CN109660302B - 一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制器及调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制器及调制方法。该调制器包括脉冲延时控制单元、射频载波脉冲产生单元、第一～第四数字延时线单元、第一～第二两路复用器。所述调制方法为：射频脉宽调制器中脉冲延时控制单元采用5电平射频脉冲调制方法，具体为3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，其中X为大于零的任意奇数，即将需输出的5电平射频脉冲分解为2个3电平射频子脉冲的加权叠加，通过控制两个3电平射频子脉冲的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零。本发明实现了对5电平射频脉宽调制信号3X次谐波主动消除与有效抑制，减小了滤波器的成本和体积，提高了宽频段全数字发信机的综合性能。

Description

一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制器及调制方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别是一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制器及调制方法。

背景技术

发信机是无线通信系统的重要组成部分之一，其作用是将已调基带信号上变频到射频(RF)，并将射频信号放大到足够天线发射的功率电平。它是决定无线通信系统输出信号质量和工作效率的主要因素。更小体积、更低功耗、更高通信速率、数字化及可重构是发信机的发展方向。近年来，结合直接数字射频调制(DDRFM)、开关模式功放(SMPA)和调谐滤波器的高效率、宽频段数字发信机(DTx)技术发展迅速，已成为无线通信领域的研究热点，其高效率、高线性以及灵活的可重构和可编程性能已成为软件定义无线电(SDR)最具吸引力的特性。

得益于氮化镓(GaN)高电子迁移率(HEMT)器件等高性能半导体器件技术的迅速发展，SMPA已可实现对几个Gbps速率的高速数字射频脉冲序列的高效放大。然而，该脉冲信号仅由2个或有限个离散的量化电平构成，不仅包含所需的RF信号，还存在大量的量化噪声。由于SMPA固有的强非线性，DDRFM不仅要实现基带信号的数字上变频，还要进行脉冲编码，将数字射频信号转换为适合开关放大的脉冲信号，同时将量化噪声移至带外，以提高输出信噪比。

当前，增量求和调制(DSM)和脉宽调制(PWM)是DTx研究中主要采用的两种脉冲编码技术，其核心优势是可实现很高的信噪比。然而，DSM技术存在两个缺点，一是需要远高于载波频率的过采样频率，不仅要求数字信号处理器件(DSP)具有很高逻辑运算速率，增加了设计复杂度，而且使得SMPA的开关频率数倍(至少≥4倍)于射频载波频率；二是DSM存在很高的带外噪声，需要高品质因数的带通滤波器来抑制。相较于DSM，文献1(F.H.Raab,“Radiofrequency pulsewidth modulation,”IEEE Trans.Commun.,vol.21,No.8,pp.958-966,1973)提出的射频脉宽调制(RF-PWM)技术虽然也需要很高的采样频率，但在三个方面具有优势：一是具有更优的编码效率(所需RF信号与脉冲编码信号的功率之比)，而且可降低DSP的运算速率要求和设计复杂度；二是所需开关频率仅为射频载波频率的两倍，有利于降低SMPA的开关损耗；三是量化噪声被转换为谐波分量，仅需低通滤波器即可完成信号恢复。因此，综合考虑信号完整性、效率和频谱纯度，RF-PWM被认为是目前最适合DTx应用的高效脉冲编码技术。针对RF-PWM的谐波问题，文献2(周强,陈剑斌,朱蕾.基于RF-PWM的主动谐波消除方法[J].太赫兹科学与电子信息学报,2017,15(5):828-833)、文献3(Yao F Q,Zhou Q,Wei Z H.A Novel Multilevel RF-PWM Method With Active-Harmonic Elimination forAll-Digital Transmitters[J].IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques,2018,66(7):3360-3373)分别提出了针对恒包络和非恒包络的调制信号特定谐波消除的多电平RF-PWM方法。中国专利(申请号201711051727.2)公开了一种特定谐波消除多电平射频脉宽调制方法及调制器，可实现对多电平RFPWM输出脉冲特定次谐波的主动消除，特别是通过优先消除低次谐波，可以显著降低对调谐滤波器的设计要求，有利于提高DTx的宽频段性能。

但在实际工程中，对于DTx应用，RF-PWM需要在数字域实现，由于数字信号的时间和幅度均离散的特性，对于上述方法和专利提出的特定谐波抑制多电平RF-PWM方法，其调制性能与采样时的时间分辨率(即最小离散采样时间间隔)直接相关，受限于RF-PWM的物理实现，其有限的采样时间将带来杂散、互调和底噪等非线性失真，为进一步减小时间分别率，基于半导体工艺的高性能数字延时线(DDL)技术被广泛采用，如文献4(P.A.J.Nuyts,etal.,“A fully digital delay line based GHz range multimode transmitter front-end in 65-nm CMOS,”IEEE J.Solid-State Circuits,2012,47(7):1681-1692；P.A.J.Nuyts,et al.“A fully digital PWM-based 1 to 3 GHz multistandardtransmitter in 40-nm CMOS,”in 2013 IEEE Radio Frequency Integrated CircuitsSymposium,pp.419-422,2013)中基于40nm CMOS工艺的DDL技术，其时间分辨率最小可达到4ps。因此，利用高性能DDL技术，可实现数字RF-PWM，以提高调制器的整体性能。

从上述背景技术介绍和分析中可以看出，DDL技术可用于实现数字RF-PWM调制器，并提高其调制性能，特别将DDL技术用于特定谐波消除多电平RF-PWM，可提高特定谐波的抑制性能。但现有5电平RF-PWM信号存在3次谐波及其整数倍奇次谐波，若要满足调谐滤波器的设计要求，则对半导体工艺、实现电路难以及设计复杂度提出了更高要求。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制器及调制方法，有效降低对调谐滤波器的设计要求，减小滤波器的成本和体积，从而提高宽频段DTx的综合性能。

本发明原理如下：基于3X次谐波5电平射频脉冲调制方法，根据输入的基带已调I、Q信号计算对应2个子脉冲的脉冲宽度，并将每个子脉冲的脉冲宽转换为对应射频载波脉冲信号的2个延时信号，从而得到并输出4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-，N，以控制4个数字延时线单元，并根据输入的射频载波脉冲参考信号，分别输出2个子脉冲的正、负脉冲信号，用于驱动后级的SMPA。

实现本发明的技术方案为：一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，包括脉冲延时控制单元、射频载波脉冲产生单元、第一～第四数字延时线单元、第一～第二两路复用器，其中：

所述脉冲延时控制单元，用于接收基带已调I、Q信号，并计算脉冲延时数据，输出4路脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-，还输出选通控制信号S_AM；

所述射频载波脉冲产生单元，用于接收射频载波频率信息f_c，产生射频载波脉冲参考信号S_RF并由输出端输出；

所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构；每个数字延时线单元的信号输入端S均接收射频载波脉冲产生单元输出的射频载波脉冲参考信号S_RF，四个数字延时线单元的控制信号输入端分别接收脉冲延时控制单元输出的4路脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；四个数字延时线单元根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于射频载波脉冲参考信号S_RF的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路射频脉冲延时信号S₁₊、S_1-、S₂₊和S_2-；

所述第一两路复用器和第二两路复用器，具有相同结构；每一个两路复用器的两个信号输入端分别接收第三、第四数字延时线单元输出的射频脉冲延时信号S₂₊和S_2-；该两个两路复用器的控制信号输入端均接收脉冲延时控制单元输出的选通控制信号S_AM，并根据接收的选通控制信号S_AM控制对应两路复用器的信号输入端与控制信号输出端M₃连通，以输出对应的射频脉冲延时信号S₂和S'₂。

进一步地，该射频脉宽调制器为5电平射频脉宽调制器，具有第一～第三信号输入端和第一～第四信号输出端，用于产生5电平射频脉宽调制信号S_5LRF-PWM，其中：

第一～第三信号输入端包括脉冲延时控制单元中用于接收基带已调I、Q信号的第一信号输入端、第二信号输入端，射频载波脉冲产生单元中用于接收射频载波频率信息f_c的第三信号输入端；

所述第一数字延时线单元和第二数字延时线单元的第一、第二脉冲信号输出端E分别为所述5电平射频脉宽调制器的第一信号输出端和第二信号输出端，输出1比特射频脉冲延时信号S₁₊和S_1-；

所述第一两路复用器和第二两路复用器的第二、第三控制信号输出端M₃分别为所述5电平射频脉宽调制器的第三信号输出端和第四信号输出端，输出1比特射频脉冲延时信号S₂和S'₂。

进一步地，所述脉冲延时控制单元，具体如下：

所述脉冲延时控制单元包括第一信号输入端、第二信号输入端、第五～第八信号输出端和第一控制信号输出端；其中第一信号输入端和第二信号输入端，分别用于接收基带已调I、Q信号，根据5电平射频脉冲调制方法计算脉冲延时数据，由第五～第八信号输出端分别输出4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-，N为大于1的任意整数，由第一控制信号输出端输出1比特选通控制信号S_AM。

进一步地，所述射频载波脉冲产生单元，具体如下：

射频载波脉冲产生单元包括第三信号输入端和第九信号输出端；其中第三信号输入端，用于接收射频载波频率信息f_c，根据接收的射频载波频率信息f_c产生1比特射频载波脉冲参考信号S_RF，并由第九信号输出端输出。

进一步地，所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构，具体如下：

第一数字延时线单元包括第四信号输入端S、第一控制信号输入端D和第一脉冲信号输出端E，第二数字延时线单元包括第五信号输入端S、第二控制信号输入端D和第二脉冲信号输出端E，第三数字延时线单元包括第六信号输入端S、第三控制信号输入端D和第三脉冲信号输出端E，第四数字延时线单元包括第七信号输入端S、第四控制信号输入端D和第四脉冲信号输出端E；其中：

第四～第七信号输入端S均连接所述射频载波脉冲产生单元的第九信号输出端，用于接收1比特射频载波脉冲参考信号S_RF；第一～第四控制信号输入端D分别连接脉冲延时控制单元的第五～第八信号输出端，用于接收脉冲延时控制单元输出的4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；第一～第四数字延时线单元根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于1比特射频载波脉冲参考信号的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路1比特射频脉冲延时信号S₁₊、S_1-、S₂₊和S_2-。

进一步地，所述第一两路复用器和第二两路复用器，具有相同结构，具体如下：

所述第一两路复用器包括第八信号输入端M₁、第九信号输入端M₂、第二控制信号输出端M₃和第五控制信号输入端M₄，第二两路复用器包括第十信号输入端M₁、第十一信号输入端M₂、第三控制信号输出端M₃和第六控制信号输入端M₄；其中：

第一两路复用器的第八信号输入端M₁和第二两路复用器的第十一信号输入端M₂与所述第三数字延时线单元的第三脉冲信号输出端E相连接，第二两路复用器的第十信号输入端M₁和第一两路复用器的第九信号输入端M₂分别与所述第四数字延时线单元的第四脉冲信号输出端E相连接；第一两路复用器和第二两路复用器的第五、第六控制信号输入端M₄均与所述脉冲延时控制单元的第一控制信号输出端相连接，并根据接收的1比特选通控制信号S_AM控制对应两路复用器的第八、第十信号输入端M₁或第九、第十一信号输入端M₂与其第二、第三控制信号输出端M₃连通，以输出对应的1比特射频脉冲延时信号S₂和S'₂。

进一步地，所述数字延时线单元，由K个延时子单元和K+1路复用器构成，K＝2^N，每个延时子单元固定延时ΔT，ΔT＝T_c/K，其中T_c＝1/f_c为射频载波周期，根据输入的N比特脉冲延时控制信号，K+1路复用器将输入的1比特射频载波脉冲参考信号经过对应数量的延时子单元后，输出到所述数字延时线单元的信号输出端E，即得到所需的1比特射频脉冲延时信号，其中：

所述K个延时子单元串联，第一延时子单元的输入端连接到该数字延时线单元的信号输入端S；

所述K+1路复用器具有K+1个信号输入端、1个控制信号输入端和1个信号输出端，所述第一延时子单元的输入端和K个延时子单元的输出端分别接到K+1路复用器的K+1个信号输入端，其中所述控制信号输入端连接到该数字延时线单元的控制信号输入端D，所述信号输出端连接到该数字延时线单元的信号输出端E。

一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制方法，射频脉宽调制器中脉冲延时控制单元采用5电平射频脉冲调制方法，具体为3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，其中X为大于零的任意奇数，即将需输出的5电平射频脉冲分解为2个3电平射频子脉冲的加权叠加，通过控制两个3电平射频子脉冲的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零。

进一步地，所述的3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，包括以下步骤：

步骤1：采用幅相分离算法，将脉冲延时控制单元接收的基带I、Q信号分解为归一化的包络信号S_A和相位信号S_Φ，且S_A、S_Φ与I、Q有如下关系：

步骤2：根据射频载波脉冲产生单元接收的射频载波频率信息f_c，得射频载波脉冲参考信号S_RF：

S_RF＝sign(cos2πf_ct) (2)

其中，t为连续或离散时间信息；

步骤3：根据步骤1得到的归一化包络信号S_A，由下式得：

步骤4：由步骤1得到的相位信号S_Φ和步骤3得到的中间信号S_θ1、S_θ2，得2个3电平射频子脉冲对应射频载波脉冲参考信号S_RF的4个脉冲延时控制信号Δ₁₊、Δ_1-、Δ₂₊和Δ_2-：

步骤5：对步骤4得到的4个脉冲延时控制信号Δ₁₊、Δ_1-、Δ₂₊和Δ_2-进行归一化和N比特量化，则对应得到所述脉冲延时控制单元需输出的4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；

步骤6：当S_A大于等于0.5时，则得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号S_AM等于1或为高电平；当S_A小于0.5时，则得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号S_AM等于0或低高电平。

进一步地，步骤1中，所述幅相分离算法，具体为：首先对输入的基带I、Q信号进行线性内插处理，使其采样频率等于或大于射频载波频率f_c，再用CORDIC方法实现幅相分离；

步骤3中，以一组不同的P个归一化包络信号S_A的幅度A₁、…、A_m、…、A_P为输入，离线求解式(3)和式(4)，得到S_θ1和S_θ2分别对应P个包络信号幅度的数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；

工作时根据式(1)实时获得的归一化包络信号S_A的幅度值为输入，采用查表插值法获取并输出对应当前归一化包络信号S_A幅度的S_θ1和S_θ2。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)在基本调制性能与现有技术5电平RF-PWM相当的基础上，可实现对3X次特定谐波的消除或有效抑制，且不受信号调制方式、数据速率、信号带宽、峰均比、射频载波频率等因素的限制；(2)可有效降低对滤波器的抑制要求：一方面可增大滤波器的矩形系数，有利于减小体积和插损，降低实现难度，另一方面可增加滤波器的通带，有利于提高其宽频段应用性能，即一段低通滤波器可工作在更宽的工作频段；(3)所实现的3X次谐波5电平RF-PWM基于4个高性能的数字延时线单元实现，因此可简化调制器的实现结构，减小滤波器的成本和体积，从而提高宽频段DTx的综合性能；(4)基于高性能的数字延时线单元，可实现很高的时间分辨率，因此可获得更优的调制性能和3X次谐波抑制性能。

附图说明

图1为本发明基于数字延时线单元的射频脉宽调制器的结构示意图。

图2为本发明实施例中3次谐波消除5电平RF-PWM的输出频谱及其滤波器抑制要求示意图。

图3为本发明实施例脉冲延时波形产生示意图，其中(a)为实施例的3X次谐波消除5电平RF-PWM在S_AM为1或高电平时的脉冲延时波形产生示意图，(b)为实施例的3X次谐波消除5电平RF-PWM在S_AM为0或低电平时的脉冲延时波形产生示意图。

图4为本发明实施例的第i个数字延时线单元的结构示意图。

具体实施方式

本发明基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，包括脉冲延时控制单元、射频载波脉冲产生单元、第一～第四数字延时线单元、第一两路复用器和第二两路复用器，具有第一～第三信号输入端和第一～第四信号输出端，用于产生5电平射频脉宽调制信号S_5LRF-PWM，其中：

所述脉冲延时控制单元，包括第一信号输入端、第二信号输入端、第五～第八信号输出端和第一控制信号输出端；其中第一信号输入端和第二信号输入端，分别用于接收基带已调I、Q信号，根据特定5电平射频脉冲调制方法计算脉冲延时数据，由第五～第八信号输出端分别输出4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-，N为大于1的任意整数，由第一控制信号输出端输出1比特选通控制信号S_AM；

所述射频载波脉冲产生单元，包括第三信号输入端和第九信号输出端；其中第三信号输入端，用于接收射频载波频率信息f_c，根据接收的射频载波频率信息f_c产生1比特射频载波脉冲参考信号S_RF，并由第九信号输出端输出；

所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构，第一数字延时线单元包括第四信号输入端S、第一控制信号输入端D和第一脉冲信号输出端E，第二数字延时线单元包括第五信号输入端S、第二控制信号输入端D和第二脉冲信号输出端E，第三数字延时线单元包括第六信号输入端S、第三控制信号输入端D和第三脉冲信号输出端E，第四数字延时线单元包括第七信号输入端S、第四控制信号输入端D和第四脉冲信号输出端E；其中第四～第七信号输入端S均连接所述射频载波脉冲产生单元的第九信号输出端，用于接收1比特射频载波脉冲参考信号S_RF；第一～第四控制信号输入端D分别连接脉冲延时控制单元的第五～第八信号输出端，用于接收脉冲延时控制单元输出的4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；第一～第四数字延时线单元根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于1比特射频载波脉冲参考信号的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路1比特射频脉冲延时信号S₁₊、S_1-、S₂₊和S_2-；

所述第一两路复用器和第二两路复用器，具有相同结构，第一两路复用器包括第八信号输入端M₁、第九信号输入端M₂、第二控制信号输出端M₃和第五控制信号输入端M₄，第二两路复用器包括第十信号输入端M₁、第十一信号输入端M₂、第三控制信号输出端M₃和第六控制信号输入端M₄；其中第一两路复用器的第八信号输入端M₁和第二两路复用器的第十一信号输入端M₂与所述第三数字延时线单元的第三脉冲信号输出端E相连接，第二两路复用器的第十信号输入端M₁和第一两路复用器的第九信号输入端M₂分别与所述第四数字延时线单元的第四脉冲信号输出端E相连接；第一两路复用器和第二两路复用器的第五、第六控制信号输入端M₄均与所述脉冲延时控制单元的第一控制信号输出端相连接，并根据接收的1比特选通控制信号S_AM控制对应两路复用器的第八、第十信号输入端M₁或第九、第十一信号输入端M₂与其第二、第三控制信号输出端M₃连通，以输出对应的1比特射频脉冲延时信号S₂和S'₂；

所述第一数字延时线单元和第二数字延时线单元的第一、第二脉冲信号输出端E分别为所述5电平射频脉宽调制器的第一信号输出端和第二信号输出端，输出1比特射频脉冲延时信号S₁₊和S_1-；

所述第一两路复用器和第二两路复用器的第二、第三控制信号输出端M₃分别为所述5电平射频脉宽调制器的第三信号输出端和第四信号输出端，输出1比特射频脉冲延时信号S₂和S'₂。

作为一种具体示例，所述数字延时线单元，由K个延时子单元和K+1路复用器构成，K＝2^N，每个延时子单元固定延时ΔT，ΔT＝T_c/K，其中T_c＝1/f_c为射频载波周期，根据输入的N比特脉冲延时控制信号，K+1路复用器将输入的1比特射频载波脉冲参考信号经过对应数量的延时子单元后，输出到所述数字延时线单元的信号输出端E，即得到所需的1比特射频脉冲延时信号，其中：

所述K个延时子单元串联，第一延时子单元的输入端连接到该数字延时线单元的信号输入端S；所述K+1路复用器具有K+1个信号输入端、1个控制信号输入端和1个信号输出端，所述第一延时子单元的输入端和K个延时子单元的输出端分别接到K+1路复用器的K+1个信号输入端，其中所述控制信号输入端连接到该数字延时线单元的控制信号输入端D，所述信号输出端连接到该数字延时线单元的信号输出端E。

本发明基于数字延时线单元的射频脉宽调制方法，其中脉冲延时控制单元采用的特定5电平射频脉冲调制方法，为3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，其中X为大于零的任意奇数，即将需输出的5电平射频脉冲分解为2个3电平射频子脉冲的加权叠加，通过控制两个3电平射频子脉冲的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号S_A的幅度成正比，从而实现对5电平射频脉冲3X次谐波的主动消除或有效抑制，在相同输入基带I、Q信号的条件下，其消除或抑制效果由所述数字延时线单元的最小延时决定，即所述数字延时线单元的最小延时越小，则输出5电平射频脉冲的3X次谐波消除或抑制效果越好。

作为一种具体示例，所述的3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，包括以下步骤：

步骤1：采用幅相分离算法，将脉冲延时控制单元接收的基带I、Q信号分解为归一化的包络信号S_A和相位信号S_Φ，且S_A、S_Φ与I、Q有如下关系：

步骤2：根据射频载波脉冲产生单元接收的射频载波频率信息f_c，可得射频载波脉冲参考信号S_RF：

S_RF＝sign(cos2πf_ct) (2)

t为连续或离散时间信息；

步骤3：根据步骤1得到的归一化包络信号S_A，由下式可得：

步骤4：由步骤1得到的相位信号S_Φ和步骤3得到S_θ1、S_θ2，可得2个3电平射频子脉冲对应射频载波脉冲参考信号S_RF的4个脉冲延时控制信号：

步骤5：对步骤4得到的4个脉冲延时控制信号Δ₁₊、Δ_1-、Δ₂₊和Δ_2-进行归一化和N比特量化，则对应可得到所述脉冲延时控制单元需输出的4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；

步骤6：当S_A大于等于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号S_AM等于1或为高电平；当S_A小于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号S_AM等于0或低高电平。

作为一种具体示例，步骤1中，先对输入的基带I、Q信号进行线性内插处理，使其采样频率等于或大于射频载波频率f_c，再用CORDIC方法实现幅相分离。

作为一种具体示例，步骤3中，为避免式(3)和式(4)带来的复杂在线计算，以一组不同的P个归一化包络信号S_A的幅度A₁、…、A_m、…、A_P为输入，离线求解式(3)和式(4)，得到S_θ1和S_θ2分别对应P个包络信号幅度的数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；

工作时根据式(1)实时获得的归一化包络信号S_A的幅度值为输入，采用查表插值法获取并输出对应当前归一化包络信号S_A幅度的S_θ1和S_θ2。

作为一种具体示例，当S_AM为1或高电平时，所述第一两路复用器和第二两路复用器的第五信号输入端M₁与第二控制信号输出端M₃连通；当S_AM为0或低电平时，所述第一两路复用器和第二两路复用器的第二信号输入端M₂与第二控制信号输出端M₃连通。

下面结合具体实施方式和附图，对本发明作进一步详细描述。

实施例

如图1所示，本发明基于数字延时线单元的5电平射频脉宽调制器，包括：包括脉冲延时控制单元1、射频载波脉冲产生单元2、第一～第四数字延时线单元31～34、第一两路复用器41和第二两路复用器42，具有第一～第三信号输入端和第一～第四信号输出端，用于产生5电平射频脉宽调制信号S_5LRF-PWM，其中：

所述脉冲延时控制单元1，包括第一信号输入端、第二信号输入端、第五～第八信号输出端和第一控制信号输出端；其中第一信号输入端和第二信号输入端，分别用于接收基带已调I、Q信号，根据特定5电平射频脉冲调制方法计算脉冲延时数据，由第五～第八信号输出端分别输出4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-，N为大于1的任意整数，由第一控制信号输出端输出1比特选通控制信号S_AM；

所述射频载波脉冲产生单元2，包括第三信号输入端和第九信号输出端；其中第三信号输入端，用于接收射频载波频率信息f_c，根据接收的射频载波频率信息f_c产生1比特射频载波脉冲参考信号S_RF，并由第九信号输出端输出；

所述第一～第四数字延时线单元31～34，具有相同结构，第一数字延时线单元31包括第四信号输入端S、第一控制信号输入端D和第一脉冲信号输出端E，第二数字延时线单元32包括第五信号输入端S、第二控制信号输入端D和第二脉冲信号输出端E，第三数字延时线单元33包括第六信号输入端S、第三控制信号输入端D和第三脉冲信号输出端E，第四数字延时线单元34包括第七信号输入端S、第四控制信号输入端D和第四脉冲信号输出端E；其中第四～第七信号输入端S均连接所述射频载波脉冲产生单元2的第九信号输出端，用于接收1比特射频载波脉冲参考信号S_RF；第一～第四控制信号输入端D分别连接脉冲延时控制单元1的第五～第八信号输出端，用于接收脉冲延时控制单元1输出的4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；第一～第四数字延时线单元31～34根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于1比特射频载波脉冲参考信号的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元31～34的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路1比特射频脉冲延时信号S₁₊、S_1-、S₂₊和S_2-；

所述第一两路复用器41和第二两路复用器42，具有相同结构，第一两路复用器41包括第八信号输入端M₁、第九信号输入端M₂、第二控制信号输出端M₃和第五控制信号输入端M₄，第二两路复用器42包括第十信号输入端M₁、第十一信号输入端M₂、第三控制信号输出端M₃和第六控制信号输入端M₄；其中第一两路复用器41的第八信号输入端M₁和第二两路复用器42的第十一信号输入端M₂与所述第三数字延时线单元33的第三脉冲信号输出端E相连接，第二两路复用器42的第十信号输入端M₁和第一两路复用器41的第九信号输入端M₂分别与所述第四数字延时线单元34的第四脉冲信号输出端E相连接；第一两路复用器41和第二两路复用器42的第五、第六控制信号输入端M₄均与所述脉冲延时控制单元1的第一控制信号输出端相连接，并根据接收的1比特选通控制信号S_AM控制对应两路复用器的第八、第十信号输入端M₁或第九、第十一信号输入端M₂与其第二、第三控制信号输出端M₃连通，以输出对应的1比特射频脉冲延时信号S₂和S'₂；

所述第一数字延时线单元31和第二数字延时线单元32的第一、第二脉冲信号输出端E分别为所述5电平射频脉宽调制器的第一信号输出端和第二信号输出端，输出1比特射频脉冲延时信号S₁₊和S_1-；

所述第一两路复用器41和第二两路复用器42的第二、第三控制信号输出端M₃分别为所述5电平射频脉宽调制器的第三信号输出端和第四信号输出端，输出1比特射频脉冲延时信号S₂和S'₂。

在本发明提供的实施例中，所述脉冲延时控制单元1采用的特定5电平射频脉冲调制方法，为3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，其中X为大于零的任意奇数，即将需输出的5电平射频脉冲分解为2个3电平射频子脉冲的加权叠加，通过控制两个3电平射频子脉冲的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号S_A的幅度成正比，从而实现对5电平射频脉冲3X次谐波的主动消除或有效抑制，在相同输入基带I、Q信号的条件下，其消除或抑制效果由所述数字延时线单元1的最小延时决定，即所述数字延时线单元1的最小延时越小，则输出5电平射频脉冲的3X次谐波消除或抑制效果越好。

图2为本发明实施例中所述3X次谐波消除5电平RF-PWM的输出频谱及其滤波器抑制要求示意图。从图2可以看出，由于3X次谐波被消除，本发明实施例所提供的3次谐波消除5电平RF-PWM输出频谱中离射频信号最近的谐波为5次谐波，因而可以显著提高滤波器的截止频率，从而可对应两种滤波器抑制要求，一是保持滤波器通带不变，显著增大滤波器的矩形系数，有利于降低滤波器实现难度，减小滤波器体积和插损，二增加滤波器的通带，有利于提高其宽频段应用性能，即一段低通滤波器可工作在更宽的工作频段，因而可提高宽频段DTx的整体性能。

在本发明的一个实施例中，所述脉的3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，包括以下步骤：

步骤1：采用幅相分离算法，将脉冲延时控制单元1接收的基带I、Q信号分解为归一化的包络信号S_A和相位信号S_Φ；

步骤2：根据射频载波脉冲产生单元2接收的射频载波频率信息f_c，可得射频载波脉冲参考信号S_RF；

步骤3：根据步骤1得到的归一化包络信号S_A，得S_θ1、S_θ2；

步骤4：由步骤1得到的相位信号S_Φ和步骤3得到S_θ1、S_θ2，可得2个3电平射频子脉冲对应射频载波脉冲参考信号S_RF的4个脉冲延时控制信号Δ₁₊、Δ_1-、Δ₂₊和Δ_2-；

步骤5：对步骤4得到的4个脉冲延时控制信号Δ₁₊、Δ_1-、Δ₂₊和Δ_2-进行归一化和N比特量化，则对应可得到所述脉冲延时控制单元1需输出的4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；

步骤6：当S_A大于等于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元1需输出的1比特选通控制信号S_AM等于1或为高电平；当S_A小于0.5时，则可得所述脉冲延时控制单元1需输出的1比特选通控制信号S_AM等于0或低高电平。

上述步骤中，所述4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-与所述射频载波脉冲产生单元2输出的1比特射频载波脉冲参考信号S_RF的脉冲延时关系分别如图3(a)和图3(b)所示。

在本发明提供的一个实施例中，步骤1中，先对输入的基带I、Q信号进行线性内插处理，使其采样频率等于或大于射频载波频率f_c，再用CORDIC方法实现幅相分离。

在本发明提供的一个实施例中，步骤3中，为避免式(3)和式(4)带来的复杂在线计算，以一组不同的P个归一化包络信号S_A的幅度A₁、…、A_m、…、A_P为输入，离线求解式(3)和式(4)，得到S_θ1和S_θ2分别对应P个包络信号幅度的数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；工作时根据式(1)实时获得的归一化包络信号S_A的幅度值为输入，采用查表插值法获取并输出对应当前归一化包络信号S_A幅度的S_θ1和S_θ2。

在本发明提供的一个实施例中，如图4所示，第i个数字延时线单元的结构示意图，i＝1、2、3、4，图中各构成部分如下：K+1路复用器3i0，第一延时子单元3i1，第二延时子单元3i2，第j延时子单元3ij，第K延时子单元3iK，j＝1、2、…、K。

所述第i数字延时线单元3i，由K个延时子单元3i1、3i2、…、3ij、…、3iK和K+1路复用器3i0构成，K＝2^N，j＝1、2、…、N，每个延时子单元固定延时ΔT，ΔT＝T_c/K，其中T_c＝1/f_c为射频载波周期，根据输入的N比特脉冲延时控制信号，K+1路复用器3i0将输入的1比特射频载波脉冲参考信号经过对应数量的延时子单元后，输出到所述第i数字延时线单元3i的信号输出端E，即得到所需的1比特射频脉冲延时信号，其中：

所述K个延时子单元3i1、3i2、…、3ij、…、3iK串联，第一延时子单元3i1的输入端连接到该数字延时线单元的信号输入端S；

所述K+1路复用器3i0具有K+1个信号输入端、1个控制信号输入端和1个信号输出端，所述第一延时子单元3i1的输入端和K个延时子单元3i1、3i2、…、3ij、…、3iK的输出端分别接到K+1路复用器3i0的K+1个信号输入端，其中所述控制信号输入端连接到该数字延时线单元3i的控制信号输入端D，所述信号输出端连接到该数字延时线单元3i的信号输出端E。

在本发明提供的一个实施例中，当S_AM为1或高电平时，所述第一两路复用器和第二两路复用器的第五信号输入端M₁与第二控制信号输出端M₃连通；当S_AM为0或低电平时，所述第一两路复用器和第二两路复用器的第二信号输入端M₂与第二控制信号输出端M₃连通。

在本发明提供的实施例中，所述3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法的3X谐波抑制能力与所述第一～第四数字延时线单元31～34的最小时间分辨率直接相关，而最小时间分辨率的实现又在很大程度上决定了调制器的实现途径、工艺和难度。因此，一方面可采用基于CMOS工艺的高精度数字延时线技术进一步减小其时间分辨率，获得更高的3X次谐波抑制能力，另一方面可根据发信机或无线通信系统的谐波抑制要求，综合选取调制器最优的技术实现途径和工艺，从而降低调制器的成本。

Claims (9)

1.一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，其特征在于，包括脉冲延时控制单元、射频载波脉冲产生单元、第一～第四数字延时线单元、第一～第二两路复用器，其中：

所述脉冲延时控制单元，用于接收基带已调I、Q信号，并计算脉冲延时数据，输出4路脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-，还输出选通控制信号S_AM；脉冲延时控制单元采用的特定5电平射频脉冲调制方法，为3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，其中X为大于零的任意奇数，即将需输出的5电平射频脉冲分解为2个3电平射频子脉冲的加权叠加，通过控制两个3电平射频子脉冲的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零，而其基波分量加权叠加后的幅值与归一化包络信号S_A的幅度成正比；

所述射频载波脉冲产生单元，用于接收射频载波频率信息f_c，产生射频载波脉冲参考信号S_RF并由输出端输出；

所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构；每个数字延时线单元的信号输入端S均接收射频载波脉冲产生单元输出的射频载波脉冲参考信号S_RF，四个数字延时线单元的控制信号输入端分别接收脉冲延时控制单元输出的4路脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；四个数字延时线单元根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于射频载波脉冲参考信号S_RF的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路射频脉冲延时信号S₁₊、S_1-、S₂₊和S_2-；

所述第一两路复用器和第二两路复用器，具有相同结构；每一个两路复用器的两个信号输入端分别接收第三、第四数字延时线单元输出的射频脉冲延时信号S₂₊和S_2-；该两个两路复用器的控制信号输入端均接收脉冲延时控制单元输出的选通控制信号S_AM，并根据接收的选通控制信号S_AM控制对应两路复用器的信号输入端与控制信号输出端M₃连通，以输出对应的射频脉冲延时信号S₂和S'₂。

2.根据权利要求1所述的基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，其特征在于，该射频脉宽调制器为5电平射频脉宽调制器，具有第一～第三信号输入端和第一～第四信号输出端，用于产生5电平射频脉宽调制信号S_5LRF-PWM，其中：

第一～第三信号输入端包括脉冲延时控制单元中用于接收基带已调I、Q信号的第一信号输入端、第二信号输入端，射频载波脉冲产生单元中用于接收射频载波频率信息f_c的第三信号输入端；

所述第一数字延时线单元和第二数字延时线单元的第一、第二脉冲信号输出端E分别为所述5电平射频脉宽调制器的第一信号输出端和第二信号输出端，输出1比特射频脉冲延时信号S₁₊和S_1-；

所述第一两路复用器和第二两路复用器的第二、第三控制信号输出端M₃分别为所述5电平射频脉宽调制器的第三信号输出端和第四信号输出端，输出1比特射频脉冲延时信号S₂和S'₂。

3.根据权利要求1或2所述的基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，其特征在于，所述脉冲延时控制单元，具体如下：

所述脉冲延时控制单元包括第一信号输入端、第二信号输入端、第五～第八信号输出端和第一控制信号输出端；其中第一信号输入端和第二信号输入端，分别用于接收基带已调I、Q信号，根据5电平射频脉冲调制方法计算脉冲延时数据，由第五～第八信号输出端分别输出4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-，N为大于1的任意整数，由第一控制信号输出端输出1比特选通控制信号S_AM。

4.根据权利要求1或2所述的基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，其特征在于，所述射频载波脉冲产生单元，具体如下：

射频载波脉冲产生单元包括第三信号输入端和第九信号输出端；其中第三信号输入端，用于接收射频载波频率信息f_c，根据接收的射频载波频率信息f_c产生1比特射频载波脉冲参考信号S_RF，并由第九信号输出端输出。

5.根据权利要求1或2所述的基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，其特征在于，所述第一～第四数字延时线单元，具有相同结构，具体如下：

第一数字延时线单元包括第四信号输入端S、第一控制信号输入端D和第一脉冲信号输出端E，第二数字延时线单元包括第五信号输入端S、第二控制信号输入端D和第二脉冲信号输出端E，第三数字延时线单元包括第六信号输入端S、第三控制信号输入端D和第三脉冲信号输出端E，第四数字延时线单元包括第七信号输入端S、第四控制信号输入端D和第四脉冲信号输出端E；其中：

第四～第七信号输入端S均连接所述射频载波脉冲产生单元的第九信号输出端，用于接收1比特射频载波脉冲参考信号S_RF；第一～第四控制信号输入端D分别连接脉冲延时控制单元的第五～第八信号输出端，用于接收脉冲延时控制单元输出的4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；第一～第四数字延时线单元根据接收的相应脉冲延时控制信号，实现对于1比特射频载波脉冲参考信号的延时输出，并分别通过第一～第四数字延时线单元的第一～第四脉冲信号输出端E，输出4路1比特射频脉冲延时信号S₁₊、S_1-、S₂₊和S_2-。

6.根据权利要求1或2所述的基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，其特征在于，所述第一两路复用器和第二两路复用器，具有相同结构，具体如下：

所述第一两路复用器包括第八信号输入端M₁、第九信号输入端M₂、第二控制信号输出端M₃和第五控制信号输入端M₄，第二两路复用器包括第十信号输入端M₁、第十一信号输入端M₂、第三控制信号输出端M₃和第六控制信号输入端M₄；其中：

第一两路复用器的第八信号输入端M₁和第二两路复用器的第十一信号输入端M₂与所述第三数字延时线单元的第三脉冲信号输出端E相连接，第二两路复用器的第十信号输入端M₁和第一两路复用器的第九信号输入端M₂分别与所述第四数字延时线单元的第四脉冲信号输出端E相连接；第一两路复用器和第二两路复用器的第五、第六控制信号输入端M₄均与所述脉冲延时控制单元的第一控制信号输出端相连接，并根据接收的1比特选通控制信号S_AM控制对应两路复用器的第八、第十信号输入端M₁或第九、第十一信号输入端M₂与其第二、第三控制信号输出端M₃连通，以输出对应的1比特射频脉冲延时信号S₂和S'₂。

7.根据权利要求5所述的基于数字延时线单元的射频脉宽调制器，其特征在于，所述数字延时线单元，由K个延时子单元和K+1路复用器构成，K＝2^N，每个延时子单元固定延时ΔT，ΔT＝T_c/K，其中T_c＝1/f_c为射频载波周期，根据输入的N比特脉冲延时控制信号，K+1路复用器将输入的1比特射频载波脉冲参考信号经过对应数量的延时子单元后，输出到所述数字延时线单元的信号输出端E，即得到所需的1比特射频脉冲延时信号，其中：

所述K个延时子单元串联，第一延时子单元的输入端连接到该数字延时线单元的信号输入端S；

所述K+1路复用器具有K+1个信号输入端、1个控制信号输入端和1个信号输出端，所述第一延时子单元的输入端和K个延时子单元的输出端分别接到K+1路复用器的K+1个信号输入端，其中所述控制信号输入端连接到该数字延时线单元的控制信号输入端D，所述信号输出端连接到该数字延时线单元的信号输出端E。

8.一种基于数字延时线单元的射频脉宽调制方法，其特征在于，射频脉宽调制器中脉冲延时控制单元采用5电平射频脉冲调制方法，具体为3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，其中X为大于零的任意奇数，即将需输出的5电平射频脉冲分解为2个3电平射频子脉冲的加权叠加，通过控制两个3电平射频子脉冲的脉冲宽度，使2个3电平射频子脉冲加权叠加后的3X次谐波幅值为零；

所述的3X次谐波消除5电平射频脉冲调制方法，包括以下步骤：

步骤1：采用幅相分离算法，将脉冲延时控制单元接收的基带I、Q信号分解为归一化的包络信号S_A和相位信号S_Φ，且S_A、S_Φ与I、Q有如下关系：

步骤2：根据射频载波脉冲产生单元接收的射频载波频率信息f_c，得射频载波脉冲参考信号S_RF：

S_RF＝sign(cos2πf_ct) (2)

其中，t为连续或离散时间信息；

步骤3：根据步骤1得到的归一化包络信号S_A，由下式得：

步骤4：由步骤1得到的相位信号S_Φ和步骤3得到的中间信号S_θ1、S_θ2，得2个3电平射频子脉冲对应射频载波脉冲参考信号S_RF的4个脉冲延时控制信号Δ₁₊、Δ_1-、Δ₂₊和Δ_2-：

步骤5：对步骤4得到的4个脉冲延时控制信号Δ₁₊、Δ_1-、Δ₂₊和Δ_2-进行归一化和N比特量化，则对应得到所述脉冲延时控制单元需输出的4路N比特脉冲延时控制信号S_Δ1+、S_Δ1-、S_Δ2+和S_Δ2-；

步骤6：当S_A大于等于0.5时，则得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号S_AM等于1或为高电平；当S_A小于0.5时，则得所述脉冲延时控制单元需输出的1比特选通控制信号S_AM等于0或低高电平。

9.根据权利要求8所述的基于数字延时线单元的射频脉宽调制方法，其特征在于，步骤1中，所述幅相分离算法，具体为：首先对输入的基带I、Q信号进行线性内插处理，使其采样频率等于或大于射频载波频率f_c，再用CORDIC方法实现幅相分离；

步骤3中，以一组不同的P个归一化包络信号S_A的幅度A₁、…、A_m、…、A_P为输入，离线求解式(3)和式(4)，得到S_θ1和S_θ2分别对应P个包络信号幅度的数据表T，其中P为大于1的任意整数，m为1到P之间的任意整数；

工作时根据式(1)实时获得的归一化包络信号S_A的幅度值为输入，采用查表插值法获取并输出对应当前归一化包络信号S_A幅度的S_θ1和S_θ2。

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