器。
本发明的原理如下：基于特定谐波消除多电平RF-PWM方法产生的多电平RF-PWM信号，改变现有根据输出电平产生后级SMPA单元驱动脉冲信号的方法，利用面积等效原理，根据输出多电平RF-PWM信号的多个脉冲上升和下降沿，将特定谐波消除多电平RF-PWM输出序列分解为多个脉冲面积相等的3电平RF-PWM脉冲序列，用于驱动后级的SMPA单元，并实现后级SMPA单元之间以及单元内各功率管之间的功率均衡。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法，基于特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，输出M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM，M为大于3的任意奇数，其归一化最大电平幅值为U，则M个电平对应幅值为-U、…、-iU/N、…、-U/N、0、U/N、…、iU/N、…、U，N＝(M-1)/2，i为1到N之间的任意整数，M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM包含M-1个脉冲上升沿和M-1个脉冲下降沿，按脉冲上升沿或下降沿产生的时间先后顺序，分别定义为第一脉冲上升沿、第二脉冲上升沿、…、第i脉冲上升沿、…、第M-1脉冲上升沿和第一脉冲下降沿、第二脉冲下降沿、…、第i脉冲下降沿、…、第M-1脉冲下降沿，并利用以下方法得到N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N，以驱动后级N个SMPA单元进行开关功率放大，其中：
由第一脉冲上升沿、第一脉冲下降沿、第N+1脉冲下降沿、第2N脉冲上升沿构成第一个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1，由第i脉冲上升沿、第i脉冲下降沿、第N+i脉冲下降沿、第2N+1-i脉冲上升沿构成第i个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i，由第N脉冲上升沿、第N脉冲下降沿、第2N脉冲下降沿、第N+1脉冲上升沿构成第N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_N；
由于N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N的脉冲面积相等，以N个3电平射频脉宽调制信号驱动M电平射频脉宽调制器后级的N个开关功放单元，即可实现对N个开关功放单元之间的功率均衡。
进一步地，所述N个开关功放单元均具有相同功放结构且为H桥D类功放，所述3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i对应驱动1个H桥D类功放单元SMPAi，所述N个H桥D类功放单元SMPA1、…、SMPAi、…、SMPAN均采用移相控制，以实现所述N个H桥D类功放单元内部各功率管之间的功率均衡。
进一步地，所述特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，包括以下步骤：
步骤1：选定待消除的K个特定奇次谐波，即X1次、…、Xj次、…、XK次谐波，确定比较门限个数N和射频脉宽调制的电平数M，其中N>K，M＝2N+1；
步骤2：采用幅相分离算法将基带I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
Figure BDA0001892433090000041
根据式(2)，由相位信号SΦ和射频载波频率fc生成相位调制信号SPM：
SPM＝cos(2πfct+SΦ) (2)
t为连续或离散时间信息；
同时相位调制信号SPM和归一化的已调射频信号SRF满足如下关系：
SRF＝SA·SPM (3)
步骤3：设置N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN，根据式(4)，每个比较门限将分别与相位调制信号SPM进行比较，得到相应的3电平射频脉宽调制信号；
Figure BDA0001892433090000042
其中，U为M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM的最大幅度值，U/N为3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i的幅度，且要求N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N的脉冲宽度W1、…、Wi、…、WN满足如下关系：
Figure BDA0001892433090000051
其中，G为调制增益，εi为加权系数且等于1或-1，εi具体取值与归一化的包络信号SA相关；
求解式(5)，根据得到的N个3电平射频脉宽调制信号的脉冲宽度W1、…、Wi、…、WN，再由式(6)确定所述N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN的取值：
Vthi＝cos(Wi/2) (6)
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、…、Am、…、AP为输入，离线求解式(5)和式(6)，得到N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN分别对应P个包络信号幅度的二维数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：以归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的N个比较门限值Vth1、…、Vthi、…、VthN，并分别与相位调制信号SPM进行比较，产生N个3电平脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N；
最后根据式(7)，M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM由N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N通过加权叠加获得：
Figure BDA0001892433090000052
一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，包括脉冲延时控制单元、射频载波脉冲产生单元、第一～第四数字延时线单元、第一～第二反相器、第一～第四延时补偿单元、第一～第二两路复用器，共具有第一～第三3个信号输入端和第一～第四4个信号输出端，实现特定谐波消除5电平射频脉宽调制，并将产生的5电平射频脉宽调制信号S5LRF_PWM转换为2路脉冲面积相等的3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2，利用数字延时线单元分别产生用于驱动后级SMPA单元的移相控制信号，以实现2个SMPA之间以及单元内各功率管之间的功率均衡，其中：
所述脉冲延时控制单元，用于接收基带已调I、Q信号，并计算脉冲延时数据，输出4路脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-，还输出选通控制信号SAM；
所述射频载波脉冲产生单元，用于接收射频载波频率信息fc，产生射频载波脉冲参考信号SRF_LO并由输出端输出；
所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构；每个数字延时线单元的信号输入端S均接收射频载波脉冲产生单元输出的射频载波脉冲参考信号SRF_LO，四个数字延时线单元的控制信号输入端分别接收脉冲延时控制单元输出的4路脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；四个数字延时线单元根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于射频载波脉冲参考信号SRF_LO的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-；
所述第一～第二反相器，具有相同结构，第一反相器包括第一输入端和第一输出端，第二反相器包括第二输入端和第二输出端；第一、第二反相器的第一、第二输入端分别连接第三、第四数字延时线单元的第三、第四脉冲信号输出端E，第一、第二输出端分别输出射频脉冲延时信号S2+和S2-的反相信号
Figure BDA0001892433090000061
和
Figure BDA0001892433090000062
所述第一～第四延时补偿单元，具有相同结构；第三延时补偿单元、第四延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器带来的延时时间长度相等；第一延时补偿单元、第二延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器和1个两路复用器带来的延时时间长度相等；第一～第四延时补偿单元的输入端分别连接第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，分别输出射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2--的延时补偿信号S1、S'1、S'2+和S'2-；
所述第一两路复用器和第二两路复用器，具有相同结构；第一两路复用器的两个信号输入端分别接收第三延时补偿单元输出的延时补偿信号S'2+和第一反相器输出的反相信号
Figure BDA0001892433090000063
第二两路复用器的两个信号输入端分别接收第四延时补偿单元输出的延时补偿信号S'2-和第二反相器输出的反相信号
Figure BDA0001892433090000064
该两个两路复用器的控制信号输入端均接收脉冲延时控制单元输出的选通控制信号SAM，并根据接收的选通控制信号SAM控制对应两路复用器的信号输入端与控制信号输出端M3连通，以输出对应的射频脉冲延时信号S2和S'2。
进一步地，所述脉冲延时控制单元，包括第一～第二信号输入端、第五～第八信号输出端和第一控制信号输出端；所述第一信号输入端和第二信号输入端，分别用于接收基带已调I、Q信号，根据采用的特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法计算脉冲延时数据，由第五～第八信号输出端分别输出4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-，N为大于1的任意整数，由第一控制信号输出端输出1比特选通控制信号SAM；
所述射频载波脉冲产生单元，包括第三信号输入端和第九信号输出端；所述第三信号输入端，用于接收射频载波频率信息fc，并根据接收的射频载波频率信息fc产生1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO，并通过第九信号输出端输出。
进一步地，所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构，具体为：
第一数字延时线单元包括第四信号输入端S、第一控制信号输入端D和第一脉冲信号输出端E，第二数字延时线单元包括第五信号输入端S、第二控制信号输入端D和第二脉冲信号输出端E，第三数字延时线单元包括第六信号输入端S、第三控制信号输入端D和第三脉冲信号输出端E，第四数字延时线单元包括第七信号输入端S、第四控制信号输入端D和第四脉冲信号输出端E；其中第一～第四数字延时线单元的第四～第七信号输入端S均连接所述射频载波脉冲产生单元的第九信号输出端，用于接收1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO；第一～第四数字延时线单元的第一～第四控制信号输入端D分别连接脉冲延时控制单元的第五～第八信号输出端，用于接收脉冲延时控制单元输出的4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；第一～第四数字延时线单元根据相应接收的脉冲延时控制信号，实现对于1比特射频载波脉冲参考信号的延时输出，并分别由第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E输出4路1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-；
每个数字延时线单元由L个延时子单元和L+1路复用器构成，L＝2N，每个延时子单元固定延时ΔT，ΔT＝Tc/L，其中Tc＝1/fc为射频载波周期，根据输入的N比特脉冲延时控制信号，L+1路复用器将输入的1比特射频载波脉冲参考信号经过对应数量的延时子单元后，输出到所述数字延时线单元的信号输出端E，即得到所需的1比特射频脉冲延时信号，其中：所述L个延时子单元串联，第一延时子单元的输入端连接到该数字延时线单元的信号输入端S；所述L+1路复用器具有L+1个信号输入端、1个控制信号输入端和1个信号输出端，所述第一延时子单元的输入端和L个延时子单元的输出端分别接到L+1路复用器的L+1个信号输入端，其中所述控制信号输入端连接到该数字延时线单元的控制信号输入端D，所述信号输出端连接到该数字延时线单元的信号输出端E。
进一步地，所述第一～第二反相器，具有相同结构，第一反相器包括第一输入端和第一输出端，第二反相器包括第二输入端和第二输出端；第一、第二反相器的第一、第二输入端分别连接第三、第四数字延时线单元的第三、第四脉冲信号输出端E，分别输出1比特射频脉冲延时信号S2+和S2-的反相信号
Figure BDA0001892433090000081
和
Figure BDA0001892433090000082
第一～第四延时补偿单元，具有相同结构，第一延时补偿单元包括第三输入端和第三输出端，第二延时补偿单元包括第四输入端和第四输出端，第三延时补偿单元包括第五输入端和第五输出端，第四延时补偿单元包括第六输入端和第六输出端；第三延时补偿单元、第四延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器带来的延时时间长度相等；第一延时补偿单元、第二延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器和1个两路复用器带来的延时时间长度相等；第一～第四延时补偿单元的输入端分别连接第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，分别输出1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2--的延时补偿信号S1、S'1、S'2+和S'2-。
进一步地，所述第一～第二两路复用器，具有相同结构，第一两路复用器包括第八信号输入端M1和第九信号输入端M2、第二控制信号输出端M3和第五信号输入端M4，第二两路复用器包括第十信号输入端M1和第十一信号输入端M2、第三控制信号输出端M3和第六信号输入端M4；其中第一两路复用器、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1分别与第三延时补偿单元、第四延时补偿单元的第五、第六输出端相连接，第一两路复用器、第二两路复用器的第九、第十一信号输入端M2分别与第一反相器、第二反相器的第一、第二输出端相连接，第一、第二两路复用器的第五、第六控制信号输入端M4均与所述脉冲延时控制单元的第一控制信号输出端相连接，并根据接收的1比特选通控制信号SAM，以控制对应第一、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1或第九、第十一信号输入端M2与第二、第三控制信号输出端M3连通，即当SAM为1或高电平时，所述第一、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1分别与第二、第三控制信号输出端M3连通；当SAM为0或低电平时，所述第一、第二两路复用器的第九、第十一信号输入端M2分别与第二、第三控制信号输出端M3连通，第一、第二两路复用器分别输出1比特射频脉冲延时信号S2和S'2；
第一、第二延时补偿单元的第三、第四输出端分别为所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器的第一、第二信号输出端，分别输出1比特射频脉冲延时信号S1和S'1；
第一、第二两路复用器的第二、第三控制信号输出端M3分别为所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器的第三、第四信号输出端，分别输出1比特射频脉冲延时信号S2和S'2。
进一步地，所述脉冲延时控制单元采用特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法，即将需输出的5电平射频脉冲信号S5LRF_PWM分解为2个3电平射频子脉冲信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的加权叠加，通过分别控制两个3电平射频子脉冲S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零，X为大于零的任意奇数，即实现3X次谐波消除，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比，从而实现对所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器输出5电平射频脉冲信号的3X次谐波消除。
进一步地，所述脉冲延时控制单元采用特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法，包括如下步骤：
步骤1：对输入的基带I、Q信号进行线性内插处理，使其采样频率等于或大于射频载波频率fc，然后用CORDIC方法实现幅相分离，将输入的基带已调I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
Figure BDA0001892433090000091
步骤2：根据输入的射频载波频率fc，有下式得到射频载波脉冲参考信号SRF_LO：
SRF_LO＝sign(cos2πfct) (9)
t为连续或离散时间信息；
步骤3：根据步骤1得到的归一化包络信号SA，由下式得：
Figure BDA0001892433090000092
Figure BDA0001892433090000101
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、…、Am、…、AP为输入，离线求解式(10)和式(11)，得到Sθ1和Sθ2分别对应P个包络信号幅度的数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：由步骤1获得的归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的Sθ1和Sθ2；
步骤5：根据步骤1和步骤4分别实时获得的SΦ和Sθ1、Sθ2，根据SA的幅值，由下式得到对应的4个脉冲延时控制信号：
Figure BDA0001892433090000102
步骤6：对步骤5得到的4个脉冲延时控制信号Δ1+、Δ1-、Δ2+和Δ2-进行归一化和N比特量化，则对应可得到所述脉冲延时控制单元需输出的4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；
步骤7：当SA大于等于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号SAM等于1或为高电平；当SA小于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号SAM等于0或低高电平。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)在实现对多电平RF-PWM输出脉冲特定谐波主动消除或有效抑制的基础上，实现了对后级多电平SMPA的各SMPA单元以及单元内部各功率管的功率均衡控制，从而提高了宽频段DTx的综合性能；(2)采用4个数字延时线单元实现对5电平RF-PWM的3X次谐波消除，同时不需引入额外功率均衡控制电路，即可实现对后级5电平SMPA的功率均衡控制，简化了调制器的实现结构；(3)基于高性能的数字延时线单元，实现了很高的时间分辨率，因此对应特定谐波消除多电平RF-PWM而言，可获得更优的调制性能和谐波抑制性能。
附图说明
图1为采用多电平RF-PWM和多电平SMPA的全数字发信机结构示意图。
图2为多电平RF-PWM输出脉冲序列根据输出电平幅值得到的后级各SMPA单元驱动脉冲序列示意图。
图3为本发明实施例谐波抑制多电平RF-PWM的功率均衡方法实现示意图。
图4为本发明实施例谐波抑制多电平RF-PWM的功率均衡方法的示意图，其中(a)为基于H桥D类功放的SMPA单元结构示意图，(b)为基于H桥D类功放的SMPA单元采用的移相控制策略示意图。
图5为本发明实施例特定谐波消除5电平RF-PWM调制器的结构示意图。
图6为本发明实施例中所述3X次谐波消除5电平RF-PWM的输出频谱及其滤波器抑制要求示意图。
图7为本发明实施例的脉冲延时波形产生示意图，其中(a)为特定谐波消除5电平RF-PWM调制器在SAM为1或高电平时的脉冲延时波形产生示意图，(b)为特定谐波消除5电平RF-PWM调制器在SAM为0或低电平时的脉冲延时波形产生示意图。
图8为本发明实施例的特定谐波消除5电平RF-PWM调制器中第i数字延时线单元的结构示意图。
具体实施方式
本发明从多SMPA单元的驱动信号入手，即研究针对特定谐波消除多电平RF-PWM输出脉脉冲序列的功率均衡方法，实现多SMPA单元以及单元内部各功率管之间的功率均衡，并利用DDL技术，实现基于该功率均衡功能的特定谐波消除多电平RF-PWM调制器，以提高多电平SMPA和ADTx的整体性能。
本发明特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法，基于特定谐波消除多电平RF-PWM方法，输出M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM，M为大于3的任意奇数，其归一化最大电平幅值为U，则M个电平对应幅值为-U、…、-iU/N、…、-U/N、0、U/N、…、iU/N、…、U，N＝(M-1)/2，i为1到N之间的任意整数，M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM包含M-1个脉冲上升沿和M-1个脉冲下降沿，按脉冲上升沿或下降沿产生的时间先后顺序，分别定义为第一脉冲上升沿、第二脉冲上升沿、…、第i脉冲上升沿、…、第M-1脉冲上升沿和第一脉冲下降沿、第二脉冲下降沿、…、第i脉冲下降沿、…、第M-1脉冲下降沿，并利用以下方法得到N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N，以驱动后级N个SMPA单元进行开关功率放大，其中：
由第一脉冲上升沿、第一脉冲下降沿、第N+1脉冲下降沿、第2N脉冲上升沿构成第一个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1，由第i脉冲上升沿、第i脉冲下降沿、第N+i脉冲下降沿、第2N+1-i脉冲上升沿构成第i个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i，由第N脉冲上升沿、第N脉冲下降沿、第2N脉冲下降沿、第N+1脉冲上升沿构成第N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_N；
由于N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N的脉冲面积相等，以N个3电平RF-PWM信号驱动M电平RF-PWM调制器后级的N个开关功放单元，即可实现对N个开关功放单元之间的功率均衡。
在本发明的一个实施例中，所述N个开关功放单元均具有相同功放结构且为H桥D类功放，所述3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i对应驱动1个H桥D类功放单元SMPAi，所述N个H桥D类功放单元SMPA1、…、SMPAi、…、SMPAN均采用移相控制策略，以实现所述N个H桥D类功放单元内部各功率管之间的功率均衡。
在本发明的一个实施例中，所述特定谐波消除多电平RF-PWM方法，包括以下步骤：
步骤1：选定待消除的K个特定奇次谐波，即X1次、…、Xj次、…、XK次谐波，确定比较门限个数N和RF-PWM的电平数M，其中N>K，M＝2N+1；
步骤2：采用幅相分离算法将基带I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
Figure BDA0001892433090000121
根据式(2)，由相位信号SΦ和射频载波频率(fc)生成相位调制信号SPM：
SPM＝cos(2πfct+SΦ) (2)
t为连续或离散时间信息；
同时相位调制信号SPM和归一化的已调射频信号SRF满足如下关系：
SRF＝SA·SPM (3)
步骤3：设置N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN，根据式(4)，每个比较门限将分别与相位调制信号SPM进行比较，得到相应的3电平RF-PWM信号；
Figure BDA0001892433090000122
其中，U为M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM的最大幅度值，U/N为3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i的幅度，且要求N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N的脉冲宽度W1、…、Wi、…、WN满足如下关系：
Figure BDA0001892433090000131
其中，G为调制增益，εi为加权系数且等于1或-1，εi具体取值与归一化的包络信号SA相关；
求解式(5)，根据得到的N个3电平RF-PWM信号的脉冲宽度W1、…、Wi、…、WN，再由式(6)确定所述N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN的取值：
Vthi＝cos(Wi/2) (6)
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、…、Am、…、AP为输入，离线求解式(5)和式(6)，得到N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN分别对应P个包络信号幅度的二维数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：以归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的N个比较门限值Vth1、…、Vthi、…、VthN，并分别与相位调制信号SPM进行比较，产生N个3电平脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N；
最后根据式(7)，M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM由N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N通过加权叠加获得。
Figure BDA0001892433090000132
本发明还可以通过以下技术方案进一步实现一种一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，包括脉冲延时控制单元、射频载波脉冲产生单元、第一～第四数字延时线单元、第一～第二反相器、第一～第四延时补偿单元、第一～第二两路复用器，共具有第一～第三3个信号输入端和第一～第四4个信号输出端，实现特定谐波消除5电平射频脉宽调制，并将产生的5电平射频脉宽调制信号S5LRF_PWM转换为2路脉冲面积相等的3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2，利用数字延时线单元分别产生用于驱动后级SMPA单元的移相控制信号，以实现2个SMPA之间以及单元内各功率管之间的功率均衡，其中：
所述脉冲延时控制单元，用于接收基带已调I、Q信号，并计算脉冲延时数据，输出4路脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-，还输出选通控制信号SAM；
所述射频载波脉冲产生单元，用于接收射频载波频率信息fc，产生射频载波脉冲参考信号SRF_LO并由输出端输出；
所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构；每个数字延时线单元的信号输入端S均接收射频载波脉冲产生单元输出的射频载波脉冲参考信号SRF_LO，四个数字延时线单元的控制信号输入端分别接收脉冲延时控制单元输出的4路脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；四个数字延时线单元根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于射频载波脉冲参考信号SRF_LO的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-；
所述第一～第二反相器，具有相同结构，第一反相器包括第一输入端和第一输出端，第二反相器包括第二输入端和第二输出端；第一、第二反相器的第一、第二输入端分别连接第三、第四数字延时线单元的第三、第四脉冲信号输出端E，第一、第二输出端分别输出射频脉冲延时信号S2+和S2-的反相信号
Figure BDA0001892433090000141
和
Figure BDA0001892433090000142
所述第一～第四延时补偿单元，具有相同结构；第三延时补偿单元、第四延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器带来的延时时间长度相等；第一延时补偿单元、第二延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器和1个两路复用器带来的延时时间长度相等；第一～第四延时补偿单元的输入端分别连接第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，分别输出射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2--的延时补偿信号S1、S'1、S'2+和S'2-；
所述第一两路复用器和第二两路复用器，具有相同结构；第一两路复用器的两个信号输入端分别接收第三延时补偿单元输出的延时补偿信号S'2+和第一反相器输出的反相信号
Figure BDA0001892433090000144
第二两路复用器的两个信号输入端分别接收第四延时补偿单元输出的延时补偿信号S'2-和第二反相器输出的反相信号
Figure BDA0001892433090000143
该两个两路复用器的控制信号输入端均接收脉冲延时控制单元输出的选通控制信号SAM，并根据接收的选通控制信号SAM控制对应两路复用器的信号输入端与控制信号输出端M3连通，以输出对应的射频脉冲延时信号S2和S'2。
作为一种具体实施例，一种特定谐波消除5电平RF-PWM调制器，包括：脉冲延时控制单元、射频载波脉冲产生单元、第一～第四数字延时线单元、第一～第二反相器、第一～第四延时补偿单元、第一～第二两路复用器，共具有第一～第三3个信号输入端和第一～第四4个信号输出端，实现特定谐波消除5电平射频脉宽调制，并将产生的5电平射频脉宽调制信号S5LRF_PWM转换为2路脉冲面积相等的3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2，利用数字延时线单元分别产生用于驱动后级SMPA单元的移相控制信号，以实现2个SMPA之间以及单元内各功率管之间的功率均衡，其中：
脉冲延时控制单元，包括第一～第二信号输入端、第五～第八信号输出端和第一控制信号输出端；所述第一信号输入端和第二信号输入端，分别用于接收基带已调I、Q信号，根据采用的特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法计算脉冲延时数据，由第五～第八信号输出端分别输出4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-，N为大于1的任意整数，由第一控制信号输出端输出1比特选通控制信号SAM；
射频载波脉冲产生单元，包括第三信号输入端和第九信号输出端；所述第三信号输入端，用于接收射频载波频率信息fc，并根据接收的射频载波频率信息fc产生1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO，并通过第九信号输出端输出；
所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构，第一数字延时线单元包括第四信号输入端S、第一控制信号输入端D和第一脉冲信号输出端E，第二数字延时线单元包括第五信号输入端S、第二控制信号输入端D和第二脉冲信号输出端E，第三数字延时线单元包括第六信号输入端S、第三控制信号输入端D和第三脉冲信号输出端E，第四数字延时线单元包括第七信号输入端S、第四控制信号输入端D和第四脉冲信号输出端E；其中第一～第四数字延时线单元的第四～第七信号输入端S均连接所述射频载波脉冲产生单元的第九信号输出端，用于接收1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO；第一～第四数字延时线单元的第一～第四控制信号输入端D分别连接脉冲延时控制单元的第五～第八信号输出端，用于接收脉冲延时控制单元输出的4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；第一～第四数字延时线单元根据相应接收的脉冲延时控制信号，实现对于1比特射频载波脉冲参考信号的延时输出，并分别由第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E输出4路1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-；
第一～第二反相器，具有相同结构，第一反相器包括第一输入端和第一输出端，第二反相器包括第二输入端和第二输出端；第一、第二反相器的第一、第二输入端分别连接第三、第四数字延时线单元的第三、第四脉冲信号输出端E，分别输出1比特射频脉冲延时信号S2+和S2-的反相信号
Figure BDA0001892433090000161
和
Figure BDA0001892433090000162
第一～第四延时补偿单元，具有相同结构，第一延时补偿单元包括第三输入端和第三输出端，第二延时补偿单元包括第四输入端和第四输出端，第三延时补偿单元包括第五输入端和第五输出端，第四延时补偿单元包括第六输入端和第六输出端；第三延时补偿单元、第四延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器带来的延时时间长度相等；第一延时补偿单元、第二延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器和1个两路复用器带来的延时时间长度相等；第一～第四延时补偿单元的输入端分别连接第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，分别输出1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2--的延时补偿信号S1、S'1、S'2+和S'2-；
第一～第二两路复用器，具有相同结构，第一两路复用器包括第八信号输入端M1和第九信号输入端M2、第二控制信号输出端M3和第五信号输入端M4，第二两路复用器包括第十信号输入端M1和第十一信号输入端M2、第三控制信号输出端M3和第六信号输入端M4；其中第一两路复用器、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1分别与第三延时补偿单元、第四延时补偿单元的第五、第六输出端相连接，第一两路复用器、第二两路复用器的第九、第十一信号输入端M2分别与第一反相器、第二反相器的第一、第二输出端相连接，第一、第二两路复用器的第五、第六控制信号输入端M4均与所述脉冲延时控制单元的第一控制信号输出端相连接，并根据接收的1比特选通控制信号SAM，以控制对应第一、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1或第九、第十一信号输入端M2与第二、第三控制信号输出端M3连通，即当SAM为1或高电平时，所述第一、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1分别与第二、第三控制信号输出端M3连通；当SAM为0或低电平时，所述第一、第二两路复用器的第九、第十一信号输入端M2分别与第二、第三控制信号输出端M3连通，第一、第二两路复用器分别输出1比特射频脉冲延时信号S2和S'2；
第一、第二延时补偿单元的第三、第四输出端分别为所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器的第一、第二信号输出端，分别输出1比特射频脉冲延时信号S1和S'1；
第一、第二两路复用器的第二、第三控制信号输出端M3分别为所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器的第三、第四信号输出端，分别输出1比特射频脉冲延时信号S2和S'2。
在本发明的一个实施例中，所述脉冲延时控制单元采用的所述特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法，即将需输出的5电平射频脉冲信号S5LRF_PWM分解为2个3电平射频子脉冲信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的加权叠加，通过分别控制两个3电平射频子脉冲S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零，X为大于零的任意奇数，即实现3X次谐波消除，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比，从而实现对所述特定谐波消除5电平RF-PWM调制器输出5电平射频脉冲信号的3X次谐波消除，在相同输入基带I、Q信号的条件下，其谐波消除效果由所述数字延时线单元的最小延时决定，即所述数字延时线单元的最小延时越小则3X次谐波消除效果越好。
在本发明的一个实施例中，所述脉冲延时控制单元中采用的特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法包括如下步骤：
步骤1：对输入的基带I、Q信号进行线性内插处理，使其采样频率等于或大于射频载波频率fc，然后用CORDIC方法实现幅相分离，将输入的基带已调I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
Figure BDA0001892433090000171
步骤2：根据输入的射频载波频率fc，有下式得到射频载波脉冲参考信号SRF_LO，
SRF_LO＝sign(cos2πfct) (9)
t为连续或离散时间信息；
步骤3：根据步骤1得到的归一化包络信号SA，由下式可得：
Figure BDA0001892433090000172
Figure BDA0001892433090000173
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、…、Am、…、AP为输入，离线求解式(10)和式(11)，得到Sθ1和Sθ2分别对应P个包络信号幅度的数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：由步骤1获得的归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的Sθ1和Sθ2；
步骤5：根据步骤1和步骤4分别实时获得的SΦ和Sθ1、Sθ2，根据SA的幅值，由下式得到对应的4个脉冲延时控制信号：
Figure BDA0001892433090000181
步骤6：对步骤5得到的4个脉冲延时控制信号Δ1+、Δ1-、Δ2+和Δ2-进行归一化和N比特量化，则对应可得到所述脉冲延时控制单元需输出的4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；
步骤7：当SA大于等于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号SAM等于1或为高电平；当SA小于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号SAM等于0或低高电平。
在本发明的一个实施例中，所述数字延时线单元由L个延时子单元和L+1路复用器构成，L＝2N，每个延时子单元固定延时ΔT，ΔT＝Tc/L，其中Tc＝1/fc为射频载波周期，根据输入的N比特脉冲延时控制信号，L+1路复用器将输入的1比特射频载波脉冲参考信号经过对应数量的延时子单元后，输出到所述数字延时线单元的信号输出端E，即得到所需的1比特射频脉冲延时信号，其中
所述L个延时子单元串联，第一延时子单元的输入端连接到该数字延时线单元的信号输入端S；
所述L+1路复用器具有L+1个信号输入端、1个控制信号输入端和1个信号输出端，所述第一延时子单元的输入端和L个延时子单元的输出端分别接到L+1路复用器的L+1个信号输入端，其中所述控制信号输入端连接到该数字延时线单元的控制信号输入端D，所述信号输出端连接到该数字延时线单元的信号输出端E。
下面结合具体实施方式和附图，对本发明作进一步详细描述。
实施例
如图3所示，根据输出多电平RF-PWM脉冲信号的脉冲上升和下降沿，将特定谐波消除多电平RF-PWM输出序列分解为多个脉冲面积相等的3电平RF-PWM脉冲序列，以驱动后级SMPA单元。本发明基于特定谐波消除多电平RF-PWM方法，输出M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM，M为大于3的任意奇数，其归一化最大电平幅值为U，则M个电平对应幅值为-U、…、-iU/N、…、-U/N、0、U/N、…、iU/N、…、U，N＝(M-1)/2，i为1到N之间的任意整数，M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM包含M-1个脉冲上升沿和M-1个脉冲下降沿，按脉冲上升沿或下降沿产生的时间先后顺序，分别定义为第一脉冲上升沿、第二脉冲上升沿、…、第i脉冲上升沿、…、第M-1脉冲上升沿和第一脉冲下降沿、第二脉冲下降沿、…、第i脉冲下降沿、…、第M-1脉冲下降沿，并利用以下方法得到N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N，以驱动后级N个SMPA单元进行开关功率放大，其中：
由第一脉冲上升沿、第一脉冲下降沿、第N+1脉冲下降沿、第2N脉冲上升沿构成第一个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1，由第i脉冲上升沿、第i脉冲下降沿、第N+i脉冲下降沿、第2N+1-i脉冲上升沿构成第i个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i，由第N脉冲上升沿、第N脉冲下降沿、第2N脉冲下降沿、第N+1脉冲上升沿构成第N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_N；
由于N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N的脉冲面积相等，以N个3电平RF-PWM信号驱动M电平RF-PWM调制器后级的N个开关功放单元，即可实现对N个开关功放单元之间的功率均衡。
在本发明的一个实施例中，所述N个开关功放单元具有相同功放结构且为H桥D类功放，如图4(a)所示，H桥D类功放由2个半桥结构组成，每个半桥由2个互补工作的功率管组成构成一个桥臂。所述3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i对应驱动1个H桥D类功放单元SMPAi，所述N个H桥D类功放单元SMPA1、…、SMPAi、…、SMPAN均采用如图4(b)所示的移相控制策略，以实现对所述3电平RF-PWM信号的开关功率放大，同时实现基于H桥D类功放的SMPA单元内部4个功率管之间的功率均衡。
在本发明的一个实施例中，所述特定谐波消除多电平RF-PWM方法，步骤如下：
步骤1：选定待消除的K个特定奇次谐波，即X1次、…、Xj次、…、XK次谐波，确定比较门限个数N和RF-PWM的电平数M，其中N>K，M＝2N+1；
步骤2：采用幅相分离算法将基带I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
Figure BDA0001892433090000191
根据式(2)，由相位信号SΦ和射频载波频率(fc)生成相位调制信号SPM：
SPM＝cos(2πfct+SΦ) (2)
t为连续或离散时间信息，同时相位调制信号SPM和归一化的已调射频信号SRF满足如下关系：
SRF＝SA·SPM (3)
步骤3：设置N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN，根据式(4)，每个比较门限将分别与相位调制信号SPM进行比较，得到相应的3电平RF-PWM信号；
Figure BDA0001892433090000201
其中，U为M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM的最大幅度值，U/N为3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_i的幅度，且要求N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N的脉冲宽度W1、…、Wi、…、WN满足如下关系：
Figure BDA0001892433090000202
其中，G为调制增益，εi为加权系数且等于1或-1，εi具体取值与归一化的包络信号SA相关；
求解式(5)，根据得到的N个3电平RF-PWM信号的脉冲宽度W1、…、Wi、…、WN，再由式(6)确定所述N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN的取值：
Vthi＝cos(Wi/2) (6)
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、…、Am、…、AP为输入，离线求解式(5)和式(6)，得到N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN分别对应P个包络信号幅度的二维数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：以归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的N个比较门限值Vth1、…、Vthi、…、VthN，并分别与相位调制信号SPM进行比较，产生N个3电平脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N；
最后根据式(7)，M电平RF-PWM信号SMLRF_PWM由N个3电平RF-PWM信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N通过加权叠加获得。
Figure BDA0001892433090000211
如图5所示，本发明还可以通过以下技术方案进一步实现一种特定谐波消除多电平RF-PWM调制器，包括：脉冲延时控制单元1、射频载波脉冲产生单元2、第一～第四数字延时线单元31～34、第一～第二反相器41～42、第一～第四延时补偿单元51～54、第一～第二两路复用器61～62，共具有第一～第三3个信号输入端和第一～第四4个信号输出端，实现特定谐波消除5电平射频脉宽调制，并将产生的5电平射频脉宽调制信号S5LRF_PWM转换为2路脉冲面积相等的3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2，利用第一～第四数字延时线单元31～34分别产生用于驱动后级SMPA单元的移相控制信号，以实现2个SMPA之间以及单元内各功率管之间的功率均衡，其中：
脉冲延时控制单元1，包括第一～第二信号输入端、第五～第八信号输出端和第一控制信号输出端；所述第一信号输入端和第二信号输入端，分别用于接收基带已调I、Q信号，根据采用的特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法计算脉冲延时数据，由第五～第八信号输出端分别输出4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-，N为大于1的任意整数，由第一控制信号输出端输出1比特选通控制信号SAM；
射频载波脉冲产生单元2，包括第三信号输入端和第九信号输出端；所述第三信号输入端，用于接收射频载波频率信息fc，并根据接收的射频载波频率信息fc产生1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO，并通过第九信号输出端输出；
所述第一～第四数字延时线单元31～34，具有相同结构，第一数字延时线单元31包括第四信号输入端S、第一控制信号输入端D和第一脉冲信号输出端E，第二数字延时线单元32包括第五信号输入端S、第二控制信号输入端D和第二脉冲信号输出端E，第三数字延时线单元33包括第六信号输入端S、第三控制信号输入端D和第三脉冲信号输出端E，第四数字延时线单元34包括第七信号输入端S、第四控制信号输入端D和第四脉冲信号输出端E；其中第一～第四数字延时线单元31～34的第四～第七信号输入端S均连接所述射频载波脉冲产生单元2的第九信号输出端，用于接收1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO；第一～第四数字延时线单元31～34的第一～第四控制信号输入端D分别连接脉冲延时控制单元的第五～第八信号输出端，用于接收脉冲延时控制单元1输出的4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；第一～第四数字延时线单元31～34根据相应接收的脉冲延时控制信号，实现对于1比特射频载波脉冲参考信号的延时输出，并分别由第一～第四数字延时线单元31～34的第一～第四脉冲信号输出端E输出4路1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-；
第一～第二反相器41～42，具有相同结构，第一反相器41包括第一输入端和第一输出端，第二反相器42包括第二输入端和第二输出端；第一、第二反相器41～42的第一、第二输入端分别连接第三、第四数字延时线单元33～34的第三、第四脉冲信号输出端E，分别输出1比特射频脉冲延时信号S2+和S2-的反相信号
Figure BDA0001892433090000221
和
Figure BDA0001892433090000222
第一～第四延时补偿单元51～54，具有相同结构，第一延时补偿单元51包括第三输入端和第三输出端，第二延时补偿单元52包括第四输入端和第四输出端，第三延时补偿单元53包括第五输入端和第五输出端，第四延时补偿单元54包括第六输入端和第六输出端；第三延时补偿单元53、第四延时补偿单元54具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器带来的延时时间长度相等；第一延时补偿单元51、第二延时补偿单元具有相同的固定延时52，且延时时间长度与1个反相器和1个两路复用器带来的延时时间长度相等；第一～第四延时补偿单元51～54的输入端分别连接第一～第四数字延时线单元31～34的第一～第四脉冲信号输出端E，分别输出1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2--的延时补偿信号S1、S'1、S'2+和S'2-；
第一～第二两路复用器61～62，具有相同结构，第一两路复用器61包括第八信号输入端M1和第九信号输入端M2、第二控制信号输出端M3和第五信号输入端M4，第二两路复用器62包括第十信号输入端M1和第十一信号输入端M2、第三控制信号输出端M3和第六信号输入端M4；其中第一两路复用器61、第二两路复用器62的第八、第十信号输入端M1分别与第三延时补偿单元53、第四延时补偿单元54的第五、第六输出端相连接，第一两路复用器61、第二两路复用器62的第九、第十一信号输入端M2分别与第一反相器41、第二反相器42的第一、第二输出端相连接，第一、第二两路复用器61～62的第五、第六控制信号输入端M4均与所述脉冲延时控制单元1的第一控制信号输出端相连接，并根据接收的1比特选通控制信号SAM，以控制对应第一、第二两路复用器61～62的第八、第十信号输入端M1或第九、第十一信号输入端M2与第二、第三控制信号输出端M3连通，即当SAM为1或高电平时，所述第一、第二两路复用器61～62的第八、第十信号输入端M1分别与第二、第三控制信号输出端M3连通；当SAM为0或低电平时，所述第一、第二两路复用器61～62的第九、第十一信号输入端M2分别与第二、第三控制信号输出端M3连通，第一、第二两路复用器61～62分别输出1比特射频脉冲延时信号S2和S'2；
第一、第二延时补偿单元51～52的第三、第四输出端分别为所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器的第一、第二信号输出端，分别输出1比特射频脉冲延时信号S1和S'1；
第一、第二两路复用器61～62的第二、第三控制信号输出端M3分别为所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器的第三、第四信号输出端，分别输出1比特射频脉冲延时信号S2和S'2。
在本发明提供的实施例中，所述脉冲延时控制单元1采用的所述特定谐波消除5电平RF-PWM方法，即将需输出的5电平RF-PWM信号S5LRF_PWM分解为2个3电平射频子脉冲信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的加权叠加，通过分别控制两个3电平射频子脉冲S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零，X为大于零的任意奇数，即实现3X次谐波消除，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比，从而实现对所述特定谐波消除5电平RF-PWM调制器输出5电平RF-PWM信号的3X次谐波消除，在相同输入基带I、Q信号的条件下，其谐波消除效果由所述数字延时线单元31～34的最小延时决定，即所述数字延时线单元31～34的最小延时越小则3X次谐波消除效果越好。
图6为本发明实施例中所述3X次谐波消除5电平RF-PWM的输出频谱及其滤波器抑制要求示意图。从图6可以看出，在本发明提供的实施例中，由于3X次谐波被消除，本发明实施例所提供的3次谐波消除5电平RF-PWM输出频谱中离射频信号最近的谐波为5次谐波，因而可以显著提高滤波器的截止频率，从而可对应两种滤波器抑制要求，一是保持滤波器通带不变，显著增大滤波器的矩形系数，有利于降低滤波器实现难度，减小滤波器体积和插损，二增加滤波器的通带，有利于提高其宽频段应用性能，即一段低通滤波器可工作在更宽的工作频段，因而可提高宽频段DTx的整体性能。
在本发明提供的实施例中，所述脉冲延时控制单元中1采用的3X次谐波消除5电平RF-PWM包括如下步骤：
步骤1：对输入的基带I、Q信号进行线性内插处理，使其采样频率等于或大于射频载波频率fc，然后用CORDIC方法实现幅相分离，将输入的基带已调I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
Figure BDA0001892433090000241
步骤2：根据输入的射频载波频率fc，有下式得到射频载波脉冲参考信号SRF_LO，
SRF_LO＝sign(cos2πfct) (9)
t为连续或离散时间信息；
步骤3：根据步骤1得到的归一化包络信号SA，由下式可得：
Figure BDA0001892433090000242
Figure BDA0001892433090000243
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、…、Am、…、AP为输入，离线求解式(10)和式(11)，得到Sθ1和Sθ2分别对应P个包络信号幅度的数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：由步骤1获得的归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的Sθ1和Sθ2；
步骤5：根据步骤1和步骤4分别实时获得的SΦ和Sθ1、Sθ2，根据SA的幅值，由下式得到对应的4个脉冲延时控制信号：
Figure BDA0001892433090000244
步骤6：对步骤5得到的4个脉冲延时控制信号Δ1+、Δ1-、Δ2+和Δ2-进行归一化和N比特量化，则对应可得到所述脉冲延时控制单元1需输出的4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；
步骤7：当SA大于等于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元1需输出的1比特选通控制信号SAM等于1或为高电平；当SA小于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元1需输出的1比特选通控制信号SAM等于0或低高电平。
如图5所示，上述步骤6产生的所述4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-分别接入数字延时线单元31～34的控制输入端D，控制数字延时线单元31～34输出1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-。
当1比特选通控制信号SAM等于1或为高电平时，特定谐波消除5电平RF-PWM产生的5电平射频脉冲信号S5LRF_PWM及采用所述功率均衡方法产生的2路3电平子脉冲信号S5LRF_PWM_1和S5LRF_PWM_2，与1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO以及1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-之间的延时对应关系如图7(a)所示。
当1比特选通控制信号SAM等于0或为低电平时，特定谐波消除5电平RF-PWM产生的5电平射频脉冲信号S5LRF_PWM及采用所述功率均衡方法产生的2路3电平子脉冲信号S5LRF_PWM_1和S5LRF_PWM_2，与1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO以及1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-之间的延时对应关系如图7(b)所示。
如图8所示，i＝1～4，图中各构成部分的标记如下：L+1路复用器3i0，第一延时子单元3i1，第二延时子单元3i2，第j延时子单元3ij，第L延时子单元3iL，j＝1、2、…、K。在本发明提供的一个实施例中，所述第i数字延时线单元3i由L个延时子单元3i1、3i2、…、3ij、…、3iL和L+1路复用器3i0构成，L＝2N，j＝1、2、…、N，每个延时子单元固定延时ΔT，ΔT＝Tc/L，其中Tc＝1/fc为射频载波周期，根据输入的N比特脉冲延时控制信号，L+1路复用器3i0将输入的1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO经过对应数量的延时子单元后，输出到所述第i数字延时线单元3i的信号输出端E，即得到所需的1比特射频脉冲延时信号，其中
所述L个延时子单元3i1、3i2、…、3ij、…、3iL串联，第一延时子单元3i1的输入端连接到该数字延时线单元3i的信号输入端S；
所述L+1路复用器3i0具有L+1个信号输入端、1个控制信号输入端和1个信号输出端，所述第一延时子单元3i1的输入端和L个延时子单元3i1、3i2、…、3ij、…、3iL的输出端分别接到L+1路复用器3i0的L+1个信号输入端，其中所述控制信号输入端连接到该数字延时线单元3i的控制信号输入端D，所述信号输出端连接到该数字延时线单元3i的信号输出端E。
在本发明提供的实施例中，所述3X次谐波消除5电平脉冲调制方法的3X谐波抑制能力与所述数字延时线单元31～34的最小时间分辨率直接相关，而最小时间分辨率的实现又在很大程度上决定了调制器的实现途径、工艺和难度。因此，一方面可采用基于CMOS工艺的高精度数字延时线技术进一步减小其时间分辨率，获得更高的其3X次谐波抑制能力，另一方面可根据发信机或无线通信系统的谐波抑制要求，综合选取调制器最优的技术实现途径和工艺，从而降低调制器的成本。

Claims (10)

1.一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法，其特征在于，基于特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，输出M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM，M为大于3的任意奇数，其归一化最大电平幅值为U，则M个电平对应幅值为-U、…、-iU/N、…、-U/N、0、U/N、…、iU/N、…、U，N＝(M-1)/2，i为1到N之间的任意整数，M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM包含M-1个脉冲上升沿和M-1个脉冲下降沿，按脉冲上升沿或下降沿产生的时间先后顺序，分别定义为第一脉冲上升沿、第二脉冲上升沿、…、第i脉冲上升沿、…、第M-1脉冲上升沿和第一脉冲下降沿、第二脉冲下降沿、…、第i脉冲下降沿、…、第M-1脉冲下降沿，并利用以下方法得到N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N，以驱动后级N个SMPA单元进行开关功率放大，其中：
由第一脉冲上升沿、第一脉冲下降沿、第N+1脉冲下降沿、第2N脉冲上升沿构成第一个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1，由第i脉冲上升沿、第i脉冲下降沿、第N+i脉冲下降沿、第2N+1-i脉冲上升沿构成第i个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i，由第N脉冲上升沿、第N脉冲下降沿、第2N脉冲下降沿、第N+1脉冲上升沿构成第N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_N；
由于N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N的脉冲面积相等，以N个3电平射频脉宽调制信号驱动M电平射频脉宽调制器后级的N个开关功放单元，即可实现对N个开关功放单元之间的功率均衡。
2.根据权利要求1所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法，其特征在于，所述N个开关功放单元均具有相同功放结构且为H桥D类功放，所述3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i对应驱动1个H桥D类功放单元SMPAi，所述N个H桥D类功放单元SMPA1、…、SMPAi、…、SMPAN均采用移相控制，以实现所述N个H桥D类功放单元内部各功率管之间的功率均衡。
3.根据权利要求1所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法，其特征在于，所述特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法，包括以下步骤：
步骤1：选定待消除的K个特定奇次谐波，即X1次、…、Xj次、…、XK次谐波，确定比较门限个数N和射频脉宽调制的电平数M，其中N>K，M＝2N+1；
步骤2：采用幅相分离算法将基带I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
Figure FDA0002602262990000021
根据式(2)，由相位信号SΦ和射频载波频率fc生成相位调制信号SPM：
SPM＝cos(2πfct+SΦ) (2)
t为连续或离散时间信息；
同时相位调制信号SPM和归一化的已调射频信号SRF满足如下关系：
SRF＝SA·SPM (3)
步骤3：设置N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN，根据式(4)，每个比较门限将分别与相位调制信号SPM进行比较，得到相应的3电平射频脉宽调制信号；
Figure FDA0002602262990000022
其中，U为M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM的最大幅度值，U/N为3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_i的幅度，且要求N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N的脉冲宽度W1、…、Wi、…、WN满足如下关系：
Figure FDA0002602262990000023
其中，G为调制增益，εi为加权系数且等于1或-1，εi具体取值与归一化的包络信号SA相关；
求解式(5)，根据得到的N个3电平射频脉宽调制信号的脉冲宽度W1、…、Wi、…、WN，再由式(6)确定所述N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN的取值：
Vthi＝cos(Wi/2) (6)
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、…、Am、…、AP为输入，离线求解式(5)和式(6)，得到N个比较门限Vth1、…、Vthi、…、VthN分别对应P个包络信号幅度的二维数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：以归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的N个比较门限值Vth1、…、Vthi、…、VthN，并分别与相位调制信号SPM进行比较，产生N个3电平脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N；
最后根据式(7)，M电平射频脉宽调制信号SMLRF_PWM由N个3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1、…、S3LRF_PWM_i、…、S3LRF_PWM_N通过加权叠加获得：
Figure FDA0002602262990000031
4.一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，基于权利要求1～3任一项所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制的功率均衡方法，所述调制器包括脉冲延时控制单元、射频载波脉冲产生单元、第一～第四数字延时线单元、第一～第二反相器、第一～第四延时补偿单元、第一～第二两路复用器，共具有第一～第三3个信号输入端和第一～第四4个信号输出端，实现特定谐波消除5电平射频脉宽调制，并将产生的5电平射频脉宽调制信号S5LRF_PWM转换为2路脉冲面积相等的3电平射频脉宽调制信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2，利用数字延时线单元分别产生用于驱动后级SMPA单元的移相控制信号，以实现2个SMPA之间以及单元内各功率管之间的功率均衡，其中：
所述脉冲延时控制单元，用于接收基带已调I、Q信号，并计算脉冲延时数据，输出4路脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-，还输出选通控制信号SAM；
所述射频载波脉冲产生单元，用于接收射频载波频率信息fc，产生射频载波脉冲参考信号SRF_LO并由输出端输出；
所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构；每个数字延时线单元的信号输入端S均接收射频载波脉冲产生单元输出的射频载波脉冲参考信号SRF_LO，四个数字延时线单元的控制信号输入端分别接收脉冲延时控制单元输出的4路脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；四个数字延时线单元根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于射频载波脉冲参考信号SRF_LO的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-；
所述第一～第二反相器，具有相同结构，第一反相器包括第一输入端和第一输出端，第二反相器包括第二输入端和第二输出端；第一、第二反相器的第一、第二输入端分别连接第三、第四数字延时线单元的第三、第四脉冲信号输出端E，第一、第二输出端分别输出射频脉冲延时信号S2+和S2-的反相信号
Figure FDA0002602262990000032
和
Figure FDA0002602262990000033
所述第一～第四延时补偿单元，具有相同结构；第三延时补偿单元、第四延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器带来的延时时间长度相等；第一延时补偿单元、第二延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器和1个两路复用器带来的延时时间长度相等；第一～第四延时补偿单元的输入端分别连接第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，分别输出射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2--的延时补偿信号S1、S'1、S'2+和S'2-；
所述第一两路复用器和第二两路复用器，具有相同结构；第一两路复用器的两个信号输入端分别接收第三延时补偿单元输出的延时补偿信号S'2+和第一反相器输出的反相信号
Figure FDA0002602262990000041
第二两路复用器的两个信号输入端分别接收第四延时补偿单元输出的延时补偿信号S'2-和第二反相器输出的反相信号
Figure FDA0002602262990000042
该两个两路复用器的控制信号输入端均接收脉冲延时控制单元输出的选通控制信号SAM，并根据接收的选通控制信号SAM控制对应两路复用器的信号输入端与控制信号输出端M3连通，以输出对应的射频脉冲延时信号S2和S'2。
5.根据权利要求4所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述脉冲延时控制单元，包括第一～第二信号输入端、第五～第八信号输出端和第一控制信号输出端；所述第一信号输入端和第二信号输入端，分别用于接收基带已调I、Q信号，根据采用的特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法计算脉冲延时数据，由第五～第八信号输出端分别输出4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-，N为大于1的任意整数，由第一控制信号输出端输出1比特选通控制信号SAM；
所述射频载波脉冲产生单元，包括第三信号输入端和第九信号输出端；所述第三信号输入端，用于接收射频载波频率信息fc，并根据接收的射频载波频率信息fc产生1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO，并通过第九信号输出端输出。
6.根据权利要求4所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构，具体为：
第一数字延时线单元包括第四信号输入端S、第一控制信号输入端D和第一脉冲信号输出端E，第二数字延时线单元包括第五信号输入端S、第二控制信号输入端D和第二脉冲信号输出端E，第三数字延时线单元包括第六信号输入端S、第三控制信号输入端D和第三脉冲信号输出端E，第四数字延时线单元包括第七信号输入端S、第四控制信号输入端D和第四脉冲信号输出端E；其中第一～第四数字延时线单元的第四～第七信号输入端S均连接所述射频载波脉冲产生单元的第九信号输出端，用于接收1比特射频载波脉冲参考信号SRF_LO；第一～第四数字延时线单元的第一～第四控制信号输入端D分别连接脉冲延时控制单元的第五～第八信号输出端，用于接收脉冲延时控制单元输出的4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；第一～第四数字延时线单元根据相应接收的脉冲延时控制信号，实现对于1比特射频载波脉冲参考信号的延时输出，并分别由第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E输出4路1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2-；
每个数字延时线单元由L个延时子单元和L+1路复用器构成，L＝2N，每个延时子单元固定延时ΔT，ΔT＝Tc/L，其中Tc＝1/fc为射频载波周期，根据输入的N比特脉冲延时控制信号，L+1路复用器将输入的1比特射频载波脉冲参考信号经过对应数量的延时子单元后，输出到所述数字延时线单元的信号输出端E，即得到所需的1比特射频脉冲延时信号，其中：所述L个延时子单元串联，第一延时子单元的输入端连接到该数字延时线单元的信号输入端S；所述L+1路复用器具有L+1个信号输入端、1个控制信号输入端和1个信号输出端，所述第一延时子单元的输入端和L个延时子单元的输出端分别接到L+1路复用器的L+1个信号输入端，其中所述控制信号输入端连接到该数字延时线单元的控制信号输入端D，所述信号输出端连接到该数字延时线单元的信号输出端E。
7.根据权利要求4所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述第一～第二反相器，具有相同结构，第一反相器包括第一输入端和第一输出端，第二反相器包括第二输入端和第二输出端；第一、第二反相器的第一、第二输入端分别连接第三、第四数字延时线单元的第三、第四脉冲信号输出端E，分别输出1比特射频脉冲延时信号S2+和S2-的反相信号
Figure FDA0002602262990000051
和
Figure FDA0002602262990000052
第一～第四延时补偿单元，具有相同结构，第一延时补偿单元包括第三输入端和第三输出端，第二延时补偿单元包括第四输入端和第四输出端，第三延时补偿单元包括第五输入端和第五输出端，第四延时补偿单元包括第六输入端和第六输出端；第三延时补偿单元、第四延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器带来的延时时间长度相等；第一延时补偿单元、第二延时补偿单元具有相同的固定延时，且延时时间长度与1个反相器和1个两路复用器带来的延时时间长度相等；第一～第四延时补偿单元的输入端分别连接第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，分别输出1比特射频脉冲延时信号S1+、S1-、S2+和S2--的延时补偿信号S1、S'1、S'2+和S'2-。
8.根据权利要求4所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述第一～第二两路复用器，具有相同结构，第一两路复用器包括第八信号输入端M1和第九信号输入端M2、第二控制信号输出端M3和第五信号输入端M4，第二两路复用器包括第十信号输入端M1和第十一信号输入端M2、第三控制信号输出端M3和第六信号输入端M4；其中第一两路复用器、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1分别与第三延时补偿单元、第四延时补偿单元的第五、第六输出端相连接，第一两路复用器、第二两路复用器的第九、第十一信号输入端M2分别与第一反相器、第二反相器的第一、第二输出端相连接，第一、第二两路复用器的第五、第六控制信号输入端M4均与所述脉冲延时控制单元的第一控制信号输出端相连接，并根据接收的1比特选通控制信号SAM，以控制对应第一、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1或第九、第十一信号输入端M2与第二、第三控制信号输出端M3连通，即当SAM为1或高电平时，所述第一、第二两路复用器的第八、第十信号输入端M1分别与第二、第三控制信号输出端M3连通；当SAM为0或低电平时，所述第一、第二两路复用器的第九、第十一信号输入端M2分别与第二、第三控制信号输出端M3连通，第一、第二两路复用器分别输出1比特射频脉冲延时信号S2和S'2；
第一、第二延时补偿单元的第三、第四输出端分别为所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器的第一、第二信号输出端，分别输出1比特射频脉冲延时信号S1和S'1；
第一、第二两路复用器的第二、第三控制信号输出端M3分别为所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器的第三、第四信号输出端，分别输出1比特射频脉冲延时信号S2和S'2。
9.根据权利要求4所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述脉冲延时控制单元采用特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法，即将需输出的5电平射频脉冲信号S5LRF_PWM分解为2个3电平射频子脉冲信号S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的加权叠加，通过分别控制两个3电平射频子脉冲S3LRF_PWM_1和S3LRF_PWM_2的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零，X为大于零的任意奇数，即实现3X次谐波消除，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号SA的幅度成正比，从而实现对所述特定谐波消除5电平射频脉宽调制器输出5电平射频脉冲信号的3X次谐波消除。
10.根据权利要求9所述的特定谐波消除多电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述脉冲延时控制单元采用特定谐波消除5电平射频脉冲调制方法，包括如下步骤：
步骤1：对输入的基带I、Q信号进行线性内插处理，使其采样频率等于或大于射频载波频率fc，然后用CORDIC方法实现幅相分离，将输入的基带已调I、Q信号分解为归一化的包络信号SA和相位信号SΦ，且SA、SΦ与I、Q有如下关系：
Figure FDA0002602262990000071
步骤2：根据输入的射频载波频率fc，由下式得到射频载波脉冲参考信号SRF_LO：
SRF_LO＝sign(cos2πfct) (9)
t为连续或离散时间信息；
步骤3：根据步骤1得到的归一化包络信号SA，由下式得：
Figure FDA0002602262990000072
Figure FDA0002602262990000073
以一组不同的P个归一化包络信号SA的幅度A1、…、Am、…、AP为输入，离线求解式(10)和式(11)，得到Sθ1和Sθ2分别对应P个包络信号幅度的数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；
步骤4：由步骤1获得的归一化包络信号SA的实时幅度值为输入，通过对T的查表和插值，得到对应当前包络信号幅度的Sθ1和Sθ2；
步骤5：根据步骤1和步骤4分别实时获得的SΦ和Sθ1、Sθ2，根据SA的幅值，由下式得到对应的4个脉冲延时控制信号：
Figure FDA0002602262990000074
步骤6：对步骤5得到的4个脉冲延时控制信号Δ1+、Δ1-、Δ2+和Δ2-进行归一化和N比特量化，则对应可得到所述脉冲延时控制单元需输出的4路N比特脉冲延时控制信号SΔ1+、SΔ1-、SΔ2+和SΔ2-；
步骤7：当SA大于等于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号SAM等于1或为高电平；当SA小于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号SAM等于0或低高电平。
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