TWI429210B - 射頻傳輸裝置、無線通訊裝置及產生射頻訊號以於射頻介面上進行傳輸的方法 - Google Patents

射頻傳輸裝置、無線通訊裝置及產生射頻訊號以於射頻介面上進行傳輸的方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI429210B
TWI429210B TW101114196A TW101114196A TWI429210B TW I429210 B TWI429210 B TW I429210B TW 101114196 A TW101114196 A TW 101114196A TW 101114196 A TW101114196 A TW 101114196A TW I429210 B TWI429210 B TW I429210B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
digital
predistortion
input signal
component
signal
Prior art date
Application number
TW101114196A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201244389A (en
Inventor
Hua Wang
Paul Cheng Po Liang
Chun Hsien Peng
Ho Chi Huang
Original Assignee
Mediatek Singapore Pte Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US13/298,282 external-priority patent/US9647866B2/en
Application filed by Mediatek Singapore Pte Ltd filed Critical Mediatek Singapore Pte Ltd
Publication of TW201244389A publication Critical patent/TW201244389A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI429210B publication Critical patent/TWI429210B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0483—Transmitters with multiple parallel paths
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Description

射頻傳輸裝置、無線通訊裝置及產生射頻訊號以於射頻介面上進行傳輸的方法
本發明係關於一種射頻傳輸裝置、無線通訊裝置及其相關方法。本發明可應用於(但並不侷限於)用來產生一射頻訊號以於一射頻介面上進行傳輸的方法及裝置。
深次微米互補式金氧半導體製程(deep sub-micron complementary metal-oxide semiconductor process，deep sub-micron CMOS process)的優點促使數位電路(digital circuit)具有更小的尺寸以及更具功率效率(power efficiency)，然而，類比電路(analog circuit)並沒有因為深次微米互補式金氧半導體製程而縮小尺寸，因此，對於某些裝置(例如，射頻傳輸器(radio frequency transmitter，RF transmitter))來說，會希望儘可能藉由數位訊號處理演算法(digital signal processing algorithm)來移除類比元件。
再者，習知射頻傳輸器會使用線性功率放大器(linear power amplifier，linear PA)，其中由於線性功率放大器之效率較低，故習知射頻傳輸器的功率效率通常會很低。相較來說，切換式功率放大器(switch-mode PA)具有相當高的效率，使得這種切換式功率放大器相當適合用來取代在射頻傳輸器之中習知線性功率放大器。
因此，相當需要有可透過數位處理演算法的輔助來使用切換式功率放大器以減少尺寸且提升功率效率的射頻傳輸器，然而，切換式功率放大器一般會具有高度非線性的輸入輸出關係(non-linear input-output relationship)，此外，為了滿足可允許多種無線標準(wireless standard)共存(co-existence)的需求，會需要有雜訊整形的技術(noise shaping technique)。
數位極座標傳輸器(digital polar transmitter)係為習知可利用切換式功率放大器且具有採用互補式金氧半導體製程技術之優點的其中一種傳輸器設計，因此，這種數位極座標傳輸器得以達到高功率效率，並且僅需要使用小尺寸。然而，因為振幅調變訊號(amplitude modulation signal，AM signal)及相位調變(phase modulation signal，PM signal)訊號於極座標設計結構中固有的頻寬延伸(bandwidth expansion)特性的緣故，上述這些傳輸器設計會有僅適用於窄頻調變訊號(narrowband modulated signal)的問題。
混成(hybrid)極座標傳輸器設計係採用二維(two-dimensional)(同相(in-phase)/正交(quadrature))調變以使寬頻相位調變(wideband phase modulation)得以實現，然而，這種混成極座標傳輸器會同時受到振幅及相位量化雜訊(amplitude and phase quantization noise)的干擾，因此，會需要進行相當程度的雜訊整形處理。
基於同相/正交(in-phase/quadrature，IQ)射頻數位類比轉換器(digital to analogue convert，DAC)的傳輸器(其係將數位類比轉換器與混合器(mixer)加以合併)亦因具有合併至類比(射頻)域之中同相/正交射頻數位類比轉換器之輸出而廣為所知，然而，這種傳輸器設計會需要線性功率放大器，以及直接進行同相/正交射頻數位類比轉換操作相較於數位極座標傳輸器設計來說，具有較低的功率效率。
另一習知射頻傳輸器設計係採用適應性預失真處理(adaptive pre-distortion)於一回授迴路(feedback loop)，其中該回授迴路係使用三角積分調變器(delta-sigma modulator)以對功率放大器之非線性進行自動反轉(automatic inversion)。這種設計既簡單且允許使用低解析度(low precision)的數位類比轉換器，然而，卻仍然包含傳統的設計架構，故功率放大器的效率不高。
可想而知，會越來越需要具有數位輔助/增強(digital assisted/intensive)的射頻傳輸器，然而，由於射頻頻率的緣故，在射頻傳輸器的前端電路(front end)所進行的數位訊號處理會不同於在基頻應用(baseband application)所進行的數位訊號處理，因此，在射頻傳輸器的前端電路所進行的數位訊號處理通常會需要以高速與低功率損耗來執行之，並仍可滿足小電路尺寸的限制條件。由於數位演算法會被電路速度所侷限，故從實作的角度來說，找到簡單又有效且有用的數位演算法是相當困難的。在目前可取得的文獻中，可找到關於操作於極高時脈(clock frequency)之數位演算法的討論，例如載波頻率(carrier frequency)的四倍，然而，這些時脈實際上是無法實作出來的。
因此，需要有一種改良式的射頻傳輸器及其操作方法。
有鑒於此，本發明的目的在於提供用來產生一射頻訊號以於一射頻介面上進行傳輸的方法及裝置，以降低產生該射頻訊號的裝置的能量損耗。
依據本發明之一第一層面/實施例，其揭示一種射頻傳輸裝置。該射頻傳輸裝置包含至少一數位訊號處理模組。該至少一數位訊號處理模組係用以接收一複合數位輸入訊號、連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一預失真操作、同時逐漸增加所接收之該複合數位輸入訊號的一取樣頻率，以及輸出同相之一第一數位控制字元及正交之一第二數位控制字元來控制至少一數位功率放大元件產生代表所接收之該複合數位輸入訊號的一射頻訊號。舉例來說，該至少一數位訊號處理模組可連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一二維預失真操作。
依據本發明之一選擇性技術特徵，該至少一數位訊號處理模組可包含串接的複數個數位預失真處理元件。該複數個數位預失真處理元件係用以於所接收之該複合數位輸入訊號的該取樣頻率係逐漸增加的同時，連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行該預失真操作。
舉例來說，該複數個數位預失真處理元件可包含一第一數位預失真處理元件。該第一數位預失真處理元件係用以接收具有一第一取樣頻率之該複合數位輸入訊號及該數位功率放大元件之一預失真設定資訊，以及輸出與所接收之該複合數位輸入訊號相關之該數位功率放大元件之該預失真設定資訊之一子群組的至少一指示。
該複數個數位預失真處理元件包含：至少一前一級預失真處理元件以及一下一級預失真處理元件。其中該下一級預失真處理元件用於接收取樣頻率大於該前一級預失真處理元件所接收之複合數位輸入訊號之取樣頻率的複合數位輸入訊號，以及接收該前一級預失真處理元件所輸出的該數位功率放大元件之一預失真設定資訊的一子群組之至少一指示；以及輸出該數位功率放大元件之該預失真設定資訊的一減小之子群組的至少一指示。
依據本發明之一選擇性技術特徵，該複數個數位預失真處理元件包含：至少一前一級預失真處理元件以及一末級預失真處理元件。其中該末級預失真處理元件，用以接收取樣頻率大於該前一級預失真處理元件所接收之複合數位輸入訊號之取樣頻率的複合數位輸入訊號，以及接收由該前一級預失真處理元件所輸出的該數位功率放大元件之一預失真設定資訊的一子群組之至少一指示；以及輸出該數位功率放大元件之該預失真設定資訊的一減小之子群組之至少一指示，其中所輸出的該指示包含用來控制至少一數位功率放大元件產生代表所接收之該複合數位輸入訊號之一射頻訊號的同相及正交之複數個數位控制字元。
依據本發明之一選擇性技術特徵，該至少一數位訊號處理模組可包含至少一雜訊整形元件。該至少一雜訊整形元件係用以接收該複合數位輸入訊號及自該複數個數位預失真處理元件中至少一數位預失真處理元件接收至少一回授訊號，且至少部份基於該至少一回授訊號來對該複合數位輸入訊號執行一雜訊整形操作，以及輸出至少一經雜訊整形之複合數位輸入訊號。
依據本發明之一選擇性技術特徵，該至少一數位預失真處理元件可用來接收該至少一經雜訊整形之複合數位輸入訊號，執行將該至少一經雜訊整形之複合數位輸入訊號映射至同相及正交之該複數個數位控制字元的一二維非均勻映射操作，以及輸出同相及正交之該複數個數位控制字元來控制該數位功率放大元件產生代表所接收之該複合數位輸入訊號的該射頻訊號。
依據本發明之一選擇性技術特徵，該至少一雜訊整形元件以及該至少一數位預失真處理元件可形成一三角積分調變器的一部份，舉例來說，一區域三角積分調變器其包含嵌入該區域三角積分調變器中的一末級預失真處理元件，該末級預失真處理元件用以執行一數位預失真操作。
依據本發明之一選擇性技術特徵，每一數位預失真處理元件可用以接收該複合數位輸入訊號，於該數位功率放大元件之一預失真設定資訊之中辨識最接近所接收之該複合數位輸入訊號的一預定向量，以及將所辨識之該預定向量映射至同相及正交之該複數個數位控制字元，來提供與所接收之該複合數位輸入訊號相關之該數位功率放大元件之該預失真設定資訊的一減少之子群組之至少一指示。
依據本發明之一選擇性技術特徵，該預失真設定資訊可至少部份基於該功率放大元件之輸入/輸出關係。
依據本發明之一選擇性技術特徵，該至少一數位訊號處理模組另可包含至少一內插處理元件。該至少一內插處理元件係耦接於彼此接續的複數個預失真處理元件之間，用以接收由一前一級預失真處理元件所輸出之該預失真設定資訊的一子群組之一第一資料傳輸率的複數個指示，執行由一前一級預失真處理元件所輸出之該預失真設定資訊的一子群組之該複數個指示的一內插操作，以及以一漸增資料傳輸率來將該預失真設定資訊之一子群組的一經內插處理之指示輸出至一接續的預失真處理元件。
依據本發明之一第二層面/實施例，其揭示一種無線通訊裝置。該無線通訊裝置包含至少一數位訊號處理模組。該至少一數位訊號處理模組係用以接收一複合數位輸入訊號、連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一預失真操作、同時逐漸增加所接收之該複合數位輸入訊號的一取樣頻率，以及輸出同相之一第一數位控制字元及正交之一第二數位控制字元。該無線通訊裝置另包含至少一數位功率放大元件。該至少一數位功率放大元件係用以接收同相之該第一數位控制字元及正交之該第二數位控制字元，其中同相之該第一數位控制字元及正交之該第二數位控制字元係用以控制所接收之該複合數位輸入訊號的一射頻訊號的產生。
依據本發明之一第三層面/實施例，其揭示一種產生一射頻訊號以於一射頻介面上進行傳輸的方法。該方法包含：接收一複合數位輸入訊號；連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一預失真操作；同時逐漸增加所接收之該複合數位輸入訊號的一取樣頻率；以及輸出同相之一第一數位控制字元及正交之一第二數位控制字元來控制至少一數位功率放大元件產生代表所接收之該複合數位輸入訊號的一射頻訊號。
上述射頻傳輸裝置、無線通訊裝置以及產生一射頻訊號以於一射頻介面上進行傳輸的方法中，對於該複合數位輸入訊號所執行之至少一部份操作可進行於較低的電路處理速度，因而降低執行這些訊號處理所需的能量損耗，以及簡化需執行於較高處理速度的較精細粒度之操作(例如功率放大模組之資料輸入傳輸率)所需要的演算法。
本發明係參照用於一無線電訊手持裝置(wireless telecommunication handset)之一射頻傳輸裝置為例來說明之，且依據本發明所揭示之複數個實施例而實行之，然而，熟習技藝者應可了解本發明之概念並非用來侷限於所揭示之實施例，以及可實作於其他變化應用中。
首先請參閱第1圖，第1圖係為本發明電子裝置(electronic device)100之一實施例的部份功能方塊圖。於此實施例中，電子裝置100係為一無線電訊手持裝置，其包含一天線(antenna)102以及具有耦接至天線102的複數個廣為所知的射頻收發元件(RF transceiver)或電路，更具體地說，天線102係耦接至一雙工濾波器(duplex filter)或一天線開關(antenna switch)104，其中雙工濾波器或天線開關104係提供接收器鏈(receiver chain)106與傳輸器鏈(transmitter chain)107之間所需之隔離。由於接收器鏈106一般會包含射頻接收器電路以供接收操作、濾波操作以及中間頻率(intermediate frequency)或基頻(base-band)的轉換操作。相反地，傳輸器鏈107一般會包含射頻傳輸器電路以供調變操作及功率放大操作。一振盪器(oscillator)130係用以提供接收器鏈106及傳輸器鏈107所需之複數個振盪訊號。
就完整性來說，電子裝置100另包含一訊號處理邏輯電路(signal processing logic)108。訊號處理邏輯電路108之一輸出可提供至一合適的使用者介面(user interface，UI)110，舉例來說，使用者介面110可包含顯示器(display)、鍵盤(keyboard)、麥克風(microphone)、揚聲器(speaker)等等。訊號處理邏輯電路108亦可耦接至一記憶體元件(memory element)116，其中記憶體元件116係儲存複數個操作機制(例如，解碼/編碼(decoding/encoding)或相似之功能)，且可由複數種技術(例如，隨機存取記憶體(random access memory，RAM)(揮發性(volatile))、唯讀記憶體(read only memory，ROM)(非揮發性(non-volatile))、快取記憶體(flash memory)，或上述或其他技術的任一組合來加以實作出。計時器(timer)118一般係耦接至訊號處理邏輯電路108以控制電子裝置100的操作時序(timing of operation)。
一般來說，此種無線電訊手持裝置(wireless telecommunication handset)的傳輸器鏈107包含用於接收一輸入訊號之一傳輸器電路(例如，訊號處理邏輯電路108)，其中該輸入訊號包含要在射頻介面(RF interface)上進行傳輸的資訊。於此實施例中，傳輸器鏈107另用以經由天線開關104來輸出包含要被傳輸之資訊至天線102的一射頻訊號，因此，一般會需要傳輸器鏈107執行數位類比轉換操作(digital to analogue conversion)、混合操作(mixing)、雜訊整形操作及將輸入訊號放大之操作以產生該射頻訊號輸出。
請參閱第2圖，第2圖係為本發明一射頻傳輸裝置(RF transmitter)200的一實施例的示意圖，其中射頻傳輸裝置200可依據本發明之複數個實施例來實行之，舉例來說，可實作於第1圖所示之傳輸器鏈107之中。第2圖所示之射頻傳輸裝置200包含一數位訊號處理模組(digital signal processing module)210，其中數位訊號處理模組210係用以接收包含要被傳輸至一射頻介面上的一個或複數個複合輸入訊號，舉例來說，可經由第1圖所示之天線102來傳輸之。於此實施例中，數位訊號處理模組210係用以自一數位基頻元件(digital baseband component，DBB component)(例如，第1圖所示之訊號處理邏輯電路108)接收一同相/正交輸入訊號，其中該同相/正交輸入訊號包含一第一(同相)訊號成分(亦即，同相輸入訊號)222以及一第二(正交)訊號成分(亦即，正交輸入訊號)224。數位訊號處理模組210另用以執行將所接收之複合輸入訊號(complex input signal)222及224映射至一第一維度數位控制字元(first dimension digital control word)(例如，同相控制字元(in- phase control word，IDPA_W)212)以及一第二維度數位控制字元(second dimension digital control word)(例如，正交控制字元(quadrature control word，QDPA_W)214)的映射操作，以及將該第一及第二維度數位控制字元輸出至功率放大模組(例如，二維數位功率放大器(two-dimensional digital power amplifier，2D-DPA)230。
於此實施例中，功率放大模組230包含一第一(同相)切換式功率單元陣列(array of switch-mode power cells)以及一第二(正交)切換式功率單元陣列，稍後將於第5圖詳述之。功率放大模組230係用以接收數位訊號處理模組210所輸出之該複數個數位控制字元，以及至少部份基於接收之該複數個數位控制字元(同相或正交)來產生一射頻訊號以供於一射頻介面(例如，經由天線102)上進行傳輸。
如此一來，射頻傳輸裝置200包含一基於複合訊號之架構，舉例來說，一基於同相/正交訊號之架構，因此，相較於數位極座標架構(因為振幅調變訊號及相位調變訊號於極座標設計結構中固有的頻寬延伸特性的緣故，其僅適用於窄頻調變訊號)來說，射頻傳輸裝置200係同時適用於窄頻與寬頻調變輸入訊號。再者，這種基於同相/正交訊號之架構可免去執行複合演算法(例如，數位極座標架構通常會需要的座標旋轉數位電腦演算法(coordinate rotation digital computer algorithm，CORDIC algorithm))，此外，射頻傳輸裝置200亦經功率放大模組230來延伸數位域(digital domain)，因而使尺寸可調性及數位元件之效率高於傳統射頻架構(具有線性功率放大器)許多。另外，第2圖所示之射頻傳輸裝置係利用切換式功率單元之高效率的優點。
切換式功率單元一般來說會呈現高度非線性(non-linearity)的輸入輸出關係，特別是當輸出功率很高的時候，因此，數位訊號處理模組210係用以執行將輸入訊號222及224(細節將詳述於後)映射至數位控制字元212及214的(二維)非均勻映射操作(non-uniform mapping)，如此一來，對輸入訊號222及224所執行之二維非均勻映射操作可提供輸入訊號222及224之預失真，因而使切換式功率單元之非線性可被補償，且仍位於數位域中。
於本發明之實施例中，為了要保存位於二維數位預失真元件(two-dimensional digital pre-distortion component，2D-DPD)250之輸出端的一特定頻譜(spectrum)，會需要以高於所接收之複合輸入訊號之取樣頻率的一取樣頻率(sampling rate)(例如，該輸入訊號之取樣頻率之三倍之區域)來執行數位域失真操作(digital pre-distortion)，因此，第2圖所示之射頻傳輸裝置200之中的數位訊號處理模組210包含執行向上取樣(up-sampling)及濾波處理的元件240，其中執行向上取樣及濾波處理的元件240係用以對所接收之複合輸入訊號222及224執行向上取樣操作以增加其取樣頻率(例如，功率放大模組230之資料輸入傳輸率(input data rate))。另外，於其他實施例中，輸入至功率放大模組230的訊號可包含「取樣及保持」(sample and hold)的操作，因此，可於功率放大模組230之輸出找到所謂的數位類比轉換器影像，其中數位類比轉換器影像係於功率放大模組230之輸出因取樣頻率而彼此保持距離。因此，對輸入訊號成分222及224執行向上取樣操作可增加上述影像之間距。
第2圖所示之射頻傳輸裝置200之中的數位訊號處理模組210另包含一數位預失真元件250，其中數位預失真元件250係用以執行將(經向上取樣之)輸入訊號242及244(亦即，訊號I_u及Q_u)映射至(同相及正交)數位控制字元212及214的非均勻映射操作。
舉例來說，如第3圖所示，數位訊號處理模組210可包含數位預失真元件250，其中數位預失真元件250係用以接收所接收之該複合數位輸入訊號之中經向上取樣的同相及正交訊號成分242及244，於一預失真設定資訊(pre-distortion profile information)350之中辨識最接近所接收之該複合數位輸入訊號的一預定向量，以及將所辨識之該預定向量映射至要被輸出的一數位控制字元集(set of digital control words)。於一實作範例中，預失真設定資訊350可至少部份基於功率放大模組230之輸入/輸出關係，更具體地說，預失真設定資訊350可至少部份基於功率放大模組230之複數個切換式功率元件的輸入/輸出關係，如此一來，可應用預失真操作至可補償功率放大模組特性(更具體地說，非線性切換式功率單元特性)的(經向上取樣之)同相及正交訊號成分242及244。有助益的是，利用預定及/或所映射的設定資訊之向量資料可使不同資料依據不同的數位功率放大模組之特定特性來提供，因此，數位訊號處理模組可實作於不同的傳輸裝置應用之中。
以第2圖及第3圖為例，其中數位預失真處理元件250係實作於一前饋路徑(feed-forward path)(相對於反饋路徑(feedback path))，因此，數位預失真處理元件250可直接補償功率放大模組230之非線性以供每一輸入取樣之用。這種取樣對取樣(sample-by-sample)的數位預失真操作會比在反饋路徑中對複數個輸入取樣取平均值的數位預失真操作更為準確及靈敏。
如第3圖所示，利用對所接收之複合輸入訊號222及224執行向上取樣操作以增加其取樣頻率至功率放大模組230之資料輸入傳輸率，可提供一共同時脈訊號310予數位預失真處理元件250及功率放大模組230。
因此，於第2圖所示之實施例，數位訊號處理模組210係用以接收複合(IQ)數位輸入訊號222及224、對所接收之訊號執行向上取樣及非均勻映射操作至數位控制字元212及214以應用預失真操作來補償功率放大模組230之非線性特性，以及將數位控制字元212及214輸出至功率放大模組230，其中數位控制字元212及214係用來驅動功率放大模組230以輸出代表經向上取樣之複合(IQ)數位輸入訊號222及224的一類比射頻訊號，更具體地說，用來將經向上取樣之複合(IQ)輸入訊號242及244映射至數位控制字元212及214的預失真處理設定資訊350可至少部份基於功率放大模組230之複數個切換式功率元件陣列的輸入/輸出關係，以適應性(adaptively)地補償該複數個切換式功率元件陣列的非線性特性，因此，數位訊號處理模組210可於射頻傳輸裝置200之一前饋路徑內提供二維(IQ)數位預失真處理功能。
為了得到過取樣(over-sampling)的優點，需要將數位訊號處理模組210運作在夠高的處理速度，然而，亦希望數位訊號處理模組210具有盡可能低的功率損耗，故而從功率損耗的觀點來看，高電路速度並不可行。因為數位演算法會受限於可用的電路速度，所以為了達到高處理速度且將功率損耗降到最低，從實作的觀點來看，會需要簡單且有效的數位演算法。
請參閱第4圖，第4圖係為本發明射頻傳輸裝置之一實施例的簡化功能方塊示意圖，其中射頻傳輸裝置400可實作於第1圖所示之傳輸器鏈107之中。於此實施例中，射頻傳輸裝置400係實作於一積體電路(integrated circuit device)405之中。第4圖所示之射頻傳輸裝置400包含一個或複數個數位訊號處理模組(例如，數位訊號處理模組410)。(至少一)數位訊號處理模組410係用以接收一複合(同相/正交)數位輸入訊號420、連續地以漸增精細粒度(progressively finer granularity)來對所接收之該複合數位輸入訊號420執行一預失真操作、同時逐漸增加所接收之該複合數位輸入訊號420的一取樣頻率，以及輸出同相之一第一數位控制字元(in-phase digital control word，IDPA_W)412及正交之一第二數位控制字元(quadrature digital control word，QDPA_W)414來控制至少一數位功率放大元件(例如，數位功率放大模組230)產生代表所接收之該複合數位輸入訊號420的一射頻訊號。
如此一來，對於複合數位輸入訊號420所執行之至少一部份操作可以較低的電路處理速度被執行，因而降低執行這些訊號處理所需的能量損耗，以及簡化需執行於較高處理速度(例如功率放大模組230之資料輸入傳輸率)的較精細粒度之操作所需要的演算法。
舉例來說，如第4圖所示，數位訊號處理模組410可包含複數個數位預失真元件。該複數個數位預失真元件係用以於所接收之該複合數位輸入訊號420的該取樣頻率係逐漸增加的同時，連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號420執行該預失真操作，更具體地說(將詳述於第5圖)，數位訊號處理模組410可包含一第一數位預失真處理元件(係以全域二維數位預失真處理及映射元件(Global 2D-DPD and Mapper)表示之)430。第一數位預失真處理元件430係用以接收複合數位輸入訊號425及數位功率放大模組230之一二維預失真設定資訊530，以及輸出與所接收之該複合數位輸入訊號相關之數位功率放大元件230之預失真設定資訊530之一子群組的至少一指示。
更具體地說，數位訊號處理模組410係用以接收包含同相之一第一訊號成分422及正交之一第二訊號成分424的一複合數位輸入訊號420，以及輸出同相之一第一數位控制字元412及正交之一第二數位控制字元414控制數位功率放大模組230產生代表所接收之該複合數位輸入訊號420的一複合射頻訊號。第4圖所示之數位訊號處理模組410包含一第一向上取樣元件450，其中第一向上取樣元件450係用以對所接收之複合輸入訊號成份422及424執行一向上取樣操作以增加數位輸入訊號425之取樣頻率，舉例來說，自基頻資料傳輸率(例如，20MHz的)增加至中頻資料傳輸率(例如，100MHz)。第一數位預失真處理元件430係用來接收經向上取樣的數位輸入訊號成份425(其包含中頻資料傳輸率)及預失真設定資訊530(請參閱第5圖)、於預失真設定資訊530之中辨識最接近所接收之該複合數位輸入訊號425的一預定向量，以及將所辨識之該預定向量映射至一數位控制字元集合(亦即，複數個全域碼字(global codeword))432及434來提供預失真設定資訊530之一減小之子群組的一指示。於一些實施例中，預失真設定資訊530可至少部份基於功率放大模組230之輸入/輸出關係，更具體地說，預失真設定資訊530可至少部份基於功率放大模組230之該複數個切換式功率放大單元陣列的輸入/輸出關係，如此一來，可應用預失真操作至經向上取樣之輸入訊號成分425，其中經向上取樣之輸入訊號成分425係以一第一粒度(粗糙的)來補償功率放大模組的特性(更具體地說，切換式功率放大單元陣列之非線性特性)。
數位訊號處理模組410另包含至少一下一級預失真處理元件(one further pre-distortion component)。該下一級預失真處理元件係用以接收具有大於一前一級預失真處理元件(preceding pre-distortion component)之取樣頻率的該複合數位輸入訊號，以及由該前一級預失真處理元件所輸出的該數位功率放大元件之該預失真設定資訊的一子群組(sub-set)之至少一指示；以及輸出與所接收之該複合數位輸入訊號相關之該數位功率放大元件之該預失真設定資訊的一減小之子群組(reduced sub-set)之至少一指示。對下一級預失真處理元件來說，上一級預失真處理元件的輸出是下一級預失真處理元件的全域碼字，也就是說，下一級預失真處理元件是在上一級預失真處理元件所找到的預失真設定資訊的子群組的範圍內確定一個相對減小的子群組。
更具體地說，第4圖所示之數位訊號處理模組410另包含一進一步向上取樣元件455，其中向上取樣元件455係用以對所接收之數位輸入訊號425(例如，第5圖所示之訊號I_b及Q_b)執行一向上取樣操作，以將其取樣頻率自中頻資料傳輸率(例如，100MHz)再增加至功率放大模組230之資料輸入傳輸率(例如，800MHz)。數位訊號處理模組410另可包含一末級預失真處理元件(final pre-distortion component)(係以區域二維數位預失真處理及映射元件(local 2D-DPD and Mapper)表示之)440。末級預失真處理元件440係用以接收進一步的經向上取樣之數位輸入訊號(例如，第5圖所示之訊號I_u及Q_u)427以及指示出由第一預失真處理元件430所輸出之預失真設定資訊530之一減小之子群組的數位控制字元集432及434。末級預失真處理元件440另以數位控制字元412及414之格式來輸出用於數位功率放大模組230之預失真設定資訊的一減小之子群組之一指示，以控制數位功率放大模組230產生代表所接收之該複合數位輸入訊號420之一射頻訊號。
如此一來，藉由執行於每一向上取樣級(up-sampled stage)的漸增預失真操作，數位輸入訊號420係被漸增地向上取樣，因此，於此實施例中，數位訊號處理模組410係以100MHz之中頻資料傳輸率來對輸入訊號執行一第一級粗糙粒度預失真操作，以及以800MHz之功率放大器模組資料輸入傳輸率來對輸入訊號執行一第二級較細粒度預失真操作。於一實作範例中，數位訊號處理模組410另可包含一內插處理元件(interpolation component)(係以L個碼字之保持(或內插)操作(Hold(or Interp.) for L Codewords)表示之)460。內插處理元件460係耦接於複數個彼此接續的預失真處理元件(亦即，430與440)之間，以一第一資料傳輸率來接收由一前一級預失真處理元件所輸出之該預失真設定資訊的一子群組之複數個指示、執行由一前一級預失真處理元件所輸出之該預失真設定資訊的一子群組之該複數個指示的一內插處理，以及以一漸增資料傳輸率來將該預失真設定資訊的一子群組之複數個內插處理指示輸出至一接續的預失真處理元件。更具體地說，內插處理元件460係以經向上取樣之訊號425的中頻資料傳輸率(亦即，100MHz)來接收指示出由第一預失真處理元件430所輸出之預失真設定資訊530的一子群組的數位控制字元集432及434，以及以功率放大模組230之已增加的資料傳輸率(亦即，800MHz)來輸出用以提供該預失真設定資訊的一子群組之複數個內插指示的數位控制字元集(亦即，第5圖所示之字元c_I及c_Q)465。如此一來，該預失真設定資訊的一子群組之複數個內插指示會以與接收輸入訊號427相同的資料傳輸率(向上取樣)來提供給第二(末級)預失真處理元件440。在一種實施方式中，預失真處理元件接收到經過內插處理的數位控制字元集之後，在經過內插處理的數位控制字元集所指示的子群組中，辨識最接近該預失真處理元件所接收的複合數位輸入信號的一預定向量，以及將所辨識的該預定向量映射至同相及正交的多個數位控制字元，來提供該數位功率放大元件的該預失真設定資訊的一減小的子群組的至少一指示。
於第4圖所示之實施例中，為了易於瞭解，數位訊號處理模組410係包含一第一(全域)預失真處理元件430及一第二(區域)預失真處理元件440，用以於兩級電路中執行向上取樣操作及連續地對輸入訊號420執行預失真操作，然而，熟習技藝者應可了解數位訊號處理模組410可包含任何合適數量的疊接(cascaded)預失真處理元件。
舉例來說，如第6圖所示，數位訊號處理模組600係為數位訊號處理模組410的一設計變化，其可包含具有一第一向上取樣級(包含一第一向上取樣元件610)與一第一預失真處理級(包含一第一數位預失真處理元件615)的N級漸增架構(N-stage progressive architecture)。第一向上取樣元件610係用以對所接收之複合輸入訊號420執行一向上取樣操作以將其取樣頻率自基頻資料傳輸率(例如，20MHz)增加至訊號612所具有之中頻資料傳輸率(例如，100MHz)。第一數位預失真處理元件615係以訊號612之第一中頻資料傳輸率來接收由第一向上取樣元件610所輸出之數位輸入訊號，以及接收數位功率放大模組230之預失真設定資訊530，並輸出與所接收之該複合數位輸入訊號相關之用來指示出數位功率放大模組230之預失真設定資訊530的一子群組的數位控制字元集。
包含第6圖所示之N級漸增架構的數位訊號處理模組600另可包含N-1下一級向上取樣級與下一級預失真處理級，更具體地說，數位訊號處理模組600係包含具有三級向上取樣與預失真處理的四級漸增架構。
一第二向上取樣級與一第二預失真處理級包含一第二向上取樣元件620及一第二預失真處理元件625。第二向上取樣元件620係用以對所接收之經向上取樣的複合輸入訊號執行一再向上取樣操作以將其取樣頻率自第一中頻資料傳輸率(例如，100MHz)增加至訊號622所具有之第二中頻資料傳輸率(例如，200MHz)。第二數位預失真處理元件625係以訊號622之第二中頻資料傳輸率來接收由第二向上取樣元件620所輸出之數位輸入訊號，以及接收數位功率放大模組230之預失真設定資訊530，並輸出與所接收之該複合數位輸入訊號相關之用來指示出數位功率放大模組230之預失真設定資訊530的一減小之子群組的數位控制字元集。
一第三向上取樣級與一第三預失真處理級包含一第三向上取樣元件630及一第三預失真處理元件635。第三向上取樣元件630係用以對所接收之經向上取樣的複合輸入訊號執行一再向上取樣操作以將其取樣頻率自第二中頻資料傳輸率(例如，200MHz)增加至訊號632所具有之第三中頻資料傳輸率(例如，400MHz)。第三數位預失真處理元件635係以訊號632之第三中頻資料傳輸率來接收由第三向上取樣元件630所輸出之數位輸入訊號，以及接收數位功率放大模組230之預失真設定資訊530，並輸出與所接收之該複合數位輸入訊號相關之用來指示出數位功率放大模組230之預失真設定資訊530的一再減小之子群組的數位控制字元集。
一第四向上取樣級(於此實施例中，為末級向上取樣)與一第四預失真處理級(於此實施例中，為末級預失真處理)包含一第四向上取樣元件640及一第四數位預失真處理元件645。第四向上取樣元件640係用以對所接收之經向上取樣的複合輸入訊號執行一再向上取樣操作以將其取樣頻率自第三中頻資料傳輸率(例如，400MHz)增加至一功率放大模組230之輸入資料傳輸率之訊號642所具有之第四中頻資料傳輸率(例如，800MHz)。第四數位預失真處理元件645係以訊號642之第四中頻資料傳輸率來接收由第四向上取樣元件640所輸出之數位輸入訊號，以及接收數位功率放大模組230之預失真設定資訊530，並以數位控制字元412及414的格式來輸出用以指示出數位功率放大模組230之預失真設定資訊530的一又減小之子群組的數位控制字元集，以控制數位功率放大模組230產生表示所接收之該複合數位輸入訊號420的一射頻訊號。
包含第6圖所示之N級漸增架構的數位訊號處理模組600另可包含複數個內插處理元件617、627及637，其中複數個內插處理元件617、627及637係耦接於彼此接續的數位預失真處理元件615、625、635及645之間。
一第一內插處理元件617係耦接於第一數位預失真處理元件615與第二數位預失真處理元件625之間，第一內插處理元件617係以由第一向上取樣元件610所輸出之數位輸入訊號612之第一中頻資料傳輸率(亦即，100MHz)來接收由第一預失真處理元件615所輸出之用來指示出預失真設定資訊530之一子群組的數位控制字元集，以及以由第二向上取樣元件620所輸出之數位輸入訊號622之第二中頻資料傳輸率(亦即，200MHz)來輸出用以指示出預失真設定資訊530之一子群組的經內插處理的數位控制字元集。
一第二內插處理元件627係耦接於第二數位預失真處理元件625與第三數位預失真處理元件635之間，第二內插處理元件627係以由第二向上取樣元件620所輸出之數位輸入訊號622之第二中頻資料傳輸率(亦即，200MHz)來接收由第二預失真處理元件625所輸出之用來指示出預失真設定資訊530之一減小之子群組的數位控制字元集，以及以由第三向上取樣元件630所輸出之數位輸入訊號632之第三中頻資料傳輸率(亦即，400MHz)來輸出用以指示出預失真設定資訊530之一減小之子群組的經內插處理的數位控制字元集。
一第三內插處理元件637係耦接於第三數位預失真處理元件635與第四數位預失真處理元件645之間，第三內插處理元件637係以由第三向上取樣元件630所輸出之數位輸入訊號632之第三中頻資料傳輸率(亦即，400MHz)來接收由第三預失真處理元件635所輸出之用來指示出預失真設定資訊530之一減小之子群組的數位控制字元集，以及以由第四向上取樣元件640所輸出之數位輸入訊號642之第四中頻資料傳輸率(亦即，800MHz)來輸出用以指示出預失真設定資訊530之一再減小之子群組的經內插處理的數位控制字元集。
因此，串接的準確性漸增之預失真處理級可實施於漸增的處理速度。
請參閱第7圖，第7圖係為本發明包含一數位訊號處理模組710之一射頻傳輸裝置之一實施例的示意圖，其中第7圖所示之數位訊號處理模組710另包含一雜訊整形元件720。雜訊整形元件720係用以自至少一數位預失真處理元件接收該複合數位輸入訊號及至少一回授訊號，至少部份基於該至少一回授訊號來對該複合數位輸入訊號執行一雜訊整形操作，以及輸出至少一經雜訊整形之複合數位輸入訊號。更具體地說，雜訊整形元件720係用以接收複合數位輸入訊號420(其資料傳輸率經向上取樣操作而增加至功率放大模組230之資料輸入傳輸率)及自一末級數位預失真處理元件730接收一複合回授訊號，以及將經雜訊整形之複合數位輸入訊號輸出至末級數位預失真處理元件730。末級數位預失真處理元件730係用以接收經雜訊整形之複合數位輸入訊號，對經雜訊整形之複合數位輸入訊號執行非均勻映射操作，以及輸出數位控制字元集412及414以控制數位功率放大模組230產生表示所接收之該複合數位輸入訊號420的一射頻訊號。
如此一來，複合數位輸入訊號420之雜訊整形操作可執行於數位域內，以及可執行於在進行非均勻映射操作以映射至數位控制字元集412及414之前的向前饋入路徑內，因而使雜訊整形操作係維持在遠離載波(carrier)的範圍，故可改善想要的遠離頻帶之頻譜。更具體地說，假定上述雜訊整形操作可透過可設定及/或可編程(configurable/programmable)雜訊轉移函數(noise transfer function)來執行，因此，射頻傳輸裝置可被設定及/或編程以執行所需之雜訊整形操作來滿足複數種不同無線標準共存之迫切需求。
如第7圖所示，雜訊整形元件720及末級數位預失真處理元件730可用來形成一三角積分調變器(delta-sigma modulator，ΔΣmodulator)750，如此一來，由數位訊號處理模組710內附數個數位預失真處理元件所引起的量化雜訊(quantization noise)可被補償之。如第8圖所示，經向上取樣之複合輸入訊號包含一二維向量x (n)810，此外，向量x (n)810之同相值與正交值可分別位於一數值範圍(例如，-4095～+4095)之間，因此，需要有13位元之二元字元來代表向量x (n)810以涵蓋向量x (n)810全部的範圍。在習知三角積分調變器中，向量x (n)810可直接被輸入位於三角積分調變器中的雜訊整形元件的加法器(adder)，也就是說，將需要至少有13位元的加法器。因為加法器亦位於回授路徑中，且13位元之加法器執行加法運算會耗費一些時間，所以會對習知三角積分調變器整體的處理速度產生不好的影響，換言之，習知三角積分調變器所採用的操作時脈不能夠太高。再者，由於習知三角積分調變器之加法器具有許多位元，故功率損耗會比較多。
然而，在第7圖及第8圖所揭示之實施例中，複合輸入訊號係已被映射至一預定數位功率放大器向量點u(n)，通常以數位功率放大器(例如，前一級數位預失真處理元件之中，舉例來說，第8圖所示之區域數位預失真處理元件(local digital pre-distortion component)820)之二維設定資訊內的向量點830來表示。於此實施例中，對於經向上取樣之複合輸入訊號來說，不同於在習知三角積分調變器之中使用向量x (n)810來作為三角積分調變器750中雜訊整形元件720之加法器的輸入，而是使用向量x (n)810與向量點u (n)830之間的一差值(亦即，向量v (n)840)，其中該差值可透過區域三角積分調變器750之外的加法器825來得到。向量v (n)840接著會被用來作為三角積分調變器750中雜訊整形元件720之加法器的輸入。向量v (n)840之同相值與正交值通常位於一數值範圍(例如，-7～+7)之間，因此，三角積分調變器750之中的雜訊整形元件720僅需要4位元的加法器。由於回授路徑內僅需要4位元加法器，故可大幅提升具有嵌入式(embeded)二維數位預失真操作之整體區域三角積分調變器750的處理速度。另外，由於雜訊整形元件720需比較少位元數目的加法器，故具有嵌入式二維數位預失真操作之該區域三角積分調變器750的功率損耗也會大幅減少。
在對區域三角積分調變器750與習知三角積分調變器兩者所分別執行之雜訊整形操作的進行比較的情形下，假設區域三角積分調變器750及習知三角積分調變器兩者的回授初始值均為向量e (n)(亦即，第8圖所示之向量850)。對於習知三角積分調變器來說，由三角積分調變器之雜訊整形元件所輸出之二維向量f (n)可表示為f (n)=x (n)+h(n)*e (n)，其中「*」代表分量迴旋(component-wise convolution)，這是因為向量x(n)810係直接輸入至習知三角積分調變器中雜訊整形元件的加法器。相反地，對於區域三角積分調變器750來說，雜訊整形元件720所輸出之二維向量f (n)(亦即，向量880)可表示為f (n)=v (n)+h(n)*e (n)=(x (n)-u (n))+h(n)*e (n)，這是因為向量v (n)840係直接輸入至區域三角積分調變器750中雜訊整形元件720的加法器。
區域三角積分調變器750與習知三角積分調變器之中彼此相對的嵌入式預失真處理元件會將同一輸入向量x (n)810映射至數位功率放大器之二維設定資訊中的同一向量點，這是因為經由映射後的向量y (n)最接近向量f (n)，其中向量f (n)係為向量x (n)經移頻整形後的向量。舉例來說，對於下一時脈週期來說，習知三角積分調變器之新誤差向量e (n)=y (n)-(習知f(n))，其中向量y (n)包含輸出向量，其以860示出。區域三角積分調變器750之新誤差向量e (n)=w (n)-(區域f(n))，其中向量w (n)以870示出。上述兩回授值e (n)係分別對應於三角積分調變器之雜訊整形元件所輸出之向量f (n)與數位功率放大器設定之二維設定資訊之中的一數位功率放大器向量點之間的差值，其中數位功率放大器設定係分別為習知三角積分調變器之向量y (n)或數位功率模組230(亦即，第8圖所示之數位功率放大器陣列及合併元件(DPA array and combining))所輸出之區域三角積分調變器750之向量w(n)所代表之。因此，區域三角積分調變器750及習知三角積分調變器所分別對應之回授值e (n)會包含同一向量，其中此同一向量可被用作區域三角積分調變器750及習知三角積分調變器之回授向量e (n)，因此，區域三角積分調變器750及習知三角積分調變器可實作出相同的雜訊整形操作。
值得注意的是，將方程式：
習知f (n)=x (n)+h(n)*e (n)代入方程式：
e (n)=y (n)-(習知f(n))，可得
y (n)=x (n)+(δ(n)+h(n))*e (n)，
其中y (n)係為功率放大元件之(量化)數位輸出860、x (n)係為輸入訊號，以及e (n)係為量化誤差，此外，δ(n)+h(n)實現量化誤差e (n)的整形操作。
利用改變h(n)，可實現想要的雜訊整形操作。因為具有嵌入式二維數位預失真操作之區域三角積分調變器750係採用向量v (n)840(其具有較少位元數)作為輸入，具有嵌入式二維數位預失真操作之三角積分調變器750會耗費較少功率且可操作於較高的時脈。
因此，於此實施例中，雜訊整形元件720及末級數位預失真處理元件730可用來形成一區域三角積分調變器750(其包含末級數位預失真處理元件730嵌入其中)，其中只需要對預失真設定資訊之一區域性子群組執行三角積分調變操作。這種包含末級數位預失真處理元件730嵌入其中之一區域三角積分調變器750不僅可達成與具有嵌入式預失真處理元件之習知三角積分調變器相同的雜訊整形操作及數位預失真操作，亦可透過雜訊整形元件720之位元數的縮減來大幅降低功率損耗。再者，如上所述，藉由以漸增精細粒度來對所接收之數位輸入訊號執行預失真操作以及實作出包含末級數位預失真處理元件730嵌入其中之區域三角積分調變器750，可增加三角積分調變器750能夠操作的時脈。
請參閱第9圖，第9圖係為本發明產生一射頻訊號以於一射頻介面上進行傳輸的方法之一實施例的簡化流程圖。第9圖所示之方法係於步驟910開始執行，接著執行步驟920以接收包含要在射頻介面上傳輸之資訊的數位同相/正交輸入訊號。接下來，於步驟930中，以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一預失真操作，在大致相同的時間，於步驟940中，逐漸增加所接收之該複合數位輸入訊號的一取樣頻率。於步驟950中，對經向上取樣的訊號執行一雜訊整形操作，舉例來說，可基於來自一末級數位預失真處理級的回授來執行之。於步驟960中，基於一功率放大模組之一非均勻預失真設定，對經雜訊整形處理及向上取樣之輸入訊號執行數位預失真處理以產生同相及正交數位控制字元。於步驟970，輸出用來控制數位功率放大器處理元件的數位控制字元，最後，該方法於步驟980結束執行。
本發明的實施例大部分可以使用此領域具有通常知識者所週知的電子元件以及電路加以實作。相應地，為了更好的理解本發明的基礎概念以及為了不對本發明進行模糊或誤導的教示，在此不再對本發明做非必要的更詳細的描述。
雖然本發明已以具體實施例揭露如上，然而明顯地，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾。
耦接一詞在此係包含節點、單元或設備之間的任何電氣連接手段。相應地，除非在別處進行了說明，本文中的耦接係包括任何直接及間接的連接。且在本文中，耦接包含一單獨的連接、複數連接、單向的連接以及雙向的連接，只是在不同的實施例中，耦接的實作方式可能得到改變。舉例來說，不同的單向連接可以代替實現雙向連接，反之亦然。同時，一複數連接也可以用一能夠在同一時間連續地傳送複數個訊號的單獨的連接的方式與以實現。同樣地，承載複數個訊號的單獨連接方式也可以被分離為複數個不同的連接，其中每個連接承載上述複數個訊號的一個子集。
本說明書中所描述的每個訊號均應被設計為正邏輯或者負邏輯。若係一負邏輯訊號，該訊號為相對於邏輯零位準為真狀態的低位準。若係一正邏輯訊號，該訊號則為相對於邏輯零位準為真狀態的高位準。需要注意的是，本說明書中所描述的任何訊號均被設計為不是負邏輯訊號便為正邏輯訊號。因此，在一實施例中被描述為正邏輯的訊號可能在另一實施例中為負邏輯訊號，反之亦然。
此外，在本說明書中所用的「生效」、「設置」以及「無效」詞語實質上係指代一訊號或者狀態位的邏輯真狀態或邏輯假狀態。若該邏輯真狀態代表邏輯位準1，則邏輯假狀態代表邏輯位準0。以及若邏輯真狀態代表邏輯位準0，則邏輯假狀態代表邏輯位準1。
在說明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定的元件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，硬體製造商可能會用不同的名詞來稱呼同一個元件。本說明書及後續的申請專利範圍並不以名稱的差異來作為區分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區分的準則。
此外，所屬技術領域中具有通常知識者應該瞭解，上述所描述的操作僅係示例性的說明。在發明中複數個操作可以被合併為一個單獨的操作，同時一個單獨的操作也可以被分解為複數個操作。本發明的一些實施例中可能透過複數個實例對一些特定操作進行了描述，但是各個操作之間的順序在本發明的其他實施例中可以被改變。
此外，在本發明中，其他的修訂、改變以及替換也是可以被允許的。本說明書所舉之所有實施例以及附圖均可以看作是對本發明的示例性的說明而並非是對本發明的限制。
在本發明的申請專利範圍當中，置於括號中的任何信息並非解釋為限制本發明的申請範圍。「包含」一詞應解釋成「包含但不限定於」，其並不排除沒有列入至申請專利範圍的其他元件或者步驟。此外，此處所用的詞語「一」係對一個或多於一個的限定。除非在別處有特定的限定，例如「第一」、「第二」或類似的用詞僅用以對不同的元素以及事項進行區分，並非用於對不同元素之間的優先順序進行任何限定。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100．．．電子裝置
102．．．天線
104．．．天線開關
106．．．接收器鏈
107．．．傳輸器鏈
108．．．訊號處理邏輯電路
110．．．使用者介面
116．．．記憶體元件
118．．．計時器
130．．．振盪器
200、400、600．．．射頻傳輸裝置
210、410、710．．．數位訊號處理模組
230．．．功率放大模組
240．．．向上取樣及濾波處理元件
250、430、440、615、625、635、645、730、820．．．數位預失真處理元件
405．．．積體電路
450、455、610、620、630、640．．．向上取樣及濾波處理元件
460、617、627、637．．．內插處理元件
720．．．雜訊整形元件
750．．．三角積分調變器
825．．．加法器
第1圖為本發明電子裝置之一實施例的部份功能方塊示意圖。
第2圖為本發明一射頻傳輸裝置的一實施例的功能方塊示意圖。
第3圖為第2圖所示之射頻傳輸裝置的一數位訊號處理模組之一實施例的功能方塊示意圖。
第4圖為本發明射頻傳輸裝置之一實施例的功能方塊示意圖。
第5圖為第4圖所示之射頻傳輸裝置的一數位訊號處理模組之一實施例的功能方塊示意圖。
第6圖為第4圖所示之射頻傳輸裝置的一數位訊號處理模組之一實施例的功能方塊示意圖。
第7圖為本發明射頻傳輸裝置之一實施例的功能方塊示意圖。
第8圖為第4圖所示之射頻傳輸裝置的一數位訊號處理模組之一功能方塊示意圖。
第9圖為本發明產生一射頻訊號以於一射頻介面上進行傳輸的方法之一實施例的流程圖。
102．．．天線
108．．．訊號處理邏輯電路
230．．．功率放大模組
400．．．射頻傳輸裝置
405．．．積體電路
410．．．數位訊號處理模組
430．．．第一(全域)預失真處理元件
440．．．第二(區域)預失真處理元件
450、455．．．向上取樣及濾波處理元件
460．．．內插處理元件

Claims (17)

  1. 一種射頻傳輸裝置，包含：至少一數位訊號處理模組，用以：接收一複合數位輸入訊號；連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一預失真操作；同時逐漸增加所接收之該複合數位輸入訊號的一取樣頻率；以及輸出同相之一第一數位控制字元及正交之一第二數位控制字元，來控制至少一數位功率放大元件產生代表所接收之該複合數位輸入訊號的一射頻訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一數位訊號處理模組係用以連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一二維預失真操作。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一數位訊號處理模組包含：串接的複數個數位預失真處理元件，用以於所接收之該複合數位輸入訊號的該取樣頻率逐漸增加的同時，連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行該預失真操作。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之射頻傳輸裝置，其中該複數個數位預失真處理元件包含：一第一數位預失真處理元件，用來接收包含一第一取樣頻率之該複合數位輸入訊號以及該數位功率放大元件之一預失真設定資訊。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一數位訊號處理模組係輸出該數位功率放大元件之該預失真設定資訊之一子群組的至少一指示。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之射頻傳輸裝置，其中該複數個數位預失真處理元件包含：至少一前一級預失真處理元件以及一下一級預失真處理元件，其中該下一級預失真處理元件用於接收取樣頻率大於該前一級預失真處理元件所接收之複合數位輸入訊號之取樣頻率的複合數位輸入訊號，以及接收該前一級預失真處理元件所輸出的該數位功率放大元件之一預失真設定資訊的一子群組之至少一指示；以及輸出該數位功率放大元件之該預失真設定資訊的一減小之子群組的至少一指示。
  7. 如申請專利範圍第3項所述之射頻傳輸裝置，其中該複數個數位預失真處理元件包含：至少一前一級預失真處理元件以及一末級預失真處理元件，其中該末級預失真處理元件，用以接收取樣頻率大於該前一級預失真處理元件所接收之複合數位輸入訊號之取樣頻率的複合數位輸入訊號，以及接收由該前一級預失真處理元件所輸出的該數位功率放大元件之一預失真設定資訊的一子群組之至少一指示；以及輸出該數位功率放大元件之該預失真設定資訊的一減小之子群組之至少一指示，其中所輸出的該指示包含用來控制至少一數位功率放大元件產生代表所接收之該複合數位輸入訊號之一射頻訊號的同相及正交之複數個數位控制字元。
  8. 如申請專利範圍第3項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一數位訊號處理模組另包含：至少一雜訊整形元件，用以接收該複合數位輸入訊號及自該複數個數位預失真處理元件中至少一數位預失真處理元件接收至少一回授訊號，且至少部份基於該至少一回授訊號來對該複合數位輸入訊號執行一雜訊整形操作，以及輸出至少一經雜訊整形之複合數位輸入訊號。
  9. 如申請專利範圍第3項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一數位訊號處理模組另包含：至少一雜訊整形元件，且複數個數位預失真處理元件包含一前一級預失真處理元件以及一下一級預失真處理元件，其中該雜訊整形元件用以接收該複合數位輸入訊號與一預定向量的差值，該預定向量為前一級預失真處理元件於一預失真設定資訊之中辨識出的最接近其所接收之複合數位輸入訊號的向量，並從下一級數位預失真處理元件接收至少一回授訊號，至少部份基於該至少一回授訊號來對該差值執行一雜訊整形操作，以及輸出至少一經雜訊整形之複合數位輸入訊號。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一數位預失真處理元件係用以接收該至少一經雜訊整形之複合數位輸入訊號，執行將該至少一經雜訊整形之複合數位輸入訊號映射至同相及正交之複數個數位控制字元的一二維非均勻映射操作，以及輸出同相及正交之複數個數位控制字元來控制該數位功率放大元件產生代表所接收之該複合數位輸入訊號的該射頻訊號。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一雜訊整形元件以及該至少一數位預失真處理元件係形成一三角積分調變器的一部份。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一數位訊號處理模組包含：一區域三角積分調變器，其包含嵌入該區域三角積分調變器中的一末級預失真處理元件，該末級預失真處理元件用以執行一數位預失真操作。
  13. 如申請專利範圍第3項所述之射頻傳輸裝置，其中每一數位預失真處理元件係用以：接收該複合數位輸入訊號；於該數位功率放大元件之一預失真設定資訊之中辨識最接近所接收之該複合數位輸入訊號的一預定向量；以及將所辨識之該預定向量映射至同相及正交之複數個數位控制字元，來提供該數位功率放大元件之該預失真設定資訊的一減小之子群組之至少一指示。
  14. 如申請專利範圍第4項所述之射頻傳輸裝置，其中該預失真設定資訊係至少部份基於該功率放大元件之一輸入/輸出關係。
  15. 如申請專利範圍第3項所述之射頻傳輸裝置，其中該至少一數位訊號處理模組另包含：至少一內插處理元件，耦接於彼此接續的複數個預失真處理元件之間，用以：接收由一前一級預失真處理元件所輸出之該預失真設定資訊的一子群組之一第一資料傳輸率的複數個指示；執行由一前一級預失真處理元件所輸出之該預失真設定資訊的一子群組之該複數個指示的一內插操作；以及以一漸增資料傳輸率來將該預失真設定資訊之一子群組的一經內插處理之指示輸出至一接續的預失真處理元件。
  16. 一種無線通訊裝置，包含：至少一數位訊號處理模組，用以：接收一複合數位輸入訊號；連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一預失真操作；同時逐漸增加所接收之該複合數位輸入訊號的一取樣頻率；以及輸出同相之一第一數位控制字元及正交之一第二數位控制字元；以及至少一數位功率放大元件，用以接收同相之該第一數位控制字元及正交之該第二數位控制字元，其中同相之該第一數位控制字元及正交之該第二數位控制字元係用以控制代表所接收之該複合數位輸入訊號的一射頻訊號的產生。
  17. 一種產生一射頻訊號以於一射頻介面上進行傳輸的方法，包含：接收一複合數位輸入訊號；連續地以漸增精細粒度來對所接收之該複合數位輸入訊號執行一預失真操作；同時逐漸增加所接收之該複合數位輸入訊號的一取樣頻率；以及輸出同相之一第一數位控制字元及正交之一第二數位控制字元，來控制至少一數位功率放大元件產生代表所接收之該複合數位輸入訊號的一射頻訊號。
TW101114196A 2011-04-21 2012-04-20 射頻傳輸裝置、無線通訊裝置及產生射頻訊號以於射頻介面上進行傳輸的方法 TWI429210B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201161477684P 2011-04-21 2011-04-21
US201161500900P 2011-06-24 2011-06-24
US13/298,282 US9647866B2 (en) 2011-04-21 2011-11-16 RF transmitter, integrated circuit device, wireless communication unit and method therefor
US13/351,209 US9379742B2 (en) 2011-04-21 2012-01-16 RF transmitter, integrated circuit device, wireless communication unit and method therefor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201244389A TW201244389A (en) 2012-11-01
TWI429210B true TWI429210B (zh) 2014-03-01

Family

ID=47032149

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW101105445A TWI502899B (zh) 2011-04-21 2012-02-20 射頻發射器、集成電路設備、無線通訊單元及方法
TW101114196A TWI429210B (zh) 2011-04-21 2012-04-20 射頻傳輸裝置、無線通訊裝置及產生射頻訊號以於射頻介面上進行傳輸的方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW101105445A TWI502899B (zh) 2011-04-21 2012-02-20 射頻發射器、集成電路設備、無線通訊單元及方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9379742B2 (zh)
EP (2) EP2515444B1 (zh)
CN (1) CN102752247B (zh)
TW (2) TWI502899B (zh)
WO (2) WO2012142873A1 (zh)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102970740A (zh) * 2012-11-02 2013-03-13 长沙景嘉微电子股份有限公司 射频通信接收机中的数据流控制设备和相关方法
CN103888155B (zh) * 2012-12-21 2016-04-06 联发科技（新加坡）私人有限公司 射频发射机、集成电路器件、无线通信单元及相关方法
US9813086B2 (en) * 2012-12-21 2017-11-07 Mediatek Singapore Pte. Ltd RF transmitter, integrated circuit device, wireless communication unit and method therefor
US9813223B2 (en) 2013-04-17 2017-11-07 Intel Corporation Non-linear modeling of a physical system using direct optimization of look-up table values
CN103414671B (zh) * 2013-07-16 2016-12-28 清华大学 基于单位基函数的2d-dpd迭代削减算法及应用
US9306506B1 (en) * 2014-11-24 2016-04-05 Analog Devices Global Apparatus and methods for dual loop power amplifier digital pre-distortion systems
TWI562874B (en) * 2014-12-19 2016-12-21 Merry Electronics Co Ltd Wireless transmission device and robot arm using the same
WO2016112532A1 (en) * 2015-01-16 2016-07-21 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Signal transmitting apparatus and signal transmitting method
KR102040546B1 (ko) * 2018-02-22 2019-11-06 엘지전자 주식회사 무선 주파수 증폭기 회로 및 이를 구비하는 이동 단말기
US10338646B1 (en) * 2018-02-22 2019-07-02 Lg Electronics Inc. Radio frequency amplifier circuit and mobile terminal having the same
WO2022183177A1 (en) * 2021-02-25 2022-09-01 Analog Devices, Inc. Local oscillator clock shaping for pre-distortion

Family Cites Families (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2652965A1 (fr) 1989-10-06 1991-04-12 Philips Electronique Lab Dispositif de predistorsion pour systeme de transmission numerique.
US6054895A (en) * 1997-08-27 2000-04-25 Harris Corporation Apparatus and method for pre-distortion correction of a power amplifier stage
GB9823190D0 (en) 1998-10-23 1998-12-16 Nds Ltd Method and apparatus for reducing distorsion of digital data
US6298097B1 (en) 1999-05-11 2001-10-02 Wiseband Communications Inc. Amplifier with wideband digital predistortion
US6697436B1 (en) 1999-07-13 2004-02-24 Pmc-Sierra, Inc. Transmission antenna array system with predistortion
US6356146B1 (en) * 1999-07-13 2002-03-12 Pmc-Sierra, Inc. Amplifier measurement and modeling processes for use in generating predistortion parameters
WO2001008319A1 (fr) 1999-07-28 2001-02-01 Fujitsu Limited Dispositif radio avec compensation de distorsion
DE10012538C1 (de) 2000-03-15 2001-09-20 Fraunhofer Ges Forschung Digitaler I/Q-Modulator mit Vorverzerrung
US7203247B2 (en) 2001-07-23 2007-04-10 Agere Systems Inc. Digital predistortion technique for WCDMA wireless communication system and method of operation thereof
US20030179830A1 (en) 2002-03-25 2003-09-25 Eidson Donald B. Efficient, high fidelity transmission of modulation schemes through power-constrained remote relay stations by local transmit predistortion and local receiver feedback
US6816008B2 (en) 2002-12-31 2004-11-09 Alion Science And Technology Corporation Quasi-linear multi-state digital modulation through non-linear amplifier arrays
DE10320420B4 (de) 2003-05-07 2005-05-25 Siemens Ag Anordnung und Verfahren zur digitalen Vorverzerrung eines komplexen Basisband-Eingangssignals
US7133644B2 (en) 2003-06-06 2006-11-07 Interdigital Technology Corporation Digital baseband system and process for compensating for analog radio transmitter impairments
US7382835B2 (en) 2003-12-30 2008-06-03 Kiomars Anvari Power booster using peak suppression and pre-distortion for terminal radios
US6937175B1 (en) 2004-04-21 2005-08-30 Hrl Laboratories, Llc Amplifier linearization using delta-sigma predistortion
US7460612B2 (en) 2004-08-12 2008-12-02 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for a fully digital quadrature modulator
US7787563B2 (en) 2004-12-08 2010-08-31 Texas Instruments Incorporated Transmitter for wireless applications incorporation spectral emission shaping sigma delta modulator
DE102005006162B3 (de) 2005-02-10 2006-08-17 Infineon Technologies Ag Sende-/Empfangseinrichtung mit einem eine einstellbare Vorverzerrung aufweisenden Polar-Modulator
US7936229B2 (en) 2005-08-11 2011-05-03 Texas Instruments Incorporated Local oscillator incorporating phase command exception handling utilizing a quadrature switch
JP2007049621A (ja) 2005-08-12 2007-02-22 Hitachi Kokusai Electric Inc プリディストーション増幅装置
WO2007046370A1 (ja) 2005-10-17 2007-04-26 Hitachi Kokusai Electric Inc. 非線形歪検出方法及び歪補償増幅装置
US8195103B2 (en) 2006-02-15 2012-06-05 Texas Instruments Incorporated Linearization of a transmit amplifier
US7724839B2 (en) 2006-07-21 2010-05-25 Mediatek Inc. Multilevel LINC transmitter
US7826553B2 (en) 2006-07-21 2010-11-02 Mediatek Inc. Multilevel LINC transmitter
US7729445B2 (en) 2006-09-27 2010-06-01 Intel Corporation Digital outphasing transmitter architecture
US20090004981A1 (en) 2007-06-27 2009-01-01 Texas Instruments Incorporated High efficiency digital transmitter incorporating switching power supply and linear power amplifier
US8150335B2 (en) 2007-08-21 2012-04-03 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for adaptive cartesian transmitter linearization and wireless transmitter employing the same
US8054912B2 (en) 2007-08-21 2011-11-08 Texas Instruments Incorporated Large-dynamic-range lookup table for a transmitter predistorter and system and method employing the same
US7889811B2 (en) 2007-09-06 2011-02-15 Samsung Electro-Mechanics Digital linear amplification with nonlinear components (LINC) transmitter
US8213542B2 (en) 2008-03-07 2012-07-03 Intel Mobile Communications GmbH Highly optimized digital IQ transmitter chain
US20100073084A1 (en) 2008-09-19 2010-03-25 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems and methods for a level-shifting high-efficiency linc amplifier using dynamic power supply
US20100074367A1 (en) 2008-09-19 2010-03-25 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Adaptive combiner error calibration algorithms in all-digital outphasing transmitter
US8378732B2 (en) 2008-09-22 2013-02-19 California Institute Of Technology Octave-range, watt-level, fully-integrated CMOS switching power mixer array for linearization and back-off-efficiency improvement
US8170507B2 (en) * 2008-10-29 2012-05-01 Texas Instruments Incorporated Predistortion methods and apparatus for transmitter linearization in a communication transceiver
US7952433B2 (en) 2008-11-25 2011-05-31 Samsung Electro-Mechanics Company Power amplifiers with discrete power control
CN101478514B (zh) 2009-01-08 2011-08-24 福建邮科通信技术有限公司 一种实现数字功率预失真的方法
US8340209B2 (en) * 2009-09-04 2012-12-25 Panasonic Corporation Method and apparatus for providing high efficiency cartesian modulation
US8306149B2 (en) 2009-10-01 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated Systems and methods of power amplifier digital pre-distortion
US8681894B2 (en) 2009-11-03 2014-03-25 Telefonaktiebolaget L M (Publ) Digital affine transformation modulated power amplifier for wireless communications
US20110129037A1 (en) 2009-11-30 2011-06-02 Bogdan Staszewski Digital power amplifier with i/q combination
US8385469B2 (en) 2010-01-20 2013-02-26 Panasonic Corporation High-efficiency all-digital transmitter
US8188788B2 (en) 2010-04-23 2012-05-29 Samsung Electro-Mechanics Systems and methods for a discrete resizing of power devices with concurrent power combining structure for radio frequency power amplifier

Also Published As

Publication number Publication date
EP2515444A1 (en) 2012-10-24
CN102752247B (zh) 2016-01-27
WO2012142909A1 (en) 2012-10-26
TWI502899B (zh) 2015-10-01
US9379742B2 (en) 2016-06-28
TW201244386A (en) 2012-11-01
WO2012142873A1 (en) 2012-10-26
CN102752247A (zh) 2012-10-24
EP2515445A1 (en) 2012-10-24
TW201244389A (en) 2012-11-01
EP2515445B1 (en) 2016-07-13
US20120269292A1 (en) 2012-10-25
EP2515444B1 (en) 2017-10-25
EP2515445A8 (en) 2012-12-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI429210B (zh) 射頻傳輸裝置、無線通訊裝置及產生射頻訊號以於射頻介面上進行傳輸的方法
JP6261821B2 (ja) マルチ帯域信号を生成するシステム及び方法
US9647866B2 (en) RF transmitter, integrated circuit device, wireless communication unit and method therefor
EP1492239B1 (en) Look-up table delta-sigma conversion
US9813086B2 (en) RF transmitter, integrated circuit device, wireless communication unit and method therefor
JP4065227B2 (ja) デルタ・シグマ変調を使用した変換
CN102422528B (zh) 用于极性发射器的带有数字滤波器的rf放大器
US8542773B2 (en) Digital RF converter, digital RF modulator and transmitter including the same
US9559879B2 (en) PA cell, PA module, wireless communication unit, RF transmitter architecture and method therefor
US10129055B2 (en) PA cell, PA module, wireless communication unit, RF transmitter architecture and method therefor
Ye et al. An FPGA based all-digital transmitter with radio frequency output for software defined radio
US9166617B1 (en) Communication unit, digital band-pass sigma-delta modulator and method therefor
CN109660302B (zh) 一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制器及调制方法
US8970406B2 (en) Interleaved multipath digital power amplification
CN115022141B (zh) 一种gmsk信号数字调制发射装置及方法
TWI531189B (zh) 功率放大器單元、功率放大器模組、通訊單元、射頻發射器架構以及數位預失真校正方法
KR101292667B1 (ko) 디지털 ｒｆ 컨버터 및 이를 포함하는 디지털 ｒｆ 변조기와 송신기
WO2016053376A1 (en) Digital-to-rf power converter

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees